CN102005920B - 一种三电平降压式变换电路及方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种三电平降压式变换电路及方法，该电路包括依次连接的续流二极管、滤波电路和负载，还包括输入电源、切换电路和第一开关，所述输入电源与切换电路连接，所述切换电路分别与第一开关的一端、续流二极管的阳极连接，所述第一开关的另一端与续流二极管的阴极连接。所述输入电源为两个，分别为第一输入电源和第二输入电源，所述第一输入电源、第二输入电源分别与切换电路连接。本发明不需采用常用三电平降压式变换电路的均压电容和二极管箝位电路，而是用输入电压的串并联切换产生三个电平，既可以降低开关器件的电压应力，又可以减少滤波元件的容量。

Description

一种三电平降压式变换电路及方法

技术领域

本发明属于降压式变换电路，特别涉及一种三电平降压式变换电路及方法。

背景技术

降压式变换电路（Buck变换电路）是电能变换器中常用的一种。常用的两电平降压式变换电路的每个开关管需要承受输入直流侧的全部电压，在低电压小容量的应用场合下，它具有结构简单，控制容易的优点。但是，在电压较高的场合下，考虑到成本和技术的限制，会出现单个开关管不能承受输入侧高电压的情况。

两电平降压式变换电路的高频开关器件处于关断状态时两端压差大，使它具有如下的缺点：在高频开关关断时，电压变化率dv/dt高，会产生很大的尖峰电压，容易击穿器件；高频开关器件承受很大的电压应力，使电路器件的参数要求较严格，增加电路成本；开关损耗大，降低了降压式变换电路的效率；开关电压过高使开关器件对附近电子设备的电磁干扰变大。常用的两电平降压式变换电路结构如图1所示，图中输入电源1的电压为u_i，所述电路通过高频开关元件的通断进行斩波，其中高频开关2可采用IGBT或者MOSFET，也可以采用其他电力电子开关器件。设高频开关2的开关周期为T，把开关周期T分成第一时间段t₁和第二时间段t₂两段，高频开关2在第一时间段t₁内导通，在第二时间段t₂内关断。当t∈t₁（即当前时间在第一时间段内）时，高频开关2导通，输入电源1向负载6供电，滤波电容5充电，流过电感3的电流i_L按照指数曲线上升；当t∈t₂时，高频开关2关断，流过电感3的电流经二极管4续流，i_L按照指数曲线下降，电容5放电。如电感3较大则电流i_L连续，电感3越大电流i_L脉动越小。若电容5很大，输出电压u_o可以认为是恒值，这时，在一个开关周期T之内，电感存储的能量为(u_i-u_o)i_Lt₁，其中u_o为输出电压，u_i为输入电压，i_L为流过电感3的电流，t₁为第一时间段；电感3释放的能量为u_oi_Lt₂，其中u_o为输出电压，i_L为流过电感3的电流，t₂为第二时间段，根据能量守恒定律，有

(u_i-u_o)i_Lt₁=u_oi_Lt₂

整理得

其中u_o为输出电压，i_L为流过电感3的电流，t₂为第二时间段，t₁为第一时间段，T为开关周期，u_i为输入电压，α为占空比。

其中，第一时间段t₁、第二时间段t₂分别为高频开关2的导通时间和关断时间，α=t₁/T称为占空比或导通比。由于图1所示电路中，高频开关2要承受全部输入电压u_i，使它具有上述两电平降压式变换电路的缺点，因此有必要提出一种使开关器件承受的电压应力较低的新型电路。多电平变换电路是解决这个问题的重要手段之一。综合考虑成本和可实现性，多电平变换电路中又以三电平变换电路应用最广泛。三电平降压式变换电路可以克服开关器件承受的电压应力高的缺点，其常用的解决方案是采用均压电容和箝位二极管进行中性点箝位，但是这种技术方案均压电容参数要求严格，且结构复杂。

发明内容

本发明的首要目的在于克服上述现有技术的缺点与不足，提供一种结构简单、合理，既可以降低开关器件的电压应力，又可以减少滤波元件的容量的三电平降压式变换电路。

本发明的另一目的还在于提供由上述电路实现的三电平降压式变换方法。

为达上述目的，本发明采用如下的技术方案：

一种三电平降压式变换电路，包括依次连接的续流二极管、滤波电路和负载，还包括输入电源、切换电路和第一开关，所述输入电源与切换电路连接，所述第一开关为第一三极管，所述切换电路分别与第一三极管的集电极、续流二极管的阳极连接，所述第一三极管的发射极与续流二极管的阴极连接。

所述输入电源为两个，分别为第一输入电源和第二输入电源，所述第一输入电源、第二输入电源分别与切换电路连接。

所述切换电路包括第二开关、第一二极管和第二二极管，所述第二开关为第二三极管，所述第二三极管的发射极与第一输入电源的负极连接，其集电极与第二输入电源的正极连接；所述第一二极管的阳极与续流二极管的阳极、第二输入电源负极连接，其阴极与第一输入电源的负极连接；所述第二二极管的阳极与第二输入电源的正极连接，其阴极与所述第一三极管的集电极、第一输入电源正极连接。

所述第一开关和第二开关均为高频开关。

所述第一二极管和第二二极管均为快速恢复二极管。

所述滤波电路包括依次连接的滤波电容和电感，所述滤波电容的负极与续流二极管的阳极连接，其正极与电感连接，电感的另一端与续流二极管的阴极连接；所述负载并联在滤波电容的两端。

由上述电路实现的三电平降压式变换方法：通过控制第一开关和第二开关的通断，以使负载的输出电压得到三个稳定的电平（电压值），所述电平包括第一电平、第二电平和第三电平，具体为：在一个开关周期内，包括三个时间段，分别为第一时间段、第二时间段和第三时间段；在第一时间段内，第一开关和第二开关均为导通状态，第一二极管和第二二极管反向偏置而截止，续流二极管反向偏置而截止，第一输入电源和第二输入电源通过串联经第一开关、电感、滤波电容向负载供电，电感的电流指数上升至第一饱和电流，负载两端的输出电压通过滤波电容充电逐渐到达第一电平，此时，第一三极管的集电极与发射极之间的电压和第二三极管的集电极与发射极之间的电压均为零；在第二时间段内，第一开关为导通状态、第二开关为关断状态，第一二极管和第二二极管正向偏置而导通，续流二极管反向偏置而截止，第一输入电源和第二输入电源通过并联经第一开关、电感、滤波电容向负载供电，电感的电流指数下降至第二饱和电流，负载两端的输出电压通过滤波电容放电逐渐到达第二电平，此时，第一三极管的集电极与发射极之间的电压为零，第二三极管的集电极与发射极之间的电压等于第二电平；在第三时间段内，第一开关和第二开关均为关断状态，第一二极管和第二二极管反向偏置而截止，续流二极管正向偏置而导通，第一输入电源和第二输入电源均断开，滤波电容向负载供电，且通过电感、续流二极管进行续流，电感的电流指数下降，负载两端的输出电压通过滤波电容放电逐渐到达零值，此时，第一三极管的集电极与发射极之间的电压、第二三极管的集电极与发射极之间的电压都等于第二电平。

本发明原理：切换电路由一个高频开关（第二开关）和两个快速恢复二极管（第一二极管和第二二极管）组成，该切换电路通过控制第二开关的通断来得到两个电平：当第二开关导通时，第一二极管和第二二极管因反向偏置而截止，此时两个输入电源串联，负载两端的输出电压为第一电平；当第二开关关断时，第一二极管和第二二极管因正向偏置而导通，此时两个输入电源并联，负载两端的输出电压为第二电平。在切换电路与续流二极管之间接入第一开关，该第一开关导通时，可以把电源的能量传输到负载；该第一开关关断时，电源的能量不能传输到负载，这时所述电路产生了第三电平，即零电平，负载两端的电压为零。在负载两端并联一个滤波电容，再在该并联电路上串联一个电感，然后再在该并串联电路两端反并联一个续流二极管，用于电源不向负载供电时形成续流回路。

与现有技术相比，本发明具有如下优点和有益效果：本发明不需采用常用三电平降压式变换电路的均压电容和二极管箝位电路，而是用输入电压的串并联切换产生三个电平值（电压值），既可以降低开关器件的电压应力，又可以减少滤波元件的容量。本发明取消了均压电容和二极管箝位电路，并使各开关的电压应力减少到现有技术电路的1/2；电路中的滤波电容的耐压减少到现有技术电路的1/2；此外，输出电压和电流因为中间电平的存在而变得平缓，本发明的滤波电容和电感容量可以减少到现有技术电路的1/2。

附图说明

图1是现有技术的结构示意图。

图2是本发明电路的结构示意图。

图3是图2所示电路在第一时间段内的等效电路结构示意图。

图4是图2所示电路在第二时间段内的等效电路结构示意图。

图5是图2所示电路在第三时间段内的等效电路结构示意图。

图6是图2所示第一开关在一个开关周期内的通断状态。

图7是图2所示第二开关在一个开关周期内的通断状态。

图8是图2所示滤波电感的电流在一个开关周期内的波形。

图9是图2所示负载的输出电压在一个开关周期内的波形。

图10是图2所示第一开关两端电压波形。

图11是图2所示第二开关两端电压波形。

具体实施方式

下面结合实施例及附图对本发明作进一步详细的描述，但本发明的实施方式不限于此。

实施例

如图2所示，本三电平降压式变换电路，包括依次连接的续流二极管15、滤波电路和负载17，还包括输入电源、切换电路和第一开关13，所述输入电源与切换电路连接，所述第一开关13为第一三极管，所述切换电路分别与第一三极管的集电极、续流二极管15的阳极连接，所述第一三极管的发射极与续流二极管15的阴极连接。

所述输入电源为两个，分别为第一输入电源8和第二输入电源9，所述第一输入电源8、第二输入电源9分别与切换电路连接。

所述切换电路包括第二开关10、第一二极管11和第二二极管12，所述第二开关10为第二三极管，所述第二三极管的发射极与第一输入电源8的负极连接，其集电极与第二输入电源9的正极连接；所述第一二极管11的阳极与续流二极管15的阳极、第二输入电源9的负极连接，其阴极与第一输入电源8的负极连接；所述第二二极管12的阳极与第二输入电源9的正极连接，其阴极与所述第一三极管的集电极、第一输入电源8的正极连接。

所述第一开关13和第二开关10均为高频开关。

所述第一二极管11和第二二极管12均为快速恢复二极管。

所述滤波电路包括依次连接的滤波电容16和电感14，所述滤波电容16的负极与续流二极管15的阳极连接，其正极与电感14连接，电感14的另一端与续流二极管15的阴极连接；所述负载17并联在滤波电容16的两端。

由上述电路实现的三电平降压式变换方法：通过控制第一开关13和第二开关10的通断，以使负载17的输出电压得到三个稳定的电平（电压值），所述电平包括第一电平26、第二电平27和第三电平，具体为：在一个开关周期21内，包括三个时间段，分别为第一时间段18、第二时间段19和第三时间段20；如图6和图7所示，在第一时间段18内，第一开关13为导通状态22，第二开关10为导通状态29，第一二极管11和第二二极管12反向偏置而截止，续流二极管15反向偏置而截止，第一输入电源8和第二输入电源9通过串联经第一开关13、电感14、滤波电容16向负载17供电，如图8所示，电感14的电流指数上升至第一饱和电流24，如图9所示，负载17两端的输出电压通过滤波电容16充电逐渐到达第一电平26，此时，如图10和图11所示，第一三极管的集电极与发射极之间的电压和第二三极管的集电极与发射极之间两端的电压均为零；在第二时间段19内，如图6和图7所示，第一开关13处于导通状态23、第二开关10处于关断状态30，第一二极管11和第二二极管12正向偏置而导通，续流二极管15反向偏置而截止，第一输入电源8和第二输入电源9通过并联经第一开关13、电感14、滤波电容16向负载17供电，如图8所示，电感14的电流指数下降至第二饱和电流25，如图9所示，负载17两端的输出电压通过滤波电容16放电逐渐到达第二电平27，此时，如图10和图11所示，第一三极管的集电极与发射极之间两端的电压为零，第二三极管的集电极与发射极之间两端的电压等于第二电平33；在第三时间段20内，如图6和图7所示，第一开关13为关断状态28，第二开关10为关断状态31，第一二极管11和第二二极管12反向偏置而截止，续流二极管15正向偏置而导通，第一输入电源8和第二输入电源9均断开，滤波电容16向负载17供电，且通过电感14、续流二极管15进行续流，如图8所示，电感14的电流指数下降，如图9所示，负载17两端的输出电压通过滤波电容16放电逐渐到达第三电平，所述第三电平为零值，此时，如图10和图11所示，第一三极管的集电极与发射极之间的电压等于第二电平32，第二三极管的集电极与发射极之间的电压等于第二电平34。

以上三个时间段是电感14和滤波电容16较小时的工作情况，当电感14和滤波电容16很大，则流过电感14的电流i_L和负载17两端的输出电压u_o波动很小，可以看作恒值。在第一时间段t₁内电感14存储的能量为(u_i-u_o)i_Lt₁，其中u_o为输出电压，u_i为第一输入电源8和第二输入电源9的电压之和（令第一输入电源8和第二输入电源9的电压相等，均为u_i/2），i_L为流过电感14的电流，t₁为第一时间段18；在第二时间段t₂内电感14释放的能量为(u_o-u_i/2)i_Lt₂，其中u_o为输出电压，u_i为第一输入电源8和第二输入电源9的电压之和，i_L为流过电感14的电流，t₂为第二时间段19；在第三时间段t₃内电感14释放的能量为u_oi_Lt₃，其中u_o为输出电压，i_L为流过电感14的电流，t₃为第三时间段20。根据能量守恒定律，得

(u_i-u_o)i_Lt₁=(u_o-u_i/2)i_Lt₂+u_oi_Lt₃

整理得

$u_o=\frac{t_1+t_2/2}{t_1+t_2+t_3}{u}_i=\frac{t_1+t_2/2}{T}{u}_i$

其中，u_o为输出电压，u_i为第一输入电源8和第二输入电源9的电压之和，i_L为流过电感14的电流，t₁为第一时间段18，t₂为第二时间段19，t₃为第三时间段20，T为开关周期21。调整第一时间段、第二时间段、第三时间段的比例关系，就可以改变输出电压u_o。

上述电路中第一开关13和第二开关10承受的电压应力都只有u_i/2。此外，由于电感14每次充放电的电流都减半，滤波电容16每次充放电的电压都减半，因此在相同的开关频率下，容量减半的电感14和滤波电容16就可以达到与现有技术的两电平降压式变换电路相同的输出效果。

本发明原理：切换电路由一个高频开关（第二开关10）和两个快速恢复二极管（第一二极管11和第二二极管12）组成，该切换电路通过控制第二开关10的通断来得到两个电平：当第二开关10导通时，第一二极管11和第二二极管12反向偏置而截止，此时两个输入电源串联，负载17两端的输出电压为第一电平；当第二开关10关断时，第一二极管11和第二二极管12正向偏置而导通，此时两个输入电源并联，负载17两端的输出电压为第二电平。在切换电路与续流二极管15之间接入第一开关13，第一开关13导通时，可以把电源的能量传输到负载17；第一开关13关断时，电源的能量不能传输到负载17，这时所述电路产生了第三个电平，即零电平，负载17两端的电压为零。在负载17两端并联一个滤波电容16，再在该并联电路上串联一个电感14，然后再在该并串联电路两端反并联一个续流二极管15，用于电源不向负载17供电时形成续流回路。

上述实施例为本发明较佳的实施方式，但本发明的实施方式并不受上述实施例的限制，其他的任何未背离本发明的精神实质与原理下所作的改变、修饰、替代、组合、简化，均应为等效的置换方式，都包含在本发明的保护范围之内。

Claims (5)

1.一种三电平降压式变换电路，包括依次连接的续流二极管、滤波电路和负载，其特征在于：还包括输入电源、切换电路和第一开关，所述输入电源与切换电路连接，所述第一开关为第一三极管，所述切换电路分别与第一三极管的集电极、续流二极管的阳极连接，所述第一三极管的发射极与续流二极管的阴极连接；

所述输入电源为两个，分别为第一输入电源和第二输入电源，所述第一输入电源、第二输入电源分别与切换电路连接；

所述切换电路包括第二开关、第一二极管和第二二极管，所述第二开关为第二三极管，所述第二三极管的发射极与第一输入电源的负极连接，其集电极与第二输入电源的正极连接；所述第一二极管的阳极与续流二极管的阳极、第二输入电源负极连接，其阴极与第一输入电源的负极连接；所述第一开关为第一三极管，所述第二二极管的阳极与第二输入电源的正极连接，其阴极与所述第一三极管的集电极、第一输入电源正极连接。

2.根据权利要求1所述的三电平降压式变换电路，其特征在于：所述第一开关和第二开关均为高频开关。

3.根据权利要求1所述的三电平降压式变换电路，其特征在于：所述第一二极管和第二二极管均为快速恢复二极管。

4.根据权利要求1所述的三电平降压式变换电路，其特征在于：所述滤波电路包括依次连接的滤波电容和电感，所述滤波电容的负极与续流二极管的阳极连接，其正极与电感连接，电感的另一端与续流二极管的阴极连接；所述负载并联在滤波电容的两端。

5.由权利要求4所述电路实现的三电平降压式变换方法，其特征在于：通过控制第一开关和第二开关的通断，以使负载的输出电压得到三个稳定的电平，所述电平包括第一电平、第二电平和第三电平，具体为：在一个开关周期内，包括三个时间段，分别为第一时间段、第二时间段和第三时间段；在第一时间段内，第一开关和第二开关均为导通状态，第一二极管和第二二极管反向偏置而截止，续流二极管反向偏置而截止，第一输入电源和第二输入电源通过串联经第一开关、电感、滤波电容向负载供电，电感的电流指数上升至第一饱和电流，负载两端的输出电压通过滤波电容充电逐渐到达第一电平，此时，第一三极管的集电极与发射极之间的电压和第二三极管的集电极与发射极之间的电压均为零；在第二时间段内，第一开关为导通状态、第二开关为关断状态，第一二极管和第二二极管正向偏置而导通，续流二极管反向偏置而截止，第一输入电源和第二输入电源通过并联经第一开关、电感、滤波电容向负载供电，电感的电流指数下降至第二饱和电流，负载两端的输出电压通过滤波电容放电逐渐到达第二电平，此时，第一三极管的集电极与发射极之间的电压为零，第二三极管的集电极与发射极之间的电压等于第二电平；在第三时间段内，第一开关和第二开关均为关断状态，第一二极管和第二二极管反向偏置而截止，续流二极管正向偏置而导通，第一输入电源和第二输入电源均断开，滤波电容向负载供电，且通过电感、续流二极管进行续流，电感的电流指数下降，负载两端的输出电压通过滤波电容放电逐渐到达零值，此时，第一三极管的集电极与发射极之间的电压、第二三极管的集电极与发射极之间的电压都等于第二电平。

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