CN111564977A - 反激式开关电源电路 - Google Patents
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Abstract
本发明公开了一种反激式开关电源电路。该反激式开关电源电路包括：多路输出电源，所述多路输出电源包括：输入电源、变压器、主输出、辅输出，所述主输出和所述辅输出经所述变压器耦合连接所述输入电源；反馈回路，连接所述主输出，用于基于所述主输出的电压信号生成反馈信号；电源控制器模块，连接所述反馈回路，用于基于所述反馈信号生成PWM信号；第一开关，连接所述电源控制器模块，用于基于所述PWM信号控制所述输入电源供电给所述主输出和所述辅输出；所述反激式开关电源电路还包括：有源钳位控制电路，连接所述电源控制器模块，用于基于所述PWM信号控制所述辅输出的电压值，可以有效改善开关电源电路多路输出的电压交叉调整率。
Description
技术领域
本发明涉及电源电路，尤其涉及一种反激式开关电源电路。
背景技术
随着电力电子技术的高速发展，开关电源相继进入各种电子、电器设备领域，例如，程控交换机、通讯、电子检测设备电源、控制设备电源等都已广泛地使用了开关电源。
相关技术中，往往采用反激式开关电源进行多路电源输出，比如，单变压器反激式开关电源做多路输出电压时，通常把输出电压低、输出电流变化大的一路作为闭环主反馈控制，其他辅路输出电压无反馈调节。由于反激变压器的磁芯需要开气隙(防止变压器饱和)以及绕制工艺限制导致了漏感的存在，漏感越大则原副边耦合越差，再加上绕组的电阻和电流回路的寄生参数影响，当主、辅路输出电压之间的负载差异较大时，辅路输出电压幅值变化较大。通常当主输出重载，辅输出轻载时，辅输出的电压会飘高；而当主输出轻载，辅输出满载时，辅输出电压会被拉低。这就是单个变换器多路输出的电压交叉调整率问题，目前在实际应用中需要迫切解决电压交叉调整率问题。
发明内容
有鉴于此，本发明实施例提供了一种反激式开关电源电路，旨在改善反激式开关电源电路多路输出的电压交叉调整率问题。
本发明实施例的技术方案是这样实现的：
本发明实施例提供了一种反激式开关电源电路，包括：
多路输出电源，所述多路输出电源包括：输入电源、变压器、主输出、辅输出，所述主输出和所述辅输出经所述变压器耦合连接所述输入电源；
反馈回路，连接所述主输出，用于基于所述主输出的电压信号生成反馈信号；
电源控制器模块，连接所述反馈回路，用于基于所述反馈信号生成脉宽调制(PWM，Pulse Width Modulation)信号；
第一开关，连接所述电源控制器模块，用于基于所述PWM信号控制所述输入电源供电给所述主输出和所述辅输出；
所述反激式开关电源电路还包括：
有源钳位控制电路，连接所述电源控制器模块，用于基于所述PWM信号控制所述辅输出的电压值。
在一些实施例中，所述有源钳位控制电路包括：
第二开关，连接所述电源控制器模块，用于基于所述PWM信号动作，以在所述第一开关导通时关断，所述第一开关关断时导通；
钳位电容，连接所述第二开关，用于吸收所述变压器的初级侧的尖峰能量。
在一些实施例中，所述反激式开关电源电路还包括：
第一PWM驱动电路，位于所述电源控制器模块与所述第一开关之间，用于将所述PWM信号转换为带死区时间的第一PWM信号，所述第一开关基于所述第一PWM信号动作；
所述有源钳位控制电路还包括：
第二PWM驱动电路，用于将所述PWM信号转换为带死区时间的第二PWM信号，所述第二PWM信号与所述第一PWM信号的方向相反，所述第二开关基于所述第二PWM信号动作。
在一些实施例中，所述第一PWM驱动电路包括：第一二极管、第一电阻及第一电容，所述第一二极管和所述第一电阻并联构成第一支路，所述第一支路的第一端连接所述电源控制器模块，所述第一支路的第二端连接所述第一电容的第一端，所述第一电容的第二端接地；
所述第二PWM驱动电路包括：反相器、第二二极管、第二电阻及第二电容，所述第二二极管和所述第二电阻并联构成第二支路，所述第二支路的第一端经所述反相器连接所述电源控制器模块，所述第二支路的第二端连接所述第二电容的第一端，所述第二电容的第二端接地。
在一些实施例中，所述第一开关及所述第二开关均为N型场效应管，所述第一开关的漏极连接所述第二开关的源极，所述第一开关的栅极连接所述第一电容的第一端，所述第一开关的源极接地；所述第二开关的漏极连接所述钳位电容的第一端，所述第二开关的栅极连接所述第二电容的第一端；所述钳位电容的第二端连接所述输入电源的正极。
在一些实施例中，所述变压器包括：初级侧的原边绕组、二次侧的第一副边绕组、二次侧的第二副边绕组和铁芯，所述原边绕组的同名端经所述第一开关接地、异名端连接所述输入电源的正极，所述第一副边绕组的两端分别连接所述主输出的正极、负极，所述第二副边绕组的两端分别连接所述辅输出的正极、负极。
在一些实施例中，所述第一开关为N型场效应管，所述原边绕组的同名端连接所述第一开关的漏极，所述第一开关的源极接地，所述第一开关的栅极基于所述PWM信号控制所述第一开关动作。
在一些实施例中，所述多路输出电源还包括：第一整流二极管和第一滤波电容，所述第一副边绕组的同名端连接所述第一整流二极管的正极，所述第一整流二极管的负极和所述第一滤波电容的第一端连接所述主输出的正极，所述第一副边绕组的异名端和所述第一滤波电容的第二端连接所述主输出的负极。
在一些实施例中，所述多路输出电源还包括：第二整流二极管和第二滤波电容，所述第二副边绕组的同名端连接所述第二整流二极管的正极，所述第二整流二极管的负极和所述第二滤波电容的第一端连接所述辅输出的正极，所述第二副边绕组的异名端和所述第二滤波电容的第二端连接所述辅输出的负极。
在一些实施例中，所述有源钳位控制电路用于控制所述第二副边绕组的同名端的最大电压钳位在设定目标值。
本发明实施例提供的技术方案，通过设置连接电源控制器模块的有源钳位控制电路，该有源钳位控制电路用于基于PWM信号控制辅输出的电压值，使得辅输出的电压钳位在设定区间，可以有效改善反激式开关电源电路多路输出的电压交叉调整率。
附图说明
图1为本发明实施例反激式开关电源电路的结构示意图；
图2为本发明实施例中第一PWM信号和第二PWM信号的示意图。
具体实施方式
下面结合附图及实施例对本发明再作进一步详细的描述。
除非另有定义，本文所使用的所有的技术和科学术语与属于本发明的技术领域的技术人员通常理解的含义相同。本文中在本发明的说明书中所使用的术语只是为了描述具体的实施例的目的，不是旨在于限制本发明。
反激式开关电源电路的多路输出往往存在电压交叉调整率(Cross Regulation)的问题，这里，电压交叉调整率是指：由于受变压器各个绕组间的漏感、绕组的电阻、电流回路寄生参数等的影响，辅输出电压会随输出负载的变化而变化。通常当主输出满载，辅输出轻载时，辅输出电压将升高；而当主输出轻载，辅输出满载时，辅输出电压将降低。
相关技术中，通过增加各路输出滤波电感的耦合，但由于滤波电感的耦合系数对工作特性影响很大，且主路、辅路绕组之间的滤波电感耦合系数选择比较困难，并且会增加滤波电感的成本。此外，反激式开关电源的变压器的初级侧的原边绕组上的漏感会产生尖峰电压，往往需要设置RCD吸收电路(由电阻R、电容C和二极管D构成)来降低尖峰电压，因RCD吸收电路中的电阻R会有固定损耗，从而降低了电源转换效率。
基于此，在本发明的各种实施例中，通过在反激式开关电源电路中设置有源钳位控制电路，该有源钳位控制电路可以控制辅输出的电压值，使得辅输出的电压钳位在设定区间，可以有效改善反激式开关电源电路多路输出的电压交叉调整率。
本发明实施例提供了一种反激式开关电源电路，如图1所示，该反激式开关电源电路包括：多路输出电源、反馈回路FB(Feed Back)、电源控制器模块、第一开关；多路输出电源包括：输入电源VIN、变压器T1、主输出VOUT1、辅输出VOUT2，主输出VOUT1和辅输出VOUT2经变压器T1耦合连接输入电源VIN；反馈回路FB连接主输出VOUT1，用于基于主输出VOUT1的电压信号生成反馈信号；电源控制器模块连接反馈回路FB，用于基于反馈信号生成脉宽调制PWM信号；第一开关连接电源控制器模块，用于基于PWM信号控制输入电源VIN供电给主输出VOUT1和辅输出VOUT2。
本发明实施例中，反激式开关电源电路还包括：有源钳位控制电路10，该有源钳位控制电路10连接电源控制器模块，用于基于PWM信号控制辅输出VOUT2的电压值。
具体地，反馈回路FB采样主输出VOUT1的电压信号，并经过内部基准电平比较和放大后形成反馈信号，并将反馈信号送至电源控制器模块。电源控制器模块基于接收的反馈信号与自身内部的控制基准信号做比较，生成具有相应占空比的PWM信号，由PWM信号控制第一开关的导通状态，从而实现输入电源VIN对主输出VOUT1和辅输出VOUT2的功率转换。
这里，第一开关可以采用场效应管(Field Effect Transistor，FET)，比如，绝缘栅型场效应管，又称为金属-氧化物-半导体(Metal-Oxide-Semiconductor，MOS)管、结型场效应管(Junction Field-Effect Transistor，JFET)。
以第一开关为N沟道MOS管Q1为例，N沟道MOS管Q1基于PWM信号导通时，输入电源VIN向变压器T1的初级侧的原边绕组NP充电，N沟道MOS管Q1基于PWM信号关断时，变压器T1的原边绕组NP储存的电能通过二次侧的第一副边绕组NS1供电给主输出VOUT1、第二副边绕组NS2供电给辅输出VOUT2。
本发明实施例通过设置有源钳位控制电路10，由于该有源钳位控制电路10可以基于PWM信号控制辅输出VOUT2的电压值，使得辅输出VOUT2的电压钳位在设定区间，可以有效改善反激式开关电源电路多路输出的电压交叉调整率。且相比现有的RCD吸收电路，可以提高开关电源的转换效率。
在一些实施例中，有源钳位控制电路10包括：
第二开关，连接所述电源控制器模块，用于基于所述PWM信号动作，以在所述第一开关导通时关断，所述第一开关关断时导通；
钳位电容，连接所述第二开关，用于吸收所述变压器的初级侧的尖峰能量。
这里，第二开关可以采用FET，比如，MOS管或者JFET。如图1所示，以第二开关为N沟道MOS管Q2为例，N沟道MOS管Q2在N沟道MOS管Q1导通时关断，并在N沟道MOS管Q1关断时导通。钳位电容C3位于N沟道MOS管Q2的漏极与输入电源VIN的正极之间，钳位电容C3可以吸收变压器T1的初级侧的漏感产生的电压尖峰能量，并将电压尖峰能量回馈到输入电源VIN的正极，从而可以提高电源的转换效率。
为了有效避免第一开关、第二开关基于PWM信号切换时的误动作，在一些实施例中，反激式开关电源电路包括：第一PWM驱动电路，位于电源控制器模块与第一开关之间，用于将PWM信号转换为带死区时间(deadtime)的第一PWM信号，第一开关基于第一PWM信号动作；有源钳位控制电路10包括：第二PWM驱动电路，位于所述电源控制器模块与所述第二开关之间，用于将PWM信号转换为带死区时间的第二PWM信号，第二PWM信号与第一PWM信号的方向相反，所述第二开关基于所述第二PWM信号动作。
如图1所示，第一PWM驱动电路包括：第一二极管D1、第一电阻R1及第一电容C1，第一二极管D1和第一电阻R1并联构成第一支路，第一支路的第一端连接电源控制器模块，第一支路的第二端连接第一电容C1的第一端，第一电容C1的第二端接地；
第二PWM驱动电路包括：反相器U2、第二二极管D2、第二电阻R2及第二电容C2，第二二极管D2和第二电阻R2并联构成第二支路，第二支路的第一端经反相器U2连接电源控制器模块，第二支路的第二端连接第二电容C2的第一端，第二电容C2的第二端接地。
第一PWM驱动电路中第一电容C1的第一端连接N沟道MOS管Q1的栅极，第一PWM驱动电路将电源控制器模块生成的PWM信号转换为第一PWM信号PWM1，N沟道MOS管Q1由第一PWM信号PWM1驱动。
第二PWM驱动电路中第二电容C2的第一端连接N沟道MOS管Q2的栅极，第二PWM驱动电路将电源控制器模块生成的PWM信号转换为第二PWM信号PWM2，N沟道MOS管Q2由第二PWM信号PWM2驱动。
第一PWM信号与第二PWM信号构成带死区时间的互补性驱动信号，驱动波形如图2所示，其中，第一PWM信号PWM1的死区时间由第一二极管D1、第一电阻R1及第一电容C1确定，第二PWM信号PWM2的死区时间由第二二极管D2、第二电阻R2及第二电容C2确定。
如图1所示，变压器T1包括：初级侧的原边绕组NP、二次侧的第一副边绕组NS1、二次侧的第二副边绕组NS2和铁芯，原边绕组NP的同名端经N沟道MOS管Q1(即第一开关)接地、异名端连接输入电源VIN的正极，第一副边绕组NS1的两端分别连接主输出VOUT1的正极、负极，第二副边绕组NS2的两端分别连接辅输出VOUT2的正极、负极。N沟道MOS管Q1的栅极连接第一电容C1的第一端，N沟道MOS管Q1的源极接地，N沟道MOS管Q1的漏极连接N沟道MOS管Q2(即第二开关)的源极；N沟道MOS管Q2的漏极连接钳位电容C3的第一端，N沟道MOS管Q2的栅极连接第二电容C2的第一端；钳位电容C3的第二端连接输入电源VIN的正极。
在一些实施例中，多路输出电源还包括：第一整流二极管D4和第一滤波电容C4，第一副边绕组NS1的同名端连接第一整流二极管D4的正极，第一整流二极管D4的负极和第一滤波电容C4的第一端连接主输出VOUT1的正极，第一副边绕组NS1的异名端和第一滤波电容C4的第二端连接主输出VOUT1的负极。通过第一整流二极管D4和第一滤波电容C4，使得主输出VOUT1能够输出稳定的直流电压。实际应用中，主输出VOUT1的正极与负极之间可以连接第一负载R01。
在一些实施例中，为了使得辅输出VOUT2能够输出稳定的直流电压，多路输出电源还包括：第二整流二极管D5和第二滤波电容C5，第二副边绕组NS2的同名端连接第二整流二极管D5的正极，第二整流二极管D5的负极和第二滤波电容C5的第一端连接辅输出VOUT2的正极，第二副边绕组NS2的异名端和第二滤波电容C5的第二端连接辅输出VOUT2的负极。实际应用中，辅输出VOUT2的正极与负极之间可以连接第二负载R02。
本发明实施例中，有源钳位控制电路10中的钳位电容C3具有以下作用：一方面，在N沟道MOS管Q1关断，N沟道MOS管Q2导通时，钳位电容C3通过吸收变压器T1的初级侧的原边绕组漏感产生的尖峰电压，回馈到输入电源，从而提高电源的转换效率；另一方面，钳位电容C3可以保证N沟道MOS管Q1的漏极电压钳位在特定值，从而使图1中的辅输出VOUT2的对应的第二副边绕组NS2的同名端处的电压Uof2钳位在设定最大值，如此，使得辅输出VOUT2的电压波动受第一负载R01、第二负载R02的变化较小，即有效改善电压交叉调整率。
实际应用中，图1中主输出VOUT1本身具有反馈回路电压调节能力，电压精度随其他路输出电压的负载变化影响很小，辅输出VOUT2存在电压交叉调整率的问题。本发明实施例通过有源钳位控制电路10，可以将图1中的第二副边绕组NS2的同名端的电压Uof2钳位在设定最大值。
举例来说明，假设辅输出VOUT2的正常电压是12V，精度要求10％以下，即图1中VOUT2电压要满足10.8V～13.2V范围内，即辅输出VOUT2的钳位电压Uof2需设置在13.2V+VD5(即图1中二极管D5的正向导通压降)。当Uof2被钳位在13.2V时也就决定了辅输出VOUT2的电压上限不会超过13.2V(包括空载)，轻载一路输出电压飙升的问题就解决了，重载的一路由于有次级漏感的分压作用电压值会随着负载的加重而降低，而一般次级漏感都不大所以其所带来的影响并不严重。
本发明实施例中，将有源钳位控制电路中的钳位电容C3两端的电压VC1-VIN设置在略高于反射电压Vf。这里，反射电压Vf是指反激式开关电源中，当原边的开关MOS管断开时，副边电压通过反激变压器耦合到原边初级侧的电压。
具体的，可根据以下公式求出反射电压Vf。
Vf＝Uof2*Np/Ns2， 公式1
Uof2＝VOUT+VD5 公式2
这里的Np为变压器T1的原边绕组NP的匝数，Ns2为第二副边绕组NS2的匝数，VD5为二极管D5的正向导通压降。
这里，假设NP/NS2＝7，VD5＝0.8V
那么，通过公式1和公式2可计算出Vf＝(13.2V+0.8V)*7＝98V。即将C3两端的电源钳位在略高于98V。
本发明实施例通过有源钳位控制电路，可以将反激变换器(即变压器T1)的辅输出VOUT2的电压钳位在一定值，使辅输出VOUT2的输出电压不会随着其他路电压负载的变化而产生较大的电压变化，有效改善辅路输出电源的交叉调整率控制问题。此外，通过有源钳位控制电路，规避了增加各路输出滤波电感和增加RCD钳位电路，避免了功耗大、效率低、主输出电压精度低、主路、辅路绕组之间的滤波电感耦合系数选择比较困难的问题。
需要说明的是，本发明实施例的反激式开关电源电路可以应用于程控交换机、通讯或电子检测设备、控制设备中，从而有效改善相关设备的电压交叉调整率问题。
需要说明的是：“第一”、“第二”等是用于区别类似的对象，而不必用于描述特定的顺序或先后次序。
另外，本发明实施例所记载的技术方案之间，在不冲突的情况下，可以任意组合。
以上所述，仅为本发明的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，可轻易想到变化或替换，都应涵盖在本发明的保护范围之内。因此，本发明的保护范围应以权利要求的保护范围为准。
Claims (10)
1.一种反激式开关电源电路，包括：
多路输出电源，所述多路输出电源包括：输入电源、变压器、主输出、辅输出，所述主输出和所述辅输出经所述变压器耦合连接所述输入电源；
反馈回路，连接所述主输出，用于基于所述主输出的电压信号生成反馈信号；
电源控制器模块，连接所述反馈回路，用于基于所述反馈信号生成脉宽调制PWM信号；
第一开关，连接所述电源控制器模块，用于基于所述PWM信号控制所述输入电源供电给所述主输出和所述辅输出；
其特征在于，所述反激式开关电源电路还包括：
有源钳位控制电路，连接所述电源控制器模块，用于基于所述PWM信号控制所述辅输出的电压值。
2.根据权利要求1所述的反激式开关电源电路，其特征在于，所述有源钳位控制电路包括：
第二开关，连接所述电源控制器模块，用于基于所述PWM信号动作，以在所述第一开关导通时关断，所述第一开关关断时导通；
钳位电容，连接所述第二开关，用于吸收所述变压器的初级侧的尖峰能量。
3.根据权利要求2所述的反激式开关电源电路，其特征在于，所述反激式开关电源电路还包括：
第一PWM驱动电路，位于所述电源控制器模块与所述第一开关之间，用于将所述PWM信号转换为带死区时间的第一PWM信号，所述第一开关基于所述第一PWM信号动作；
所述有源钳位控制电路还包括：
第二PWM驱动电路，位于所述电源控制器模块与所述第二开关之间，用于将所述PWM信号转换为带死区时间的第二PWM信号，所述第二PWM信号与所述第一PWM信号的方向相反，所述第二开关基于所述第二PWM信号动作。
4.根据权利要求3所述的反激式开关电源电路，其特征在于，
所述第一PWM驱动电路包括：第一二极管、第一电阻及第一电容，所述第一二极管和所述第一电阻并联构成第一支路，所述第一支路的第一端连接所述电源控制器模块，所述第一支路的第二端连接所述第一电容的第一端，所述第一电容的第二端接地；
所述第二PWM驱动电路包括：反相器、第二二极管、第二电阻及第二电容，所述第二二极管和所述第二电阻并联构成第二支路，所述第二支路的第一端经所述反相器连接所述电源控制器模块，所述第二支路的第二端连接所述第二电容的第一端，所述第二电容的第二端接地。
5.根据权利要求4所述的反激式开关电源电路，其特征在于，
所述第一开关及所述第二开关均为N型场效应管，所述第一开关的漏极连接所述第二开关的源极，所述第一开关的栅极连接所述第一电容的第一端，所述第一开关的源极接地；所述第二开关的漏极连接所述钳位电容的第一端，所述第二开关的栅极连接所述第二电容的第一端；所述钳位电容的第二端连接所述输入电源的正极。
6.根据权利要求1所述的反激式开关电源电路，其特征在于，
所述变压器包括：初级侧的原边绕组、二次侧的第一副边绕组、二次侧的第二副边绕组和铁芯，所述原边绕组的同名端经所述第一开关接地、异名端连接所述输入电源的正极，所述第一副边绕组的两端分别连接所述主输出的正极、负极，所述第二副边绕组的两端分别连接所述辅输出的正极、负极。
7.根据权利要求6所述的反激式开关电源电路，其特征在于，
所述第一开关为N型场效应管，所述原边绕组的同名端连接所述第一开关的漏极，所述第一开关的源极接地，所述第一开关的栅极基于所述PWM信号控制所述第一开关动作。
8.根据权利要求6所述的反激式开关电源电路，其特征在于，所述多路输出电源还包括：第一整流二极管和第一滤波电容，所述第一副边绕组的同名端连接所述第一整流二极管的正极，所述第一整流二极管的负极和所述第一滤波电容的第一端连接所述主输出的正极，所述第一副边绕组的异名端和所述第一滤波电容的第二端连接所述主输出的负极。
9.根据权利要求6所述的反激式开关电源电路，其特征在于，所述多路输出电源还包括：第二整流二极管和第二滤波电容，所述第二副边绕组的同名端连接所述第二整流二极管的正极，所述第二整流二极管的负极和所述第二滤波电容的第一端连接所述辅输出的正极，所述第二副边绕组的异名端和所述第二滤波电容的第二端连接所述辅输出的负极。
10.根据权利要求6所述的反激式开关电源电路，其特征在于，
所述有源钳位控制电路用于控制所述第二副边绕组的同名端的最大电压钳位在设定目标值。
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