CN205911955U - 有源钳位的反激电路 - Google Patents

Abstract

本实用新型涉及开关变换器领域，特别涉及反激有源钳位类开关变换器的控制电路。本实用新型提供一种可以实现降频和ZVS的有源钳位反激电路，该反激电路包括主功率回路、钳位回路、输出整流滤波回路。所述的主功率回路由变压器和主开关管连接而成，所述的钳位回路由钳位开关管和钳位电容以及钳位二极管连接而成，所述的输出整流滤波模块由输出整流二极管和输出电容连接而成。与现有技术相比，本实用新型可实现轻载下的降频，控制方案灵活；且空载下的开关损耗和电流有效值所引起的变压器绕组和开关管内阻的损耗都很小，极大地降低了空载功耗，提高了轻载效率。

Description

有源钳位的反激电路

技术领域

本实用新型涉及开关变换器领域，特别涉及反激有源钳位类开关变换器的控制电路。

背景技术

随着电力电子领域迅猛的发展使得开关变换器应用的越来越广泛，特别是人们对高功率密度、高可靠性和小体积的开关变换器提出了更多的要求。一般传统的小功率AC/DC变换采用反激拓扑实现，其具有结构简单、成本低廉等优点；但是普通反激拓扑是硬开关，而且不能回收漏感能量，因此限制了中小功率产品的效率和体积，为了满足功率变换器的小型化、轻量化、模块化的发展趋势，软开关技术已成为电力电子技术的热点之一。作为代表的软开关拓扑LLC，因为可以实现零电压开通和零电流关断所以开关损耗很小可以做到很高频率，非常适合应用在大功率场合，在中小功率场合因为它的成本太高，控制复杂等一系列因素限制所以使用并不广泛。

目前最接近反激拓扑，又能够实现部分软开关的拓扑是有源钳位反激拓扑，该电路如图1所示，一种有源钳位的反激电路，包括主功率电路、钳位电路、输出整流滤波电路，主功率电路由变压器和主开关管连接而成，钳位电路由钳位开关管和钳位电容连接而成，输出整流滤波电路由输出整流二极管和输出电容连接而成。其中，C1为输入电容，T1为变压器，LK为变压器漏感，S1和S2分别是主开关管和钳位开关管，Cr是钳位电容，D1为输出整流二极管，C2为输出电容。VGS1和VGS2为S1和S2的驱动电压波形，ILM为激磁电感电流波形，IS1为流过S1的电流，ICR为流过钳位电容的电流，Id为流过整流二极管的电流。假设主开关管S1的占空比为D，则钳位管S2的占空比为(1-D)，为了避免主开关管S1和钳位管S2共通，导致管子因电流过大击穿，两个管子之间要加上一定的死区时间，总的工作周期为T。其工作波形图2和3所示，其中图2为工作在DCM(激磁电流进入负向)下的波形图，图3为工作在CCM(激磁电流始终为正)下的波形图。首先看DCM下的工作过程，T0时刻，主开关管S1开通，S2关断，此时输入电压首先给激磁电感去磁，激磁电流负向减小(规定从母线端流进电感的方向为正方向)，激磁电流减小到零以后输入电压给电感正向激磁，激磁电流正向增加，到T1时刻主开关管S1关断，进入死区时间，原边电流开始减小，S1的结电容充电，S2的结电容放电，当S1结电容电压充到Vin+N*Vo的时候原边电流流过S2的体二极管，漏感LK和钳位电容Cr谐振，S1的ds电压被钳位在Vin+N*Vo，副边电流流过输出整流二极管；T2时刻S2开通，漏感继续和Cr谐振，激磁电流继续减小，减小到零以后因为钳位电容Cr的激磁作用所以激磁电流负向增加，T3时刻S2关断，此时谐振电流ICr还没有追上激磁电流ILm的大小，副边还有电流存在，T3到T4时间段内S2关断，谐振回路由原来的漏感Lk和钳位电容Cr的谐振变为S1和S2的结电容与漏感发生谐振，谐振周期快速减小，T4时刻谐振电流就追上激磁电流，副边电流也迅速降低为零，T4到T5时刻S1和S2的结电容与激磁电感和漏感共同发生谐振，继续抽取S1结电容的能量保证在T5时刻S1开通的时候实现零电压开通；CCM工作模式下的波形如图3所示，其工作过程和DCM模式下类似，只是它的激磁电流始终为正向，所以激磁电感不能为ZVS做贡献，只能通过漏感抽取结电容的能量所以难以实现ZVS，该模式因为这个缺点所以较少设计成此模式。

由于钳位电容值较大，原边主开关管Sw电压钳位效果好，几乎没有高频振荡，在钳位电路工作过程中钳位管一直处于导通状态，体二极管不会出现反向恢复问题，钳位管导通时间长，所以电路中电流变化斜率较小，EMI传导性能较好，同时有源钳位实现了原边主开关管Sw和钳位开关管的零电压开通，降低了开关损耗。

但是传统反激有源钳位变换器钳位电路在空载到满载范围内占空比都是不变的，所以空载下峰值电流IS1还是很高，所以钳位电路循环能量大，在满载情况下效率可以得到有效提升，但是轻载效率则很低，空载功耗很大。除此之外，因为占空比几乎不变所以只能应用在定频控制中，意味着轻载效率很难优化，这对于实现产品化来说几乎是不能接受的，意味着很难推广，因此满载效率再高也没有意义。

实用新型内容

为解决上述问题，本实用新型提供一种可以实现降频和ZVS的反激有源钳位方案，可以降低空载功耗，该方案包括主功率回路、钳位回路、输出整流滤波回路。所述的主功率回路由变压器和主开关管连接而成，所述的钳位回路由钳位开关管和钳位电容以及钳位二极管连接而成，所述的输出整流滤波模块由输出整流二极管和输出电容连接而成。

就产品主题而言，本实用新型提供一种有源钳位的反激电路，包括主功率电路、钳位电路和输出整流滤波电路，主功率电路由变压器和开关管S1连接而成，钳位电路由开关管S2和电容Cr连接而成，钳位电路，还包括并联在电容Cr两端的二极管D2；在开关管S2导通时，反激电路的谐振电流通过开关管S2本体，经电容Cr与变压器漏感谐振多个周期，至开关管S2关断前，追上激磁电流且继续负向增加达到负向电流的最大值；并在开关管S2关断前，电容Cr电压被二极管D2钳位，使负向电流的最大值被保持；在开关管S2关断后，变压器原边电感和开关管S1、开关管S2的结电容发生谐振，被保持的负向电流供给谐振回路，以抽取开关管S1结电容能量，至开关管S1开通前，开关管S1的结电容的能量被抽取到零或接近零。

优选的，所述电容Cr的容值较小，以保证电容Cr和变压器漏感的谐振周期小于开关管S2开通时间的1/2，并保证在开关管S2开通期间电容Cr能够很快把能量释放完，从而被二极管D2钳位。

优选的，所述变压器包含至少一个原边绕组和一个副边绕组，变压器工作在断续模式。

优选的，所述二极管D2是普通的整流二极管、稳压二极管或瞬态电压抑制管。

相对的，本实用新型还提供一种有源钳位的反激电路的控制方法，包括如下步骤，激磁电流的反向步骤，在开关管S2导通时，反激电路的谐振电流通过开关管S2本体，经电容Cr与变压器漏感谐振多个周期，至开关管S2关断前，追上激磁电流且继续负向增加达到负向电流的最大值；激磁电流的负向电流保持步骤，并在开关管S2关断前，电容Cr电压被二极管D2钳位，使负向电流的最大值被保持；保持之负向电流的提供步骤，在开关管S2关断后，变压器原边电感和开关管S1、开关管S2的结电容发生谐振，被保持的负向电流供给谐振回路，以抽取开关管S1结电容能量，至开关管S1开通前，开关管S1的结电容的能量被抽取到零或接近零。

优选的，所述电容Cr的容值，以保证电容Cr和变压器漏感的谐振周期小于开关管S2开通时间的1/2为准，并保证在开关管S2开通期间电容Cr能够很快把能量释放完，从而被二极管D2钳位。

与现有技术相比，本实用新型具有如下有益效果：

(1)空载的时候，并联在电容Cr两端的二极管D2通过0.7V的正向压降钳位住原边激磁电感，使原边电流的负向电流去磁速度很缓慢，保证谐振电流不反向为正，从而在开关管S1再次开通的时候能够用这部分负向电流抽取开关管S1结电容上面的能量，降低开通时的电压，减小了空载功耗；

(2)该电路的满载占空比在0.5左右，但是空载占空比可以减小到0.1以下，由于空载的一个周期时间相对满载的要长很多，开关S1和S2的工作频率相对满载降得非常低，所以本发明可实现轻载下的降频，且控制方案更加灵活；

(3)因为激磁时间在空载降频时不会升高，在参数优化下反而激磁时间更小，所以峰值电流很小，因此空载下的开关损耗和电流有效值所引起的变压器绕组和开关管内阻上的损耗都很小，极大地降低了空载功耗，提高了轻载效率；

(4)由于电容Cr使用了容值较小的电容器件，即钳位电容Cr的容值取值比现有电路中的电容取值小，在谐振电流反向后，由变压器原边激磁电感、漏感、开关管S1和S2的结电容所形成谐振，才能由一个周期改进为缓和的多个周期；且电容Cr放电快，钳位电容Cr的电压能快速降低。因此，使用了容值较小的钳位电容Cr，可使成本降低，体积减小。

附图说明

图1为传统有源钳位反激电路原理图；

图2为传统有源钳位反激电路工作在DCM模式下的波形图；

图3为传统有源钳位反激电路工作在CCM模式下的波形图；

图4为本实用新型的有源钳位的反激电路的电路原理图；

图5为本实用新型的有源钳位的反激电路工作在满载下的波形图；

图6为传统有源钳位反激电路工作在空载下的波形图；

图7为本实用新型的有源钳位的反激电路工作在空载下的波形图；

图8为不加钳位二极管时空载下的工作波形；

图9本实用新型的有源钳位的反激电路的具体实施方式一的电路原理图；

图10本实用新型的有源钳位的反激电路的具体实施方式二的电路原理图。

具体实施方式

实施例一

如图4所示，为本实用新型有源钳位的反激电路的电路原理图，该电路在传统有源钳位反激电路的基础上面增加了一个钳位二极管D2，钳位二极管的阴极接在S2的漏极端，钳位二极管的阳极接在母线端，该二极管是和钳位电容并联的。

如图5所示，为本实用新型有源钳位的反激电路在满载下的工作波形图，该电路的具体工作原理是，T0时刻，开关管S1开通，输入电压给激磁电感负向去磁，激磁电流过零后正向激磁，电流从电压输入端流向变压器然后流经开关管S1，变压器副边整流二极管没有电流流过，T1时刻，S1关断，此时原边电流给S1的结电容充电，S2的结电容放电，当S1结电容电压达到Vin+N*Vo(N为变压器原副边匝比)时原边电流通过S2的体二极管流向钳位电容Cr，漏感Lk和钳位电容Cr发生谐振，原边电流等于钳位电容电流ICr，谐振电流逐渐减小，副边电流逐渐增大，T2时刻S2开通，谐振电流ICr通过S2本体，不通过S2体二极管，继续发生谐振，为了保证在钳位管S2开通时间内把钳位电容的能量释放完，所以钳位电容取值要比普通应用的小，所以在钳位管开通期间，钳位电容和漏感可以谐振多个周期，漏感电流方向会正负变化，副边电流也会发生较大波动，在T3时刻谐振电流追上了激磁电流，副边电流变为零，原边钳位电容和激磁电感、漏感继续谐振，当谐振电流达到负向最大时，负向电流由二极管D2保持不变。如果没有加入钳位二极管D2，则负向电流不能保持负向最大值，在S1开通前可能电流已经变为正向，则不能实现开关管S1的零电压开通，从而严重影响满载下的工作效率。本发明中，在T4时刻S2关断，谐振回路发生变化，由原来的变压器原边激磁电感、漏感、钳位二极管组成的谐振回路，变为变压器原边激磁电感、漏感、开关管S1和S2的结电容谐振，抽取S1结电容的能量，在T5时刻前S1的结电容电压被抽到零，T5时刻开关管S1实现ZVS开通。

传统空载下的工作波形如图6所示，T0时刻，开关管S1开通，S2关断，输入电压Vin给激磁电感负向去磁，激磁电流过零后正向激磁，电流从电压输入端流向变压器然后流经开关管S1，变压器副边整流二极管几乎没有电流流过，T1时刻，S1关断，此时原边电流给S1的结电容充电，S2的结电容放电，当S1结电容电压快达到Vin+N*Vo(N为变压器原副边匝比)时原边电流通过S2的体二极管流向钳位电容，副边空载几乎没有电流，漏感Lk和原边激磁电感共同和钳位电容Cr发生谐振，原边电流等于钳位电容电流ICr，谐振电流逐渐减小，T2时刻S2开通，谐振电流ICr通过S2本体，不通过S2体二极管，继续发生谐振，在T3时刻激磁电流降低至零，然后谐振电流反向，钳位电容Cr提供能量放电，给原边激磁电感负向激磁，激磁电流负向增加，一直到T4时刻S2关断，谐振回路发生变化，由原来的变压器原边激磁电感、漏感、钳位电容Cr组成的谐振回路，变为变压器原边激磁电感、漏感、开关管S1和S2的结电容谐振，抽取S1结电容的能量，在T5时刻前S1的结电容电压被抽到零，T5时刻开关管S1实现ZVS开通。由于T0-T1时间段内原边电流和激磁电流相等，主功率回路流通的电流为这段时间内电流与水平轴所包围的面积，电流峰值和有效值很大，主功率回路损耗大，在T1-T4时间段内，谐振电流和激磁电流相等，谐振回路流通的电流为这段时间内电流与水平轴所包围的面积，电流峰值和有效值也很大，谐振回路损耗大，所以空载损耗很大。

本实用新型有源钳位的反激电路的空载工作状态波形如图7所示，因为波形中的一个周期时间相对满载要长很多，开关S1和S2的工作频率相对满载降得非常低，所以使用本发明方案可以实现轻载下降低开关频率工作。T0时刻，S1开通，S2关断，此时输入电压给原边电感激磁，普通情况下空载和满载的占空比基本是相等的，例如低压下满载占空比D大概设置在0.5左右，所以空载的占空比也有0.5，如果直接降低开关频率，增大开关周期T，则激磁时间D*T也会成比例增加，导致变压器饱和，在该电路下满载占空比同样在0.5左右，但是空载的时候可以减小到0.1以下，因此激磁时间在空载降频时不会升高，在参数优化下反而激磁时间更小；所以峰值电流很小，到T1时刻S1就关断。T1-T2为死区时间，原边电流给S1结电容充电，S2结电容放电，当S1结电容电压达到Vin+N*Vo时S2体二极管导通。T2时刻S2开通，钳位电容继续谐振，谐振电流正向充电完以后，谐振电流反向，因为钳位电容Cr容值小，所以放电快，钳位电容电压快速降低，当钳位电容电压降低到0.7V(即钳位二极管的压降)后，变压器两端电压被钳位二极管钳位在0.7V，上负下正(接S1漏极端为正)。此时，变压器的激磁电流保持一个很小的负向电流；而电容Cr电压已经释放到0.7V，然后被二极管D2钳位，可以看作此时电容Cr断开了。然后开关管S1的漏源电压Vds1被钳位到输入电压Vin大小，一直到T3时刻S2关断后，原边激磁电感和漏感与S1和S2的结电容谐振，抽取S1结电容能量，Vds1降低，在T4时刻Vds1降低到零，S1开通，实现了开关管S1的零电压开通，降低了开通损耗，减小空载功耗。再经过一个死区时间后主管进入下一个周期，由于本实用新型有源钳位的反激电路在空载时其工作频率低，并且峰值电流小，因此空载下的开关损耗和电流有效值引起的变压器绕组和开关管内阻引起的损耗都很小，极大的降低了空载功耗。轻载效率提高的原理同空载一致，不再赘述。

如果没有钳位二极管，电路工作波形如图8所示，T0-T2的工作是和有钳位二极管一样的，在T2时刻开始，没有钳位二极管的情况下，谐振电流会不断的正负变化谐振，开关S1的漏源电压Vds1同样也会不停的谐振，这个谐振通常频率在几百千赫兹，会引起整个电路的传导性能和辐射性能变得很差，同时在T4时刻开关管S1开通的时候漏源电压的大小不固定，可能会很高，因此在S1开通瞬间会引起很大的开通损耗，反而增加空载功耗，尤其在ACDC高压场合更加明显，因此钳位二极管是必须加上去的。

图9所示的详细电路为本实用新型有源钳位的反激电路的第一实施例，一种有源钳位的反激电路，包括：连接在输入母线电压正端Vin+和输入参考地端Vin-的滤波电容C1，变压器T1原边一端连接在输入母线电压正端Vin+，另外一端接开关MOS管S1的漏极以及开关MOS管S2的源极，S1的源极接到原边参考地Vin-，栅极接到驱动电路上，驱动信号为VGS1，S2的漏极接到了钳位二极管D2的阴极和钳位电容的一端，钳位二极管D2的阳极接到输入母线电压正端Vin+，钳位电容的另一端也是接到输入母线电压正端Vin+，S2的栅极接到驱动电路中，驱动信号为VGS2，变压器T1副边绕组一端接输出整流二极管D1的阳极，另外一端接到输出负端Vo-，整流二极管D1的阴极接到输出正端Vo+，输出滤波电容正端接在输出正端Vo+，负端接在输出负端Vo-，电压采样电路和隔离反馈电路接在原边两个驱动端和副边的输出端，在输出端取样输出电压通过反馈电路送入主控IC中，然后经过处理形成一个驱动信号传送到驱动电路，其中S1直接使用普通的驱动电路，S2需要使用隔离驱动或者自举驱动，驱动信号的占空比，用于实现电路的闭环控制。具体工作原理和波形如图5(满载)和图7(空载)中所述的一致，在此不再赘述。

实施例二

如图10所示，为本实用新型有源钳位的反激电路的具体实施例二的电路原理图，本实施例的有源钳位的反激电路与实施例一不同的是，把实施例一中的钳位二极管换为了TVS管。相比于实施例一中使用的普通二极管，使用TVS管既可以实现普通二极管钳位激磁电感电压的作用，同时可以将S1漏极电压抑制在较低范围内，在钳位电容使用较小的情况下保证S1漏源极电压应力在更安全范围内。其工作原理和实施例一没有差别，在此不再赘述。

以上仅是本实用新型的优选实施方式，应当指出的是，上述优选实施方式不应视为对本实用新型的限制，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本实用新型的精神和范围内，还可以做出若干改进和润饰，对电路进行改进和润饰也应视为本实用新型的保护范围，这里不再用实施例赘述，本实用新型的保护范围应当以权利要求所限定的范围为准。

Claims (4)

1.一种有源钳位的反激电路，包括主功率电路、钳位电路和输出整流滤波电路，主功率电路由变压器和开关管S1连接而成，钳位电路由开关管S2和电容Cr连接而成，其特征在于：

钳位电路，还包括并联在电容Cr两端的二极管D2；

在开关管S2导通时，反激电路的谐振电流通过开关管S2本体，经电容Cr与变压器漏感谐振多个周期，至开关管S2关断前，追上激磁电流且继续负向增加达到负向电流的最大值；

并在开关管S2关断前，电容Cr电压被二极管D2钳位，使负向电流的最大值被保持；

在开关管S2关断后，变压器原边电感和开关管S1、开关管S2的结电容发生谐振，被保持的负向电流供给谐振回路，以抽取开关管S1结电容能量，至开关管S1开通前，开关管S1的结电容的能量被抽取到零或接近零。

2.根据权利要求1所述的有源钳位的反激电路，其特征在于：所述电容Cr的容值较小，以保证电容Cr和变压器漏感的谐振周期小于开关管S2开通时间的1/2，并保证在开关管S2开通期间电容Cr能够很快把能量释放完，从而被二极管D2钳位。

3.根据权利要求1所述的有源钳位的反激电路，其特征在于：所述变压器包含至少一个原边绕组和一个副边绕组，变压器工作在断续模式。

4.根据权利要求1所述的带有源钳位的反激电路，其特征在于：所述二极管D2是普通的整流二极管、稳压二极管或瞬态电压抑制管。