CN101127482B - 直流变换器的原边箝位电路 - Google Patents

Abstract

本发明提出一种直流变换器的原边箝位电路，在谐振电感与变压器之间的被箝位点到箝位二极管的接点之间加一个防泄电容，隔断了隔直电容从箝位二极管上形成的泄放通道或旁路，可以保证在正负母线电压平衡时箝位效果基本不变的情况下，在正负输入母线电压不同时，或开关管正负半周驱动脉冲宽度不一致时，可以有效地防止变压器工作在偏磁状态，提高整个电路可靠性，并且还降低了箝位二极管的电流应力，提高了变压器两端电压和变压器副边整流二极管两端电压的箝位效果。

Description

直流变换器的原边箝位电路

技术领域

本发明涉及一种直流变换器的原边箝位电路。

背景技术

现已公开的三电平DC/DC箝位电路拓扑如图1和图2所示。VC+和VC-分别为正负直流电压源，Q1～Q4是开关管，D1～D4是反并联二极管，D7～D8是箝位二极管，D9～D10是续流二极管，D5～D6是输出整流二极管，Cb是隔直电容，Lr为谐振电感，T1是变压器，Lf是输出电感，Cf为输出电容，R1为负载。其中图1将D7和D8接在Lr和T1之间，构成箝位电路，将变压器T1两端电压箝位在VC+和VC-；图2中箝位电路是由D1、D7、D8、D4与Lr和T1构成的。

由于三电平DC/DC输入是由正负直流电压源VC+和VC-构成的，而在实际应用中直流电压源一般由不控整流或三相PFC整流后经电解电容滤波构成。正负母线电解电容本身也存在均压问题，再加上开关管Q1、Q4的驱动信号GA、GD和Q2、Q3的驱动信号GB、GC由于硬件电路参数一致性不同等原因造成脉宽不可能完全相同，所以经常导致变压器T1两端在每个开关周期内伏秒值不同，这样变压器T1就工作在偏磁状态，存在T1饱和和开关管炸机的可能。

在电路中加入隔直电容Cb恰好可以解决变压器T1偏磁的问题。但在实际应用中仍然有一些产品出现莫名其妙的炸机，工程师大多数认为炸机原因是由正负母线不均压或驱动信号不一致造成的，所以花费很大精力去解决变换器正常工作时正负母线不均压和驱动信号一致性问题。这样在一定程度上减少了变压器T1工作在偏磁状态，也减少了炸机现象。然而仍有一些炸机现象无法确定原因，最终认为是个别现象，没有继续深入研究，也没有人从箝位电路和电路拓扑上去查找原因。通过仔细分析我们发现将原边箝位电路和隔直电容Cb一起使用时，电路拓扑本身就存在一定的隐患，由于有箝位电路D7和D8的存在，在工作的每个周期里给隔直电容提供了泄放通道，这样隔直电容就不能完全发挥隔直作用，所以T1仍然会工作在偏磁状态。而且在正负母线电压严重不均压时，D7和D8的电流应力会很大，需要选择更大功率的二极管，否则二极管很容易损坏，此外电路的效率也因此降低。

图3是现已公开的全桥DC/DC箝位电路拓扑，与图1和图2所示的三电平电路拓扑相比，全桥电路输入只有一个电压源，所以没有电压源均压问题，但存在由于硬件驱动电路参数不同造成驱动脉冲不一致的问题，由于箝位电路D7和D8的存在，给隔直电容Cb提供了旁路，所以隔直电容Cb也不能完全起到隔直作用，在全桥电路工作过程中，驱动电路常常由于雷击或浪涌等原因造成驱动脉冲严重不一致，甚至出现丢波现象，由于隔直电容Cb不能起到完全的隔直作用，此时变压器就会出现严重偏磁而饱和，开关管如果没有保护措施就会损坏。

发明内容

本发明的目的就是提供一种直流变换器的原边箝位电路，解决上面所述的现有技术中箝位电路拓扑在某些工作条件下会给隔直电容Cb提供泄放通道，导致变压器T1偏磁饱和、并进而导致开关管损坏问题。

本发明解决上述问题的方案是：一种直流变换器的原边箝位电路，包括：隔直电容、谐振电感、变压器、箝位二极管，所述谐振电感一端与变压器原边相连，另一端用于通过隔直电容与直流变换器的开关管的中点相连，所述直流变换器的开关管包括第一开关管和第二开关管，所述第一开关管和第二开关管相连后跨接在直流变换器的电源两端，所述开关管的中点即为第一开关管和第二开关管的中点；所述箝位二极管首尾相连构成串联电路，其串联电路的阳极和阴极分别接直流电压源的负极和正极，被箝位点就位于谐振电感与变压器原边之间，其特征是：在谐振电感与变压器之间的被箝位点到箝位二极管的首尾相连的接点之间连接有防泄电容。

优选地，

还包括衰减电阻，与防泄电容相串联。使得箝位二极管中的箝位电流很快得到衰减。

或者，还包括两个衰减电阻：第一衰减电阻和第二衰减电阻，串联于所述箝位二极管首尾相连构成的串联电路的串联接点处。

所述谐振电感由互感器组成。

所述防泄电容的取值满足Cb/25＜C1＜Cb/8，其中Cb为隔直电容的取值。

所述防泄电容值还满足：R2*C1＜T/2，其中T为变换器的开关频率，R2为衰减电阻的取值，或者，当有两个衰减电阻时，R2为第一衰减电阻的取值。

由于采用上述方案，在谐振电感与变压器之间的被箝位点到箝位二极管的接点之间加一个防泄电容，隔断了隔直电容从箝位二极管上形成的泄放通道或旁路，可以保证在正负母线电压平衡时箝位效果基本不变的情况下，在正负输入母线电压不同时，或开关管正负半周驱动脉冲宽度不一致时，可以有效地防止变压器工作在偏磁状态，提高整个电路可靠性，并且还降低了箝位二极管的电流应力，提高了变压器两端电压和变压器副边整流二极管两端电压的箝位效果。

附图说明

图1为现已公开的三电平DC/DC箝位电路拓扑1。

图2为现已公开的三电平DC/DC箝位电路拓扑2。

图3为现已公开的全桥DC/DC箝位电路拓扑。

图4为现有直流变换器全桥(或半桥)箝位电路。

图5为现有直流变换器三电平箝位电路原边箝位电路拓扑。

图6为本发明直流变换器全桥(或半桥)箝位电路拓扑的第一种形式。

图7为本发明直流变换器三电平箝位电路的第一种形式。

图8为本发明第一种形式箝位电路在三电平DC/DC中的应用例1。

图9为三电平DC/DC驱动及工作波形。

图10为正负直流电压源相等时传统箝位电路工作波形。

图11为应用例1中正负直流电压源相等时改进后箝位电路工作波形。

图12为正负直流电压源不等时传统箝位电路工作波形。

图13为应用例1中正负直流电压源不等时改进后箝位电路工作波形。。

图14为本发明第一种形式箝位电路在三电平DC/DC中的应用例2。

图15为本发明第一种形式箝位电路在三电平DC/DC中的应用例3。

图16为本发明第一种形式箝位电路在全桥DC/DC中的应用例4。

图17为本发明第一种形式箝位电路在半桥DC/DC中的应用例5。

图18为本发明直流变换器原边的第二种形式，为全桥(或半桥)箝位电路。

图19为本发明直流变换器原边的第二种形式，为三电平箝位电路。

图20为本发明直流变换器原边的第三种形式，为全桥(或半桥)箝位电路。

图21为本发明直流变换器原边的第三种形式，为三电平箝位电路。

图22为本发明三电平直流变换器箝位电路的第四形式。

图23为本发明三电平直流变换器箝位电路的第五种形式。

图24为本发明直流变换器原边的第六种形式，为全桥(或半桥)箝位电路。

图25为本发明直流变换器原边的第六种形式，为三电平箝位电路。图26为本发明直流变换器原边的第七种形式，为全桥(或半桥)箝位电路。

图27为本发明直流变换器原边的第七种形式，为三电平箝位电路。

图28为本发明直流变换器原边的第八种形式，为全桥(或半桥)箝位电路。

图29为本发明直流变换器原边的第八种形式，为三电平箝位电路。

图30为本发明直流变换器原边的第九种形式，为全桥(或半桥)箝位电路

图31为本发明直流变换器原边的第九种形式，为三电平箝位电路。

具体实施方式

实施例1(第一种形式)：

经分析我们研究发现只要对图1、图2和图3中的箝位电路拓扑(如图4)作点改进，即在谐振电感Lr与变压器T1之间的被箝位点到二极管D7和D8的连接线之间加一个电容C1(如图5所示)。电容C1参数的选择会对电路的性能有一定的影响，当C1电容值过大时，隔直电容Cb仍然可以通过C1形成泄放通道；当电容C1取值过小时，会直接影响箝位电路对变压器和副边二极管两端电压的箝位效果。电容C1的取值一般需要满足Cb/25＜C1＜Cb/8，在有衰减电阻R2的电路中，电容值C1和电阻值R2还需要满足R2*C1＜T/2，其中T为变换器的开关频率，这样可以保证电容C1的能量可以在半个开关周期内完全释放，满足箝位的要求。改进后的箝位电路拓扑通过选择合适C1参数，可以保证在正负母线电压平衡时箝位效果基本不变；在正负输入母线电压不同时，或开关管正负半周驱动脉冲宽度不一致时，改进后的箝位电路可以有效地防止变压器T1工作在偏磁状态，提高整个电路可靠性，降低了箝位二极管D7和D8的电流应力，提高了变压器两端电压和变压器副边整流二极管两端电压的箝位效果。(注：在图4和图5中，对于全桥电路，V1和V2分别连接到Q1、Q2的中点和Q3、Q4的中点，具体应用见图3；对于半桥或三电平电路，V1连接到Q1、Q2、Q3、Q4的中点，具体应用见图1)。

本发明的一个具体三电平DC/DC应用例如图8所示，VC+和VC-都是400V直流电压源，隔直电容Cb＝10uF，谐振电感Lr＝4.5uH，电容C1＝0.47uF，变压器T1变比为5.5∶1，输出电感Lf＝6uH，电容Cf＝10000uF，R1＝0.5欧姆，电路输出直流电压54V，负载电流108A.下面以图8为例，对比图1现有箝位电路，以PWM控制方式为例来论述改进后的箝位电路的工作原理，其他控制方式如移项控制等，箝位电路的工作原理基本相同，这里就不一一论述了：

(1)图9由上至下分别为三电平DC/DC电路图8中开关管Q1～Q4的驱动时序波形：GA、GB、GC、GD；变压器T1两端的电压波形VT1；箝位二极管D7和D8的电流波形ID7和ID8；输出整流二极管D6和D5两端的电压波形。当GA和GB同时为高电平时，Q1和Q2开关管同时导通，此时GC和GD为低电平，Q3和Q4关断，VC+通过Q1和Q2将电压加到变压器T1两端，这样变压器两端电压就近似等于VC+；当GC和GD同时为高电平时，Q3和Q4开关管同时导通，此时GA和GB为低电平，Q1和Q2关断，VC-通过Q3和Q4将电压加到变压器T1两端，这样变压器两端电压就近似等于VC-。当变压器T1两端电压高于VC+时，箝位电路C1和D7就会导通，这样变压器T1两端电压就通过C1和D7被箝位到电源电压VC+；当变压器T1两端电压高于VC-时，箝位电路C1和D8就会导通，这样变压器T1两端电压就通过C1和D8被箝位到电源电压VC-。因此由变压器副边整流二极管反向恢复产生的尖峰电压，就会通过变压器副边折合到原边，由原边箝位电路进行箝位。

(2)如果VC+和VC-都是400V，对比箝位电路改进前后波形(图10和图11)，变压器T1和副边二极管D5、D6两端的电压都得到较好地箝位，D5和D6两端电压也都被箝位在150V左右，所以改进后的电路不影响箝位电路的正常工作。(注：下图10～图13中，由上向下波形分别是：第一个波形是箝位二极管D7(红色)和D8(蓝色)的电流波形；第二个波形是变压器T1两端的电压波形；第三个波形是副边二极管D5的两端电压波形；第四个波形是副边二极管D6两端的电压波形.)

(3)如果VC+和VC-电压不等，假设VC+是420V和VC-为380V，对比箝位电路改进前后波形(图12和图13)差别发现，在正负输入母线电压不等时，传统的箝位电路在箝位二极管D8中出现了很大的冲击电流，峰值电流达到21A，而箝位二极管D7几乎没有电流流过，变压器T1也出现正负工作电压不同，T1正向电压等于400V，负向电压只有380V，变压器工作在偏磁状态，副边二极管D5、D6两端的电压箝位效果也不同，D5两端电压峰值被箝位在140V，而D6峰值电压被箝位在170V。改进后箝位电路中箝位二极管D7和D8电流波形基本对称，峰值电流小于5A，变压器T1两端电压波形也很对称，都被箝位在400V，输出二极管D5和D6两端电压也都被箝位在150V。可以看出改进后的箝位电路在输入正负母线电压不等时有效地防止变压器工作在偏磁状态，提高了整个电路的可靠性，而且大大减小了箝位二极管的电流应力，提高了副边二极管两端电压的箝位效果。

应用例2：本发明的另一个具体三电平DC/DC应用例如图14所示，与应用例1不同的是，本例中二极管D1和D4也作为箝位二极管。

应用例3：本发明的另一个具体三电平DC/DC应用例如图15所示，与应用例1不同的是，互感器T2替代了应用例1中的谐振电感Lr。

应用例4：本发明的另一个具体全桥DC/DC应用例如图16所示，与应用例2不同的是，本例是用于全桥电路。

应用例5：本发明的另一个具体全桥DC/DC应用例如图17所示，与应用例3不同的是，本例是用于全桥电路。

上述实施例这些新型直流变换器原边箝位电路拓扑结构，在正常工作时不但保持了传统箝位电路的箝位效果，而且在正负直流母线电压输入不平衡或正负半周开关管驱动脉冲不一致时，该箝位电路仍然具有较好的箝位效果，同时还有效地防止变压器工作在偏磁状态，提高了整个电路的可靠性，并大大减小了箝位二极管的电流应力。

更多实施例(本发明的第二到第九种形式)：在上例基础上还可以有一些等效电路，但原理基本相同，如：

(1)在二极管D7、D8与C1之间串电阻R2(图18、19所示)，增加电阻R2后，使得箝位二极管D7和D8中的箝位电流很快得到衰减；

(2)更换隔直电容Cb的位置(图20、21所示)；

(3)将电容Cb分成两个电容Cb1和Cb2分别与二极管D7和D8相连(图22所示)；

(4)更换图22中的电容Cb1和Cb2连接点的位置(图23所示)；

(5)将图16中的电阻R2等效地分成两个电阻Rc和R3(图24、25所示)；

(6)更换图16中电阻R2的位置，将R2放在Lr和T1连接点与C1之间(图26、27所示)；

(7)将图17中谐振电感Lr改用变压器T2(图28、29所示)；

(8)在图22基础上增加电阻R2(图30、31所示)。(注：在图18～图31中，对于全桥电路，V1和V2分别连接到Q1、Q2的中点和Q3、Q4的中点，具体应用见图16；对于半桥或三电平电路，V1连接到Q1、Q2、Q3、Q4的中点，具体应用见图8和图17)。

Claims (7)

1.一种直流变换器的原边箝位电路，包括：隔直电容(Cb)、谐振电感(Lr)、变压器(T)、箝位二极管(D7、D8)，所述谐振电感(Lr)一端与变压器(T)原边相连，另一端用于通过隔直电容(Cb)与直流变换器的开关管的中点相连；所述直流变换器的开关管包括第一开关管和第二开关管，所述第一开关管和第二开关管相连后跨接在直流变换器的电源两端，所述开关管的中点即为第一开关管和第二开关管的中点；所述箝位二极管(D7、D8)首尾相连构成串联电路，其串联电路的阳极和阴极分别接直流电压源的负极和正极，被箝位点就位于谐振电感(Lr)与变压器(T)原边之间，其特征是：在谐振电感(Lr)与变压器(T)之间的被箝位点到箝位二极管(D7、D8)的首尾相连的接点之间连接有防泄电容(C1)。

2.如权利要求1所述的直流变换器的原边箝位电路，其特征是：还包括衰减电阻(R2)，与防泄电容(C1)相串联。

3.如权利要求1所述的直流变换器的原边箝位电路，其特征是：还包括第一衰减电阻(Rc)和第二衰减电阻(R3)，串联于所述箝位二极管(D7、D8)首尾相连构成的串联电路的串联接点处。

4.如权利要求1或2或3所述的直流变换器的原边箝位电路，其特征是：所述谐振电感(Lr)由互感器(T2)组成。

5.如权利要求1所述的直流变换器的原边箝位电路，其特征是：所述防泄电容(C1)的取值满足

Cb/25＜C1＜Cb/8，

其中Cb为隔直电容(Cb)的取值。

6.如权利要求2所述的直流变换器的原边箝位电路，其特征是：所述防泄电容值(C1)还满足：

R2*C1＜T/2

其中T为变换器的开关频率，R2为衰减电阻(R2)的取值。

7.如权利要求3所述的直流变换器的原边箝位电路，其特征是：所述防泄电容值(C1)的取值满足：

R2*C1＜T/2

其中T为变换器的开关频率，R2为第一衰减电阻(Rc)的取值。

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