CN105896993A - 一种多单元二极管电容网络高增益隔离型直流变换器 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种多单元二极管电容网络高增益隔离型直流变换器，主电路拓扑充分结合多绕组变压器和二极管电容升压单元的特性，克服二极管电容网络冲击电流和脉冲型方波输出电压的固有缺陷，具有以下明显优势：1)提高电压增益，减小功率器件电压应力；2)实现零输出电压纹波，显著降低LC滤波器的需求；3)降低变压器的匝数比，减小磁性元件体积，提高功率密度；4)可进一步利用变压器漏感实现主功率器件和辅助开关管的零电压开通(ZVS)，降低开关损耗，提高电能转换效率。有源钳位多单元二极管电容网络高增益隔离型直流变换器，在新能源分布式发电系统中，具有广阔的应用前景。

Description

一种多单元二极管电容网络高增益隔离型直流变换器

【技术领域】

本发明属于新能源光伏、燃料电池等分布式发电领域，涉及高增益隔离型直流变换技术，具体是一种多单元二极管电容网络高增益隔离型直流变换器。

【背景技术】

太阳能、燃料电池等绿色能源的开发利用，对于优化我国能源结构，实现经济、环境的可持续发展具有重要的战略意义。和传统的直流电源，如直流发电机、蓄电池特性不同，光伏、燃料电池存在输出电压低且电压跌落明显的特点，其最低、最高电压比可达到1:2，甚至更大，成为新能源发电系统中的诸多技术瓶颈之一。

典型的光伏、燃料电池发电系统分为单级型和两级型两种。单级结构逆变器(DC-AC)只经过一级能量变换，具有电路简单、元器件少、效率高、可靠性高等优点。然而，电压源型逆变器只能实现降压调节。通常电池阵列需要串联以提高电压等级，而串联结构由于部分电池板被云层等外部因素遮蔽，导致输出功率严重损失，电压跌落，无法保证变换器输入电压任意时刻大于电网电压峰值，以致系统不能正常工作。同样，若采用多个单体燃料电池串联获得较高的输出电压，可能因某个电池组的失效导致整个电池组无法正常工作。两级型发电结构由前级的升压直流变换器(DC-DC)以及后级逆变器(DC-AC)组成。直流电路将较低的电池电压提升到200V、400V甚至更高的电压等级，使电池组可以工作在一个宽输出电压范围。后级逆变器(DC-AC)输出并网或负载所需的交流电。两级结构可以实现分级优化设计和控制，具有更广阔的应用前景，引起普遍重视。

具有升压功能的基本直流变换器，理论上当占空比接近1时，电压增益趋近无穷大。然而，受主电路电感回路中寄生参数和控制器性能影响，即使占空比达到接近于1的极限状态，也很难具有较高的电压增益。二极管在极短的时间内导通，且承受相对较大的电压、电流应力，势必导致严重的开关损耗和EMI问题。此外，高增益应用场合，变换器的强非线性和非最小相位系统特性，使得动态性能明显变差。因此，高增益直流变换技术是实现电力电子变流器宽输入范围电压调节、高效电能变换、高功率密度的重要理论基础，是新能源分布式发电系统亟待解决的关键科学技术问题之一。

高增益直流变流器分为隔离型和非隔离型两大类。单开关隔离型正激、反激直流变换器通过设置高频变压器原、副边的匝数比来获得高电压增益和宽输入范围电压调节。然而，过高的匝数比会影响变压器的线性度，漏磁、偏磁问题严重，也会增加体积和漏感，进而引起电力半导体器件的关断电压尖峰，增大器件电压应力，降低变换器效率。

利用二极管电容网络获得相对较高的电压增益，减小磁性原件需求，在高增益应用场合具有明显的效率和功率密度优势。单个二极管电容电感网络根据工作原理可以分为两类：一类是利用二极管的单向导电性实现电容(电感)的并联充电和串联放电，提高输出电压，如图1(a)所示的多单元二极管电容网络高增益直流变换器。图1(a)电路在传统升压电路中引入交叉型二极管电容网络，通过S的开通和关断，实现C_i1、C_i2(1≤i≤N)的并联充电和串联放电，进而获得更高的电压增益。另一类工作原理与典型的二极管倍压整流电路相似，如图1(b)所示。(现有文献“候世英，陈剑飞，孙滔‘基于开关电容网络并联的单开关升压变换器’，电工技术学报，vol.30,no.10,pp.242-248,May.2015.)。在S＝ON状态下，利用二极管电容网络单元外的电压源先给电容C_i1充电，在S＝OFF状态下，将电容C_i1能量传递给C_i2(2≤i≤N)。多单元网络设计灵活性强，可根据电压增益需求，调整基本单元类型和数量。

图1所示主电路当S＝ON时，出现具有电压源特性的两个电容直接经过电力半导体器件短路充电、放电过程，产生极大的冲击电流，增加了器件损耗。LC滤波器输入侧为脉冲型方波直流电压，且电压变化幅值相对较大。高增益应用场合，输出电流相对值较小，为减小电流纹波和输出电压纹波，需要选取较大的电感值，提高了输出滤波器的需求。

【发明内容】

本发明的目的在于满足高增益和强制隔离的安全性要求，克服二极管电容网络冲击电流和输出脉冲型方波直流电压的不利影响，提供一种多单元二极管电容网络高增益隔离型直流变换器。在二端口二极管电容网络输入端加入具有受控电压源特性的变压器副边绕组，避免电容之间直接经过电力半导体器件短路充电、放电过程。各升压单元输出电压互补，实现零输出电压纹波，显著降低LC滤波器的需求。

为达到上述目的，本发明采用以下技术方案予以实现：

一种多单元二极管电容网络高增益隔离型直流变换器，包括输入端电源V_dc、可控开关管S、副边多绕组的变压器、多个二端口二极管电容升压单元、LC滤波电路以及输出端负载R_L；变压器能够等效为具有固定变比的理想变压器与励磁电感L_m并联后再与等效到原边的漏感L_k串联；LC滤波电路由滤波电感L_f和滤波电容C_f构成；可控开关管S包含MOSFET、体二极管D和寄生电容C_s；输入端电源V_dc的正极接变压器原边正极，可控开关管S接在输入端电源V_dc的负极与变压器原边负极两端，变压器副边第一绕组与第一二端口二极管电容升压单元输入端相连，变压器副边第二绕组与第二二端口二极管电容升压单元输入端反极性相连，依次类推，变压器副边第N-1绕组与第N-1二端口二极管电容升压单元输入端相连，变压器副边第N绕组与第N二端口二极管电容升压单元输入端反极性相连，N个二端口二极管电容升压单元的输出端顺序串联后接LC滤波电路的输入端，LC滤波电路的输出端与负载两端相连，其中N为正偶数。

本发明进一步的改进在于：

所述二端口二极管电容升压单元包括第一二极管D₁₁、第二二极管D₁₂、第一直流电容C₁₁和第二直流电容C₁₂；第一直流电容C₁₁的正极接第一二极管D₁₁的阳极，第二直流电容C₁₂的正极接第一二极管D₁₁的阴极；第一直流电容C₁₁的负极接第二二极管D₁₂的阳极，第二直流电容C₁₂的负极接第二二极管D₁₂的阴极；第一二极管D₁₁的阴极和第二二极管D₁₂的阳极为二端口二极管电容升压单元的输出端。

所述隔离变压器原边绕组两端并联由辅助开关S_a和钳位电容C_r串联组成的有源钳位电路；钳位电容C_r的一端接输入电源V_dc的正极，另一端接辅助开关S_a，辅助开关S_a的另一端接隔离变压器原边绕组的负极。

所述钳位电容C_r的取值保证二分之一倍的漏感L_k与C_r谐振周期大于可控开关管的一个开关周期内的关断时间，C_r的参数满足：

$C_r\≥\frac{{(1-D_{\min })}^2}{{\mathrm{\π}}^2{L}_k{f}_s^2}---\left(1\right)$

其中：D_min为可控开关管S导通占空比最小值；L_k为变压器的漏感；f_s为开关频率。

与现有技术相比，本发明具有以下有益效果：

本发明提出一种多单元二极管电容网络高增益隔离型直流变换器，主电路拓扑充分结合多绕组变压器和二极管电容升压网络的特性，具有以下明显优势：1)提高电压增益，减小功率器件电压应力；2)实现零输出电压纹波，显著降低LC滤波器的需求；3)降低变压器的匝数比，减小磁性元件体积，提高功率密度；4)可进一步利用变压器漏感实现主功率器件和辅助开关管的零电压开通(ZVS)，降低开关损耗，提高电能转换效率。多单元二极管电容网络高增益隔离型直流变换器，在新能源分布式发电系统中，具有广阔的应用前景。

【附图说明】

图1为多单元二极管电容网络高增益直流变换器；其中(a)为二极管电容网络多单元级联，(b)为二极管电容网络多单元串联；

图2为多单元二极管电容网络高增益隔离型直流变换器；

图3为基本二端口二极管电容升压单元；

图4为多单元二极管电容网络高增益隔离型直流变换器(N＝2)；

图5为有源钳位多单元二极管电容网络高增益隔离型直流变换器；

图6为本发明的多单元二极管电容网络高增益隔离型直流变换器电压增益；

图7为本发明的多单元二极管电容网络高增益隔离型直流变换器电力半导体器件电压应力；

图8为本发明的有源钳位多单元二极管电容网络高增益隔离型直流变换器主电路工作波形；

图9为本发明的有源钳位多单元二极管电容网络高增益隔离型直流变换器仿真波形(V_dc＝48V，v_o＝400V，d_son＝0.55，R_L＝320Ω)；其中，(a)电容C₁₁和C₂₁电压，(b)输出滤波前电压v_PN和输出电压v_o，(c)漏感和励磁电感电流，(d)主开关管S电压和电流，(e)辅助开关管S_a电压和电流；

图10为本发明的有源钳位多单元二极管电容网络高增益隔离型直流变换器仿真波形(V_dc＝30V，v_o＝400V，d_son＝0.72，R_L＝320Ω)；其中，(a)电容C₁₁和C₂₁电压，(b)输出滤波前电压v_PN和输出电压v_o，(c)漏感和励磁电感电流，(d)主开关管S电压和电流，(e)辅助开关管S_a电压和电流。

【具体实施方式】

下面结合附图对本发明做进一步详细描述：

参见图2，本发明包括输入端电源V_dc、可控开关管S、副边多绕组的隔离变压器、多个二端口二极管电容升压单元、LC滤波电路以及输出端负载R_L；如图3所示，二端口二极管电容升压单元包括第一二极管D₁₁、第二二极管D₁₂、第一直流电容C₁₁和第二直流电容C₁₂；第一直流电容C₁₁的正极接第一二极管D₁₁的阳极，第二直流电容C₁₂的正极接第一二极管D₁₁的阴极；第一直流电容C₁₁的负极接第二二极管D₁₂的阳极，第二直流电容C₁₂的负极接第二二极管D₁₂的阴极；第一二极管D₁₁的阴极和第二二极管D₁₂的阳极为二端口二极管电容升压单元的输出端。可控开关管S包含MOSFET、体二极管D和寄生电容C_s；变压器能够等效为具有固定变比的理想变压器与励磁电感L_m并联后再与等效到原边的漏感L_k串联；LC滤波电路由滤波电感L_f和滤波电容C_f构成；输入端电源V_dc的正极接隔离变压器原边正极，可控开关管S接在输入端电源V_dc的负极与隔离变压器原边负极两端，变压器副边第一绕组(v_s1)与第一二端口二极管电容升压单元输入端相连，变压器副边第二绕组(v_s2)与第二二端口二极管电容升压单元输入端反极性相连，依次类推，变压器副边第N-1绕组(v_s(N-1))与第N-1二端口二极管电容升压单元输入端相连，变压器副边第N绕组(v_sN)与第N二端口二极管电容升压单元输入端反极性相连，N个二端口二极管电容升压单元的输出端顺序串联后接LC滤波电路的输入端，LC滤波电路的输出端与负载(R_L)两端相连，其中N为正偶数。

本发明的原理：

为简化分析，假定励磁电感L_m足够大，励磁电流连续，漏感L_k远小于励磁电感L_m。如图4所示，多单元二极管电容网络高增益隔离型直流变换器(N＝2)的基本工作原理如下：

当S＝ON时，忽略漏感影响，电源电压V_dc加在原边n₀绕组上，给励磁电感充电，电感电流线性增大并储能，变压器原边、副边电压关系满足：

$L_m\frac{{\mathrm{di}}_{Lm}}{dt}=v_{p(S=ON)}\≈V_{dc}---\left(1\right)$

$v_{s1(S=ON)}\≈\frac{n_1}{n_0}{V}_{dc}---\left(2\right)$

$v_{s2(S=ON)}\≈-\frac{n_2}{n_0}{V}_{dc}---\left(3\right)$

其中：n₀、n₁、n₂分别为原边和副边两个绕组线圈的匝数。

副边n₁绕组感应电动势v_s1上正下负，二极管D₁₁和D₁₂导通，n₁绕组给两并联电容C₁₁和C₁₂充电。

v_u1(S＝ON)＝V_C11＝v_s1(S＝ON) (4)

副边n₂绕组感应电动势v_s2下正上负，二极管D₂₁和D₂₂截至，两电容C₂₁和C₂₂与n₂绕组反极性串联给输出侧供电。

v_u2(S＝ON)＝-v_s2(S＝ON)+2V_C21 (5)

当S＝OFF时，变压器中存储能量通过副边n₁和n₂绕组向输出侧释放。副边n₁绕组感应电动势v_s1上负下正，二极管D₁₁和D₁₂截止，n₁绕组与两电容C₁₁和C₁₂反极性串联给输出侧供电。

v_u1(S＝OFF)＝-v_s1(S＝OFF)+2V_C11 (6)

副边n₂绕组感应电动势v_s2上正下负，二极管D₂₁和D₂₂导通，n₂绕组给两并联电容C₂₁和C₂₂充电，端口电压被钳位，原边、副边电压满足：

v_u2(S＝OFF)＝v_s2(S＝OFF)＝V_C21＝V_C22 (7)

$v_{p(S=OFF)}=-\frac{n_0}{n_2}{V}_{C21}---\left(8\right)$

$v_{s1(S=OFF)}=-\frac{n_1}{n_2}{V}_{C21}---\left(9\right)$

一个开关周期内，励磁电感L_m存储和释放的能量相同，两端电压平均值为零。结合(1)和(8)：

D·v_p(S＝ON)+(1-D)·v_p(S＝OFF)＝0 (10)

则：

$V_{C21}=\frac{n_2}{n_0}\·\frac{D}{1-D}{V}_{dc}---\left(11\right)$

由(2)、(3)、(4)、(5)和(11)得S＝ON时，LC滤波器输入侧电压为：

$v_{PN(S=ON)}=v_{u1(S=ON)}+v_{u2(S=ON)}=(\frac{n_1}{n_0}+\frac{n_2}{n_0}\·\frac{1+D}{1-D})V_{dc}---\left(12\right)$

由(4)、(6)、(7)、(9)和(11)得S＝OFF时，LC滤波器输入侧电压为：

$v_{PN(S=OFF)}=v_{u1(S=OFF)}+v_{u2(S=OFF)}=(\frac{n_1}{n_0}\·\frac{2-D}{1-D}+\frac{n_2}{n_0}\·\frac{D}{1-D})V_{dc}---\left(13\right)$

当变压器两个副边绕组匝数相同时，n₁:n₀＝n₂:n₀＝n，n₁＝n₂。(12)和(13)表明：无论开关管S＝ON或S＝OFF期间，直流侧v_PN电压相同且近似恒定。

$v_{PN}=\frac{2n}{1-D}\·V_{dc}---\left(14\right)$

因此，输出侧电感L_f消除功率器件换流过程中引起的开关噪声，显著地减小输出滤波电感的需求。此外，无论在主开关管S＝ON和S＝OFF期间，变压器均向输出侧传递能量。因此，变压器不同于传统反激变换器中的变压器，需要设计相对较大的气息来存储能量。这有助于减小磁性元件的体积，提高功率密度。

稳态时，开关管S＝OFF时承受的电压应力为输入电源和变压器原边反极性串联电压之和，由(8)和(11)计算得：

$v_{S\_Mos}=V_{dc}-v_{p(S=OFF)}=\frac{1}{1-D}{V}_{dc}---\left(15\right)$

变压器副边所有二极管承受相同的电压应力。二极管D₁₁和D₁₂在S＝OFF时截止，器件电压应力为电容电压v_C11与变压器副边绕组电压v_s1反极性串联之和，由(4)、(9)和(11)计算得：

$v_{S\_Diode}=v_{C11}-v_{s1(S=OFF)}=\frac{n}{1-D}{V}_{dc}---\left(16\right)$

为进一步提高电压增益，满足更高增益应用场合需求，可以在变压器副边设计多个(N为正偶数)绕组，输出侧分别接二端口二极管电容升压网络，主电路拓扑如图2所示。稳态时，电压增益表达式为：

$G=\frac{v_o}{V_{dc}}=\frac{N\·n}{1-D}---\left(17\right)$

其中：n为变压器原边、副边的匝数比；N为二极管电容升压单元个数；D为开关管S通态占空比。

多单元二极管电容网络高增益隔离型直流变换器开关管和二极管电压应力可以重写为：

$v_{S\_Mos}=\frac{1}{1-D}{V}_{dc}=\frac{G}{N\·n}{V}_{dc}---\left(18\right)$

$v_{S\_Diode}=\frac{n}{1-D}{V}_{dc}=\frac{G}{N}{V}_{dc}---\left(19\right)$

变压器漏感在开关管关断瞬间会产生很大的电压尖峰，使得开关管承受较高的电压应力。因此，为确保功率器件安全可靠工作，必须引入钳位电路吸收漏感的能量。无源RCD钳位电路结构简单、容易实现、成本低，但缺点是漏感能量消耗在电阻R上，降低变换器效率。有源钳位电路由辅助开关S_a和钳位电容C_r串联组成，并联在变压器原边绕组两端。可以有效地降低主开关管S在关断时的过电压，为主开关管S和辅助开关S_a提供零电压开通环境(ZVS)，在一定程度上降低副边二极管关断时的di/dt。图5所示有源钳位多单元二极管电容网络高增益隔离型直流变换器(N＝2)。

图6给出多单元二极管电容网络高增益隔离型直流变换器电压增益与升压占空比，变压器变比以及基本单元数之间关系。图7给出多单元二极管电容网络高增益隔离型直流变换器功率器件电压应力与升压占空比，变压器变比以及基本单元数之间关系。

假设有源钳位多单元二极管电容网络高增益隔离型直流变换器工作在电流连续模式(continued conduction mode，CCM)且已进入稳态，则其各个时段的工作波形如图8所示。

模式1(t₀～t₁)：电路工作于稳态，主开关S始终导通，辅助开关S_a关断。励磁电感L_m和漏感L_k电流线性增大。电流表达式为：

$i_{Lm}\left(t\right)=i_{Lm}\left(t_0\right)+\frac{v_{Lm}}{L_m}\·(t-t_0)---\left(20\right)$

其中：

$v_{Lm}=\frac{L_m}{L_m+L_k}{V}_{dc}---\left(21\right)$

$i_{Lk}\left(t\right)=i_{dc}\left(t\right)=i_{Lk}\left(t_0\right)+\frac{V_{dc}-v_{Lm}}{L_k}\·(t-t_0)---\left(22\right)$

忽略漏感压降的影响，变压器原边电压v_p近似为输入直流侧电压V_dc，副边绕组v_s1上正下负，二极管D₁₁，D₁₂导通，v_s1经过二极管D₁₁，D₁₂给电容C₁₁，C₁₂充电，C₁₁和C₁₂并联向输出侧供电。副边绕组v_s2电压上负下正二极管D₂₁，D₂₂截止，v_S2与C₂₁和C₂₂反极性串联向输出侧供电。

模式2(t₁～t₂)：t₁时刻，主开关管S关断，漏感L_k给S并联电容C_s充电，v_Cs迅速增大。至t₁时刻，电流i_s减小至零，v_Cs从零增大至V_dc+v_Cr。S漏源电压v_DS和漏感电流i_Lk的表达式为：

v_DS(t)＝v_Cr(t)＝V_dc(1-cos(ω₁·(t-t₁)))+i_Lk(t₁)·Z₁·sin(ω₁·(t-t₁)) (23)

$i_{Lk}\left(t\right)\≈i_{Lk}\left(t_1\right)cos({\mathrm{\ω}}_1\·(t-t_1\left)\right)+\frac{V_{dc}-v_{Cs}\left(t_1\right)}{Z_1}\·sin({\mathrm{\ω}}_1\·(t-t_1\left)\right)---\left(24\right)$

其中：

实际设计中，C_s储能远小于漏感L_k且电容充电过程的时间很短，因此，电容电压谐振增大的斜率可以近似为漏感电流i_Lk。

$v_{DS}\left(t\right)\≈\frac{i_{Lk}\left(t_1\right)}{C_s}(t-t_1)---\left(25\right)$

副边绕组v_s1经过二极管D₁₁，D₁₂继续给电容C₁₁，C₁₂充电，C₁₁和C₁₂并联向输出侧供电。副边绕组v_s2与C₂₁和C₂₂反极性串联向输出侧供电。

模式3(t₂～t₃)：t₂时刻，主开关管S漏源电压v_DS等于V_dc+v_Cr。辅助开关S_a的反并联二极管D_a开始导通，限制了主开关S的关断电压尖峰。漏感L_k与钳位电容C_r构成谐振电路，并开始给C_r充电。C_r充电电流表达式为：

$i_{Cr}\left(t\right)=i_{Lk}\left(t\right)\≈i_{Lk}\left(t_2\right)cos\left({\mathrm{\ω}}_2\right(t-t_2\left)\right)+\frac{v_{Lk}\left(t_2\right)}{Z_2}\·sin({\mathrm{\ω}}_2\·(t-t_2\left)\right)---\left(26\right)$

其中：

二极管D₁₁和D₁₂仍导通，电流开始减小，变压器原边电压被钳位，励磁电感L_m和漏感L_k两端电压分别为：

$v_{Lm}\left(t\right)\≈\frac{n_0}{n_1}{v}_{C11}---\left(27\right)$

$v_{Lk}\left(t\right)\≈-v_{Cr}-\frac{n_0}{n_1}{v}_{C11}---\left(28\right)$

因此，励磁电感电流i_Lm继续增大，漏感电流i_Lm开始减小。

模式4(t₃～t₄)：t₃时刻，二极管D₁₁和D₁₂电流减小至零并截至，同时抑制了二极管反向恢复电流。二极管D₂₁和D₂₂开始导通，变压器原边电压v_p反向，并被副边v_s2电压钳位，励磁电感电流达到最大值。S和副边二极管换流过程结束。励磁电感L_m和漏感L_k两端电压分别为：

$v_{Lm}\left(t\right)\≈-\frac{n_0}{n_2}{v}_{C21}---\left(29\right)$

$v_{Lk}\left(t\right)\≈-v_{Cr}+\frac{n_0}{n_2}{v}_{C21}---\left(30\right)$

因此，t₃时刻，i_Lm开始减小，i_Lk继续减小，电流变化率减小。为使S_a实现零电压开通(ZVS)，应该在t₄时刻，即谐振电感L_k电流反向之前，给S_a施加开通触发信号。

模式5(t₄～t₅)：t₄时刻，辅助开关S_a电流反向，二极管D_a截至，S_a导通，实现零电压开通(ZVS)。D₁₁和D₁₂截至，副边绕组v_s1与电容C₁₁和C₁₂反极性串联给输出侧提供能量。D₂₁和D₂₂导通，副边绕组v_s2与电容C₁₁和C₁₂并联给输出侧提供能量。

模式6(t₅～t₆)：t₅时刻，辅助开关S_a关断，漏感L_k经直流电源和变压器原边与主开关管S并联电容C_s串联，构成新的谐振支路。C_s足够小，则L_k电流给C_s迅速放电，至t₆时刻C_s电压减小至零。电容C_s两端电压为：

v_Cs(t)≈v_d-(v_d-v_Cr(t₅))cos(ω₃(t-t₅))+i_Lk(t₅)Z₃sin(ω₃(t-t₅)) (31)

其中：

为了实现S的零电压开通(ZVS)，漏感L_k存储的能量应大于电容C_s存储能量。因此，漏感需满足条件：

$L_k>\frac{C_s{v}_{Cs}^2\left(t_5\right)}{i_{Lk}^2\left(t_5\right)}---\left(32\right)$

模式7(t₆～t₇)：t₆时刻，电容C_s完全放电，电压减小至零。S反并联二极管D开始导通，此时，在漏感L_k电流反向之前，施加S下一个开通触发信号。

模式8(t₇～t₈)：t₇时刻之前，S下一个开通触发信号到来。t₇时刻，S零电压开通(ZVS)。D₂₁和D₂₂仍导通，电流开始减小，变压器原边电压被钳位，励磁电感L_m和漏感L_k两端电压分别为：

$v_{Lm}\left(t\right)\≈-\frac{n_0}{n_2}{v}_{C21}---\left(33\right)$

$v_{Lk}\left(t\right)\≈V_{dc}+\frac{n_0}{n_2}{v}_{C21}---\left(34\right)$

因此，励磁电感电流i_Lm继续减小，漏感电流i_Lk线性增大。

t₈时刻，二极管D₂₁和D₂₂电流减小至零并截止，同时，二极管D₁₁和D₁₂开始导通，变压器原边电压v_p被副边电容C₁₁钳位，励磁电感电流达到最小值。开关管S和副边二极管换流过程结束。直至t₀′时刻，S关断信号到来，电路进入一个新的循环周期。

基于MATLAB/Simulink仿真验证上述多单元二极管电容高增益隔离型直流变换器工作原理和理论分析。主电路参数：V_dc＝30～48V，V_o＝400V，L_k＝10uH，L_m＝400uH，C_r＝8.2uF，C_s＝1.5uF，C₁₁＝C₁₂＝C₂₁＝C₂₂＝200uF，L_f＝5uH，C_f＝250uF，R_Load＝320Ω，T_s＝50us。

图9给出输入电压V_dc＝48V时，多单元二极管电容网络高增益隔离型直流变换器(N＝2)稳态工作时，变压器漏感电流，励磁电流，主开关S和辅助开关S_a电压电流，以及中间电容电压，输出滤波前、后电压波形。稳态时，占空比d_son＝0.55，图9(a)，(b)仿真中间电容电压v_C11＝v_C12＝92V，v_C21＝v_C22＝112V略低于理论值96V和116V，主要是由于变压器漏感压降和电力半导体器件压降引起。图9(c)和(d)主开关管S和辅助开关S_a的关断电压有效的被钳位在140V以内，因此可以选择低电压等级的MOSFET。在开关管S和S_a开通之前，漏源之间电压减小为零，均实现ZVS。

图10给出输入电压V_dc＝30V时，多单元二极管电容网络高增益隔离型直流变换器(N＝2)稳态工作时，变压器漏感电流，励磁电流，主开关S和辅助开关S_a电压电流，以及中间电容电压，输出滤波前、后电压波形。稳态时，占空比d_son＝0.72，仿真结果与理论分析基本一致。主开关管S和辅助开关S_a在整个宽输入电压范围内，均实现ZVS。显然，二极管电容高增益隔离型直流变换器，提高了电压增益，避免了极限占空比，同时减小了功率器件电压应力，可以有效地提高电能转换效率和功率密度。在新能源分布式发电系统中，具有广阔的应用前景。

以上内容仅为说明本发明的技术思想，不能以此限定本发明的保护范围，凡是按照本发明提出的技术思想，在技术方案基础上所做的任何改动，均落入本发明权利要求书的保护范围之内。

Claims (4)

1.一种多单元二极管电容网络高增益隔离型直流变换器，其特征在于，包括输入端电源V_dc、可控开关管S、副边多绕组的变压器、多个二端口二极管电容升压单元、LC滤波电路以及输出端负载R_L；变压器能够等效为具有固定变比的理想变压器与励磁电感L_m并联后再与等效到原边的漏感L_k串联；LC滤波电路由滤波电感L_f和滤波电容C_f构成；可控开关管S包含MOSFET、体二极管D和寄生电容C_s；输入端电源V_dc的正极接变压器原边正极，可控开关管S接在输入端电源V_dc的负极与变压器原边负极两端，变压器副边第一绕组v_s1与第一二端口二极管电容升压单元输入端相连，变压器副边第二绕组v_s2与第二二端口二极管电容升压单元输入端反极性相连，依次类推，变压器副边第N-1绕组v_sN-1与第N-1二端口二极管电容升压单元输入端相连，变压器副边第N绕组v_sN与第N二端口二极管电容升压单元输入端反极性相连，N个二端口二极管电容升压单元的输出端顺序串联后接LC滤波电路的输入端，LC滤波电路的输出端与负载R_L两端相连，其中N为正偶数。

2.根据权利要求1所述的多单元二极管电容网络高增益隔离型直流变换器，其特征在于，所述二端口二极管电容升压单元包括第一二极管D₁₁、第二二极管D₁₂、第一直流电容C₁₁和第二直流电容C₁₂；第一直流电容C₁₁的正极接第一二极管D₁₁的阳极，第二直流电容C₁₂的正极接第一二极管D₁₁的阴极；第一直流电容C₁₁的负极接第二二极管D₁₂的阳极，第二直流电容C₁₂的负极接第二二极管D₁₂的阴极；第一二极管D₁₁的阴极和第二二极管D₁₂的阳极为二端口二极管电容升压单元的输出端。

3.根据权利要求1所述的有源钳位多单元二极管电容网络高增益隔离型直流变换器，其特征在于，所述隔离变压器原边绕组v_p两端并联由辅助开关S_a和钳位电容C_r串联组成的有源钳位电路；钳位电容C_r的一端接输入电源V_dc的正极，另一端接辅助开关S_a，辅助开关S_a的另一端接隔离变压器原边绕组的负极。

4.根据权利要求3所述的有源钳位多单元二极管电容网络高增益隔离型直流变换器，其特征在于，所述钳位电容C_r的取值保证二分之一倍的漏感L_k与C_r谐振周期大于可控开关管S的一个开关周期内的关断时间，C_r的参数满足：

$C_r\≥\frac{{(1-D_{\min })}^2}{{\mathrm{\π}}^2{L}_k{f}_s^2}---\left(1\right)$

其中：D_min为可控开关管S导通占空比最小值；L_k为变压器的漏感；f_s为开关频率。