CN106253658A - 一种功率因数校正电路 - Google Patents

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CN106253658A
CN106253658A CN201610731673.3A CN201610731673A CN106253658A CN 106253658 A CN106253658 A CN 106253658A CN 201610731673 A CN201610731673 A CN 201610731673A CN 106253658 A CN106253658 A CN 106253658A
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Abstract

本发明公开了一种功率因数校正电路，包括：一整流电路，用以将交流电压转化为直流电压，所述整流电路包括一第一输出端、一第二输出端和一第三输出端；一升压变换电路，用以将所述直流电压升压并输出，升压变换电路包括一第一输入端、一第二输入端和一第四输出端，所述升压变换电路的所述第四输出端连接所述整流电路的所述第一输出端，所述第一输入端连接所述第二输出端，所述第二输入端连接所述第三输出端；一负载电路，串联于所述整流电路的所述第一输出端和所述第三输出端之间。本发明通过采用升压变换电路在实现功率因数校正的同时，提高了工作效率，使功率因数值达到99%以上。

Description

一种功率因数校正电路
技术领域
本发明涉及供电技术领域，尤其涉及一种功率因数校正（Power FactorCorrection，PFC）电路。
背景技术
传统AC（交流）/DC（直流）电源变换器的前级输入普遍采用全桥二极管不控整流方式和高压大滤波电容，以得到平稳的直流电压。虽然不控整流电路简单可靠，但由于滤波电容会导致谐波电流干扰，而使输入端的交流电压和电流均发生畸变，导致网侧功率因数只有0.6左右，从而影响了电网的正常工作，因此需要设置功率因数校正(PFC)电路。在单相PFC电路中，因为Boost（开关直流）电路结构简单，易控制，变换效率高等特点，所以应用广泛。
然而，在大功率场合，影响电路效率的因素有：1）由于所有半导体器件均工作于硬开关方式，因此开关损耗大；特别是当其工作在电感电流连续（CCM）状态时，续流二极管的硬开关存在着反向恢复问题。随着输出电压与开关频率的提高，反向恢复电流造成的损耗变大，同时电磁噪声也非常严重；2）任一时刻，总有3个半导体器件导通，电源通态损耗大。
具体如图1所示现有的功率因数校正电路图，图中去掉二极管(a1,a2)，电感(Ln1，Ln2)均采用单一电感为传统Boost PFC电路，电路中无论是正半周还是负半周，输出功率都是通过整流桥与输入母线相连，由于电感的特殊位置，将产生很高的共模干扰，从而降低输出功率因数。
发明内容
针对现有的功率因数校正电路存在的上述问题，现提供一种旨在实现提高功率校正因数的功率因数校正电路。
具体技术方案如下：
一种功率因数校正电路，包括：
一整流电路，用以将交流电压转化为直流电压，所述整流电路包括一第一输出端、一第二输出端和一第三输出端；
一升压变换电路，用以将所述直流电压升压并输出，升压变换电路包括一第一输入端、一第二输入端和一第四输出端，所述升压变换电路的所述第四输出端连接所述整流电路的所述第一输出端，所述第一输入端连接所述第二输出端，所述第二输入端连接所述第三输出端；
一负载电路，串联于所述整流电路的所述第一输出端和所述第三输出端之间；
所述升压变换电路包括：
一铁芯电感，所述铁芯电感的一端形成所述升压变换电路的所述第一输入端；
一第一电容，与所述铁芯电感并联；
一第三二极管，所述第三二极管的阳极连接所述铁芯电感的另一端，所述第三二极管的阴极连接所述第一电容；
一第一开关管，所述第一开关管的第三输入端连接所述铁芯电感的另一端，所述第一开关管的第五输出端形成所述升压变换电路的所述第二输入端；
一第四二极管，所述第四二极管的阳极连接所述第三二极管的阴极，所述第四二极管的阴极形成所述升压变换电路的所述第四输出端。
优选的，所述整流电路包括：
一耦合电感，所述耦合电感的第一电感的一端连接所述交流电源的第六输出端，所述耦合电感的第二电感的一端连接所述交流电源的第七输出端；
一第五二极管，所述第五二极管的阳极连接所述第一电感的另一端；
一第六二极管，所述第六二极管的阳极连接所述第二电感的另一端，所述第六二极管的阴极与所述第五二极管的阴极连接，并共同形成所述整流电路的所述第一输出端；
一第一二极管，所述第一二极管的阳极连接所述第五二极管的阳极；
一第二二极管，所述第二二极管的阳极连接所述第六二极管的阳极，所述第二二极管的阴极与所述第一二极管的阴极连接共同形成所述整流电路的所述第二输出端；
一第二开关管，所述第二开关管的第三输入端与所述第五二极管的阳极连接，所述第二开关管的第八输出端连接所述交流电源的所述第六输出端；
一第三开关管，所述第三开关管的第四输入端与所述第六二极管的阳极连接，所述第三开关管的第九输出端同时与第二开关管的所述第八输出端和所述交流电源的所述第七输出端及所述第六输出端连接并共同形成所述整流电路的所述第三输出端。
优选的，所述整流电路还包括：
一第二电容，所述第二电容并联于所述第二开关管的所述第三输入端和所述第八输出端之间；
一第三电容，所述第三电容并联于所述第三开关管的所述第四输入端和所述第九输出端之间。
优选的，所述整流电路还包括：
一第七二极管，所述第七二极管的阳极连接所述第二开关管的所述第八输出端，所述第七二极管的阴极连接所述交流电源的所述第六输出端；
一第八二极管，所述第八二极管的阳极连接所述第七二极管的阳极，所述第八二极管的阴极连接所述交流电源的所述第七输出端。
优选的，所述耦合电感为同端耦合电感。
优选的，所述整流电路的所述第一输出端和所述第三输出端之间串联一第四电容；
所述负载电路包括：
一电阻，与所述第四电容并联。
优选的，所述升压变换电路还包括一驱动电路，所述驱动电路采用图腾柱驱动电路。
优选的，所述第一开关管采用PMOS晶体管，所述PMOS晶体管的源极形成所述第一开关管的所述第五输出端，所述PMOS晶体管的漏极形成所述第一开关管的所述第三输入端。
优选的，所述第二开关管采用NMOS晶体管，所述NMOS晶体管的源极形成所述第二开关管的所述第八输出端，所述NMOS晶体管的漏极形成所述第二开关管的所述第三输入端。
优选的，所述第三开关管采用NMOS晶体管，所述NMOS晶体管的源极形成所述第三开关管的所述第九输出端，所述NMOS晶体管的漏极形成所述第三开关管的所述第四输入端。
上述技术方案的有益效果：
本技术方案，通过采用升压变换电路在实现功率因数校正的同时，提高了工作效率，使功率因数值达到99%以上。
附图说明
图1为现有的功率因数校正电路图；
图2为本发明的所述功率因数校正电路的一种实施例的电路图；
图3为本发明的所述功率因数校正电路工作在模态1时的电路图；
图4为本发明的所述功率因数校正电路工作在模态2时的电路图；
图5为本发明的所述功率因数校正电路工作在模态3时的电路图；
图6为本发明的所述功率因数校正电路工作在模态4时的电路图；
图7为本发明的所述功率因数校正电路工作在模态5时的电路图；
图8为本发明的所述功率因数校正电路工作在模态6时的电路图；
图9为驱动电路图；
图10为第一开关管的驱动电路时序图；
图11为第二开关管与第一开关的驱动波形图；
图12为集成电感的模型图。
具体实施方式
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动的前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
需要说明的是，在不冲突的情况下，本发明中的实施例及实施例中的特征可以相互组合。
下面结合附图和具体实施例对本发明作进一步说明，但不作为本发明的限定。
本发明基于如下发现：
如图1所示现有的功率因数校正电路是一种双二极管式无桥Boost PFC拓扑结构，电感（Ln1，Ln2）为分立电感元件，采用分离电感可以降低EMI（Electro MagneticInterference，电磁干扰）。为了减小PFC电路的共模噪声二极管的阴极与电源侧直接相连，在工作过程中输出端通过二极管（a1，a2）与输入电源建立联系，因此该电路结构能有效降低共模干扰。并且两个独立电感增加电源体积，每一个电感工作半个周期降低磁芯利用率。然而电路中的电感结构导致大功率开关电源其体积和重量通常会占整个电路的10-20%，增加了整个电路的体积及重量。
在脉冲宽度调制变换器中，提高开关频率可以有效减小磁元件的尺寸。改善功率密度，但同时也会引起开关损耗、开关应力以及电磁干扰的增加。无桥Boost PFC变换器工作在电流连续模式时，在主开关开通、二极管中的电流向主开关换流的过程中，由于二极管的自身特性，二极管的电流到零后，还要流过一个反向恢复电流才会截止，二极管的反向恢复会在主开关上引起很大的开关损耗。并且在短暂的反向恢复时间内，电路中电流的变化率非常大，过高的di/dt会引起严重的电磁干扰问题。两支路的主开关仍然处于硬开关状态，存在严重的二极管反向恢复问题。
基于上述问题，本发明旨在提供一种在大电流、高功率的场合，进一步减小开关损耗、降低EMI干扰，无桥并联Boost变换器中引入软开关技术，从而可进一步提高变换器的效率的功率因数校正电路。
如图2-11所示，一种功率因数校正电路，包括：
一整流电路1，用以将交流电压转化为直流电压，所述整流电路1包括一第一输出端、一第二输出端和一第三输出端；
一升压变换电路2，用以将所述直流电压升压并输出，升压变换电路包括一第一输入端、一第二输入端和一第四输出端，所述升压变换电路2的所述第四输出端连接所述整流电路1的所述第一输出端，所述第一输入端连接所述第二输出端，所述第二输入端连接所述第三输出端；
一负载电路3，串联于整流电路1的第一输出端和第三输出端之间；
升压变换电路2包括：
一铁芯电感Lr，铁芯电感Lr的一端形成所述升压变换电路2的所述第一输入端；
一第一电容Cr，与铁芯电感Lr并联；
一第三二极管VD7，第三二极管VD7的阳极连接铁芯电感Lr的另一端，第三二极管VD7的阴极连接第一电容Cr；
一第一开关管VSa，第一开关管VSa的第三输入端连接铁芯电感Lr的另一端，第一开关管VSa的第五输出端形成升压变换电路2的第二输入端；
一第四二极管VD8，第四二极管VD8的阳极连接第三二极管VD7的阴极，第四二极管VD8的阴极形成升压变换电路2的第四输出端。
进一步地，铁芯电感Lr即为谐振电感，第一电容Cr为谐振电容，第一开关管VSa为零电流开通，零电压关断。
在本实施例中，通过采用升压变换电路2在实现功率因数校正的同时，提高了工作效率，使功率因数值达到99%以上，效率可以提高1%。升压变换电路2即谐振回路由第一开关管VSa、第一二极管VD5、第二二极管VD6、第三二极管VD7、第四二极管VD8、铁芯电感Lr、第一电容Cr构成，用以控制整流电路1的第二开关管VSm1、第五二极管VD1，或第三开关管VSm2、第六二极管VD2的软开关。
在优选的实施例中，整流电路1包括：
一耦合电感，所述耦合电感的第一电感Lm1的一端连接交流电源AC的第六输出端，所述耦合电感的第二电感Lm2的一端连接所述交流电源AC的第七输出端；
一第五二极管VD1，第五二极管VD1的阳极连接第一电感Lm1的一端；
一第六二极管VD2，第六二极管VD2的阳极连接第二电感Lm2的另一端，第六二极管VD2的阴极与第五二极管VD1的阴极连接，并共同形成整流电路1的第一输出端；
一第一二极管VD5，第一二极管VD5的阳极连接第五二极管VD1的阳极；
一第二二极管VD6，第二二极管VD6的阳极连接第六二极管VD2的阳极，第二二极管VD6的阴极与第一二极管VD5的阴极连接共同形成整流电路1的第二输出端；
一第二开关管VSm1，第二开关管VSm1的第三输入端与第五二极管VD1的阳极连接，第二开关管VSm1的第八输出端连接交流电源的第六输出端；
一第三开关管VSm2，第三开关管VSm2的第四输入端与第六二极管VD2的阳极连接，第三开关管VSm2的第九输出端同时与第二开关管VSm1的第八输出端和交流电源的第七输出端及第六输出端连接并共同形成整流电路1的第三输出端。
进一步地，耦合电感为同端耦合电感。
在本实施例中，同端耦合电感采用电感集成技术，电感采用EE型如图12所示。主电感绕在变压器的两个边柱上，谐振电感绕在中间柱上，电感耦合系数为0.4。
在优选的实施例中，整流电路1还包括：
一第二电容C1，第二电容C1并联于第二开关管VSm1的第三输入端和第八输出端之间；
一第三电容C2，第三电容C2并联于第三开关管VSm2的第四输入端和第九输出端之间。
在优选的实施例中，整流电路1还包括：
一第七二极管VD3，第七二极管VD3的阳极连接第二开关管VSm1的第八输出端，第七二极管VD3的阴极连接交流电源的第六输出端；
一第八二极管VD4，第八二极管VD4的阳极连接第七二极管VD3的阳极，第八二极管VD4的阴极连接交流电源的第七输出端。
在优选的实施例中，整流电路1的所述第一输出端和所述第三输出端之间串联一第四电容Co；
负载电路3包括：
一电阻R0，与第四电容Co并联。
在优选的实施例中，升压变换电路2还包括一驱动电路，驱动电路采用图腾柱驱动电路。
单周期控制是一种新颖控制策略，策略省去了使用较为繁琐的乘法器，同时，该方法具有控制与调制的双重功能，通过复位积分器、RS触发器、比较器、PI调节器、时钟信号发生器和驱动放大电路达到跟踪指令信号的目的；其稳态误差也可以在一个周期内自动消除，而且前一个周期的误差不会带到下一周期里面。本电路的第二开关管VSm1和第三开关管VSm2均采用IR1155S单周期控制芯片。第一开关管VSa控制电路如图9所示，555定时器是下降沿触发，IR1155S单周期控制芯片输出电压需要方向，经过三极管Q1反向作为555定时器单稳态触发脉冲，延迟时间由电阻R1和第五电容C3确定。555定时器输出脉冲经过第二三极管Q2管反向后作为第一开关管VSa的驱动脉冲，第一开关管VSa采用图腾柱驱动。该驱动电路简单，采用的元件少。脉冲反向采用一个三极管可以节约成本。驱动采用图腾柱也比较简单。
图10中VSm1表示IR1155S单周期控制芯片输出脉冲，t表示555定时器t端脉冲，Vo为555定时器输出脉冲，脉冲宽度为1.1R2C3，图11表示第二开关管VSm1与第一开关VSa的驱动波形图。
在优选的实施例中，第一开关管VSa采用PMOS晶体管，PMOS晶体管的源极形成第一开关管VSa的第五输出端，PMOS晶体管的漏极形成第一开关管VSa的第三输入端。
在优选的实施例中，第二开关管VSm1采用NMOS晶体管，NMOS晶体管的源极形成第二开关管VSm1的第八输出端，NMOS晶体管的漏极形成第二开关管VSm1的第三输入端。
在优选的实施例中，第三开关管VSm2采用NMOS晶体管，NMOS晶体管的源极形成第三开关管VSm2的第九输出端，NMOS晶体管的漏极形成第三开关管VSm2的第四输入端。
于上述技术方案基础上，进一步的，由于交流输入正半周期和负半周期开关管及辅助开关管的工作模式相同，以正半周期工作模式为例：
模态1如图3所示，t0-t4时刻：
在t0时刻之前，第二开关管VSm1及第一开关管VSa均断开，第五二极管VD1导通，第一电感Lm1的电流等于第五二极管VD1的电流，第五二极管VD1流过电流，电路工作在普通Boost电路的续流阶段。在t0时刻，第一开关管VSa触发导通，第五二极管VD1电流向铁芯电感Lr和第一开关管VSa换流，铁芯电感Lr的电流线性增大，直至t1时刻，上升到iLm1，第一开关管VSa近似为零电流开通；同时第五二极管VD1的电流线性下降到零，此时输入的电感电流和第五二极管VD1的电流表达式为:
（1）
其中，i Lr 表示铁芯电感Lr的电流，i VD1 表示第五二极管的电流。
在t1时刻之后，第五二极管VD1进入反向恢复过程，其并联体电容反向放电，至t2时刻，第五二极管VD1上的压降为零，反向恢复电流为0。此时，第五二极管VD1零电压关断，反向恢复损耗转向铁芯电感Lr及第一开关管VSa中。在t2时刻后，电路进入谐振阶段，谐振电容包括了第二电容C1线路的寄生电容等。第二开关管VSm1关断时，第二电容C1上电压为u0。在t2时刻，第五二极管VD1关断后，铁芯电感Lr、第二电容C1、第一二极管VD5与第一开关管VSa，形成谐振回路，铁芯电感Lr的电流继续上升，第二电容C1的电压下降；经过1/4个谐振周期，在t3时刻，第二电容C1的电压下降到零，第二电容C1中的能量完全传递到铁芯电感Lr上，主管的漏源电压为零，这是第二开关管VSm1零电压开通的前提；在t2-t3阶段，谐振电感电流i Lr 及谐振电容电压u c1 的表达式为:
（2）
（3）
式中，I rr 表示二极管反向恢复电流；
当u c1 =0，第二开关管VSm1的反并联体二极管导通，谐振过程结束。当铁芯电感Lr的电流达到最大值，流经铁芯电感Lr 、第一二极管VD5与第一开关管VSa及第八二极管VD4进入自然回流阶段，大小不变，第二开关管VSm1的端压被箱位至大约-0.7V。此时，第二开关管VSm1可以开通，并实现零电压条件。应合理设置自然回流阶段，即t3-t4阶段，既要保证第二开关管VSm1实现零电压导通，又不能导通太长，而增加通态损耗。
模态2如图4所示，t4-t5时刻：
第二开关管VSm1在零电压条件下触发导通，同时第一开关管VSa受控关断。铁芯电感Lr的电流向第一电容Cr及第一开关管VSa的体电容谐振充电，减缓第一开关管VSa端电压的上升速度，第一开关管VSa近似零电压关断，铁芯电感Lr中的能量转移到第一电容Cr中。一般而言第一电容Cr比较大时，有助于第二开关管VSm1及第一开关管VSa的零电压关断；但太大会导致铁芯电感Lr中储存的能量不足以令第一电容Cr上电压uCr充到u0。在t5时刻，第一开关管VSa的漏源电压为 u0，第三二极管VD7导通。
模态3如图5所示，t5-t6时刻：
在t5时刻，UCr=u0，铁芯电感Lr向负载传递多余的能量，至t6时刻，第三二极管VD7零电流关断。
模态4 如图6所示，在t6时刻后，电路相当于工作在脉冲宽度调制控制Boost变换器的储能过程，辅助网络不再运行。
模态5如图7所示，t6-t7时刻，第二开关管VSm1受控关断，第一电感Lm1的电流直接向第二电容C1充电。
模态6如图8所示，在t7时刻后，第一电感Lm1的电流流经第五二极管VD1进入Boost电路的续流过程，升压变换电路2不运行，铁芯电感Lr和第一电容Cr中都没有能量储存。理想情况下谐振网络是没有损耗的。至此，一个开关周期结束。
依据给出的纹波电流和纹波电压值可确定第一电感Lm1及第四电容Co的值。谐振电感的设计应能提供二极管的软关闭条件。电感值可由主二极管所需的关闭时间来定。在第一开关管VSa开通后，可保证铁芯电感Lr的电流在三倍的二极管反向恢复时间内达到输入电流iLm1的最大值I Lrmsx
（4）
式中t rr 表示二极管反向恢复时间。
第一电容Cr的取值不能太大，至多使其在铁芯电感Lr的能量完全传递到第一电容Cr时，uCr能被充到u。即:
（6）
式中I rmax 表示最大输入电流时第五二极管VD1反向恢复电流最大值，
如上，为使第二开关管VSm1零电压开通，第二开关管VSm1应比第一开关管VSa滞后开通，延时时间t d 满足：
（7）
式中包含了输入电流由第五二极管VD1向第一开关管VSa转移的时间iLr i Lmax /uo、二极管反向恢复时间t rr 二及uC1谐振到零的时间第二电容C1可以软化主管的关断过程，但第二电容C1过大，则谐振峰值电流过大。
以上所述仅为本发明较佳的实施例，并非因此限制本发明的实施方式及保护范围，对于本领域技术人员而言，应当能够意识到凡运用本发明说明书及图示内容所作出的等同替换和显而易见的变化所得到的方案，均应当包含在本发明的保护范围内。

Claims (10)

1.一种功率因数校正电路，其特征在于，包括：
一整流电路，用以将交流电压转化为直流电压，所述整流电路包括一第一输出端、一第二输出端和一第三输出端；
一升压变换电路，用以将所述直流电压升压并输出，升压变换电路包括一第一输入端、一第二输入端和一第四输出端，所述升压变换电路的所述第四输出端连接所述整流电路的所述第一输出端，所述第一输入端连接所述第二输出端，所述第二输入端连接所述第三输出端；
一负载电路，串联于所述整流电路的所述第一输出端和所述第三输出端之间；
所述升压变换电路包括：
一铁芯电感，所述铁芯电感的一端形成所述升压变换电路的所述第一输入端；
一第一电容，与所述铁芯电感并联；
一第三二极管，所述第三二极管的阳极连接所述铁芯电感的另一端，所述第三二极管的阴极连接所述第一电容；
一第一开关管，所述第一开关管的第三输入端连接所述铁芯电感的另一端，所述第一开关管的第五输出端形成所述升压变换电路的所述第二输入端；
一第四二极管，所述第四二极管的阳极连接所述第三二极管的阴极，所述第四二极管的阴极形成所述升压变换电路的所述第四输出端。
2.如权利要求1所述的功率因数校正电路，其特征在于，所述整流电路包括：
一耦合电感，所述耦合电感的第一电感的一端连接所述交流电源的第六输出端，所述耦合电感的第二电感的一端连接所述交流电源的第七输出端；
一第五二极管，所述第五二极管的阳极连接所述第一电感的另一端；
一第六二极管，所述第六二极管的阳极连接所述第二电感的另一端，所述第六二极管的阴极与所述第五二极管的阴极连接，并共同形成所述整流电路的所述第一输出端；
一第一二极管，所述第一二极管的阳极连接所述第五二极管的阳极；
一第二二极管，所述第二二极管的阳极连接所述第六二极管的阳极，所述第二二极管的阴极与所述第一二极管的阴极连接共同形成所述整流电路的所述第二输出端；
一第二开关管，所述第二开关管的第三输入端与所述第五二极管的阳极连接，所述第二开关管的第八输出端连接所述交流电源的所述第六输出端；
一第三开关管，所述第三开关管的第四输入端与所述第六二极管的阳极连接，所述第三开关管的第九输出端同时与第二开关管的所述第八输出端和所述交流电源的所述第七输出端及所述第六输出端连接并共同形成所述整流电路的所述第三输出端。
3.如权利要求2所述的功率因数校正电路，其特征在于，所述整流电路还包括：
一第二电容，所述第二电容并联于所述第二开关管的所述第三输入端和所述第八输出端之间；
一第三电容，所述第三电容并联于所述第三开关管的所述第四输入端和所述第九输出端之间。
4.如权利要求2所述的功率因数校正电路，其特征在于，所述整流电路还包括：
一第七二极管，所述第七二极管的阳极连接所述第二开关管的所述第八输出端，所述第七二极管的阴极连接所述交流电源的所述第六输出端；
一第八二极管，所述第八二极管的阳极连接所述第七二极管的阳极，所述第八二极管的阴极连接所述交流电源的所述第七输出端。
5.如权利要求2所述的功率因数校正电路，其特征在于，所述耦合电感为同端耦合电感。
6.如权利要求2所述的功率因数校正电路，其特征在于，所述整流电路的所述第一输出端和所述第三输出端之间串联一第四电容；
所述负载电路包括：
一电阻，与所述第四电容并联。
7.如权利要求1所述的功率因数校正电路，其特征在于，所述升压变换电路还包括一驱动电路，所述驱动电路采用图腾柱驱动电路。
8.如权利要求1所述的功率因数校正电路，其特征在于，所述第一开关管采用PMOS晶体管，所述PMOS晶体管的源极形成所述第一开关管的所述第五输出端，所述PMOS晶体管的漏极形成所述第一开关管的所述第三输入端。
9.如权利要求2所述的功率因数校正电路，其特征在于，所述第二开关管采用NMOS晶体管，所述NMOS晶体管的源极形成所述第二开关管的所述第八输出端，所述NMOS晶体管的漏极形成所述第二开关管的所述第三输入端。
10.如权利要求2所述的功率因数校正电路，其特征在于，所述第三开关管采用NMOS晶体管，所述NMOS晶体管的源极形成所述第三开关管的所述第九输出端，所述NMOS晶体管的漏极形成所述第三开关管的所述第四输入端。
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