CN105337514A - 半波交流电源高频开关隔离变换合成功率因数校正 - Google Patents
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Abstract
本发明公开了半波交流电源高频开关隔离变换合成功率因数校正，具体主要涉及AC-DC高频开关电源。其特征，输入正弦交流电源经整流器整流输出的半波交流电源直接高频开关隔离变换，半波交流电源流过初级的高频电流正比于半波交流电压变化规律，随半波交流电源电压高低变化高频开关周期中多次变换传输电能量到次级电路，去掉了功率因数校正的硬件电路环节，直接简化产品电路结构、降低产品成本、提高产品性能。
Description
技术领域
本发明涉及半波正弦交流电源直接高频开关隔离变换合成功率因数校正的AC-DC高频开关电源电路。
背景技术
时代的进步和要求以及产品市场的理性竟争必将引发技术的创新变革，就现有的电源变换技术站在今天的软件编程数字化控制技术角度来看，一些现有技术方案由于过去的控制技术条件的限制，一种目的应用产品电路是由多种技术电路支持实现的，导致产品电路结构复杂、成本高、全面EMI处理非常困难、开关管硬开关通断损耗严重。
现有技术的单极性(单向)高频开关隔离变换都是工作在直流电源下实现的高频开关变换技术方案(DC-DC，直流-直流)，现有技术没有提出半波交流电源(没有中间环节支持)直接高频开关隔离变换合成功率因数校正(两功能合成于一体，去掉功率因数校正的硬件电路)的技术方案和原理方法(有的也只是特种电路专业应用技术方案，没有通用性等)；
现有技术AC-DC高频变换如果没有专门的功率因数校正硬件电路环节，基本的设计方案原理是交流电源经整流后通过并联电容滤波成相对稳定的直流电源再高频变换，众所周知这种方法会导致功率因数极低、谐波干扰非常大等。
功率因数校正(PFC)硬件工作电路是爱恨交加的技术方案，一方面提高了交流电网电源的利用率以及降低谐波，另一方面又增加了产品成本、电路损耗、EMI干扰和产品体积等。
现今的软件编程数字化控制技术已成为创新变革的桥梁，充分发挥数字化控制技术的优势，来改变和推动现有技术方案的进步，将交流电源整流后的半波交流电源直接AC-DC高频开关变换合成功率因数校正技术方案，就可以去掉功率因数校正的硬件电路环节，使复杂的产品硬件电路结构简单化，同时还直接具备产品低成本、减小产品体积、变换高效率、提高产品各项性能等，具有更好的实用价值和现实意义。
发明内容
本发明是将半波交流电源直接高频开关隔离变换和功率因数校正两电路功能合成于一体的技术方案(主要是实现AC-DC变换，即直接半波交流电源高频开关隔离变换直流电源并合成功率因数校正。)。
本发明非常适合中小功率范围产品的应用，高频变压器(隔离)是以正激工作方式设计，能轻松实现高性能的低噪声高效率的电源变换产品，良好的输出特性等更具有通用性应用，复杂的高频变换控制留给软件编程来完成，产品设计生产实现更高效。
本发明的实现AC-DC变换工作原理、工作控制机制和电能量变换传输的基础理论不同于现有技术。
目前还没有本技术方案的半波交流源(AC-DC)高频变换的专业控制管理IC芯片，只有直流电源(DC-DC)高频开关变换控制IC芯片；
直流电源输入高频开关变换控制技术非常简单，只需要连续的高频开关通断加占空比调节，单一的控制方式就能实现。
交流电源整流后的半波交流电源直接高频开关隔离变换传输连带实现功率因数校正，需要设计新的控制芯片，现有技术没有这种控制技术方法和芯片。
双向又极性与单向单极性直接交流高频开关变换有明显区别，单极性高频变换电路必须要整流器，整流成单向的半波交流电源才能正常工作，能量的回馈特性有明显的区别和相位信号的提取控制方式要求不同，有整流器，电能量的回馈不能直接同步回馈到输入交流电源，但中小功率应用(并联一个高频滤滤电容)没有太大的不良影响(半波交流电源变换在小功率变换方面现阶段还有成本优势等)，总之去掉功率因数校正硬件电路将带来全面的优点，没有带来新的不良现象。
目前需要采用FPGA(Field-ProgrammableGateArray)即现场可编程门阵列电路芯片和VHDL或VerilogHDL硬件描述语言编程重新思考设计编程实现(单片机实现多任务并行不如FPGA和CPLD)，现在低成本的FPGA集成电路的质量可靠性完全满足要求。
半波交流电源高频开关隔离变换传输研究设计控制，不同于直流电源变换，需要设计解决多方面的技术问题：
1.正弦交流电源经整流后的半波正弦交流电源直接高频开关隔离变换，如果继续采用直流电源输入的控制方法，会出现次级输出周期性断流现象，使次级输出直流电压周期性不稳定，不做到连带功率因数校正的目的，需要解决正弦交流全周期电能量都要按正弦交流规律从高频变压器的初级传输到次级输出，即高频开关工作电流正比于输入交流电压高功率因数运行变换传输。
下面从现有控制技术的角度来说明(交流-直流)AC-DC高频变换次级输出断流现象：
(忽略其它电压损耗，整流后的半波交流电源电压为Ui，高频变压器初级上的工作端电压为Up，ΔUp＝ΔUi，初次级电压关系是ΔUp×(Ns/Np)＝ΔUs(Us：是次级感应电压)，下面所有的介绍，高频变压器初级绕组上的端电压不管是施加到初级上的电压还是初级感应电压都以Up来表示。)
高频变压器正激方式变换过程，次级感应输出电压US是基于初级工作电压UP按初次级变比建立的电压关系，次级输出电压Us＝Up×(Ns/Np)；
高频变压器变比(匝比)确定后，次级输出端电压US只与初级端电压UP有关，初级工作电压ΔUP降低，次级感应电压ΔUs也按变比跟着降低，ΔUP升高ΔUs也按变比升高，由于次级侧是直流输出电压(V0)，V0是US经滤波后的平均值，受输出反馈环路控制V0稳定在每一电压幅值上(有电解电容滤波稳压)，正常工作输出条件是US＞V0(Up×(Ns/Np)＞V0)，当US＜V0时次级就会出现断流(US＜V0时，次级只有低于V0的感应电压，没有电流)；
(后面的介绍为简化说明初次级的传输关系以Up×(Ns/Np)＞V0和Up×(Ns/Np)＜V0来解介绍，Up×(Ns/Np)＝V0是介于Up电压高低自动转换的)
由于输入交流电压Ui是随时间变化的高低交流电压，高频变压器初次级变比(匝比)是基于初级一定的工作电压范围而设计的，初级工作电压覆盖范围实际是有限的，而交流电压Ui是从零电压随时间变化到最高电压，又从最高电压变化到零电压，周期性交流电压Ui变化的过程，(ΔUP＝ΔUi)UP电压有小于直流输出电压V0的时间段Up×(Ns/Np)＜V0即US＜V0而使次级输出断流(Is＝0)，这就会使次级直流输出电压V0周期性不稳定；
因此，半波交流变换到直流(AC-DC高频变换)需要特殊技术的工作控制机制，使输入半波正弦交流电压全周期都有能量按正弦交流变化规律传输到次级输出与输入Ui电压高低无关性。
2.半波交流电源高频开关隔离变换合成功率因数校正，在半波交流交流周期内高频变压器正激传输和储能(储能后释放传放传输)这两种工作状态方式是并存的，从正激传输过渡到储能是基于输出直流电压自动切换的，但在该正激传输过渡到储能时段的电流要求控制沿正激电流线性过渡，从而确保高功率因数运行工作。
3.开关变换的开关管实现零电压开关(ZVS)通断需要适量的回馈电流，然而开关管零电压开通，电流回馈和开通需要是连续的操作才能有效果；
半波交流变换到直流每高频开关周期是多重多次变换传输方法实现的，最后的回馈电流还会有传输能量到次级的时间阶段(Ui×(Ns/Np)＞V0)总是存在，相当于输入电流传输到次级是连续的，次级整流输出有串联限流(储能)电感，电感存储能量需要为下一高频周期释放(续流)初始化，(在最后的能量回馈时段输出电感没有续流条件的工作状态存在)因此需要重新设计随传输电流(功率)大小跟随电感释放(续流)时间和时序。
4.半波交流电源周期(按变压器匝比关系)有大于和小于次级直流输出电压的时间段(正激传输和储能)，这两个时间段需要确定其中正激传输时段的初级最低相位电压(交流相位角对应的电压)，从而为设计高频变压器变比(匝比)和开关占空比调节提供设计参数。
5.现阶段的控制管理电路采用的是FPGA或CPLD和驱动电路，研究设计控制管理系统与栅极驱动控制于一体芯片(IC)是下一步的工作，有了专业的IC会使产品成本更低、产品体积更小，现今的这些基础技术条件已经成熟。
交流输入桥式整流后的半波交流输出Ui要并联一个合适的高频滤波电容或者低通滤波电路(LC低通滤波、CLC低通滤波、LC低通滤波等)但该高频滤波电容的容量(或低通滤波)不能大到影响半波交流电压波形，该高频滤波电容器还直接承担了回馈能量吸收工作(这一特性差于双向极性工作电路，有桥式整流器回馈电流不能同步回馈到输入电源，整流输出增加一个高频滤波电容后，中小功率高频变换没有太大的影响)。
高频变压器的初级必须要连接有可控开关通断的电容器充放电路，以吸收高频变压器的存储磁通能量(包括漏感能量)，实现储能升压钳位电能量传输的电压源；
与电容器串联的开关管(如电路图中的Q2开关管包括Q1、Q3)可以是MOSFET或IGBT开关管等，但该开关管的连接极性方向有严格的要求，开关管与电容器串联的极性连接的正确性，决定了该新技术方案的成败，这种连接电路具有许多优秀的自然功能特点，其中有高频变压器存储能量经初级释放回馈到电源输入(半波整流输出和并联的电容中)实现零电压开关等；
要有电容电路(开关管与电容器)串联后再并联或串联连接到高频变压器的初级上是本技术方案必须的，高频变压器储能(或励磁能量)释放对电容充电后开关管依然是关断状态，要求电容是一个断开回路的能量传输电压源，等待次级输出电感续流后再开通释放能量传输到次级输出。
本发明的技术方案：
所述的半波交流电源高频开关隔离变换合成功率因数校正，其特征是：输入正弦交流电源经整流器整流输出的半波交流电源直接高频开关隔离变换，半波交流电源流过初级的高频电流正比于半波交流电压变化规律，随半波交流电源电压高低变化高频开关周期中多次变换传输电能量到次级电路。
所述的半波交流电源高频开关隔离变换合成功率因数校正，其特征在于：输入正弦交流电源经整流器整流输出的半波交流电源施加到初级上的半波交流电压和高频开关的开通时间控制初级高频电流正比于半波交流电压变化规律，随半波交流电源电压的高低变化和高频开关周期控制过程多次变换传输，每高频开关周期中高频变压器初级正激变换传输电能量到次级或储能、高频变压器储能后初级释放对电容充电或对电容充电过程释放电能量到次级、充电后的电容受控制电能量对初级放电储能或电容受控制电能量对初级放电储能并传输电能量到次级、高频变压器储能后释放回馈电能量到整流器输出或回馈电能量到整流器输出并释放电能量到次级，次级电路桥式整流滤波直流输出或全波整流滤波直流输出。
所述的半波交流电源高频开关隔离变换合成功率因数校正，其特征在于：(见电路图1)电路组成由L、N交流电源输入经DB1整流器整流输出Ui端连接到Q1开关管的D极，Q1开关管的S极连接到T1高频变压器初级Np的一端和C2电容的一端，C2电容的另一端连接到Q2开关管的D极，Q2开关管的S极连接到DB1整流器的AGND地端，T1高频变压器初级Np的另一端连接到AGND地端，T1高频变压器的次级Ns是一个绕组或多个绕组成的输出电路；(见电路图2)或者电路组成由L、N交流电源输入经DB1整流器整流输出Ui端连接到T1高频变压器初级Np的一端和Q2开关管的D极，初级Np的另一端连接到Q1开关管的D极和C2电容的一端，C2电容的另一端连接到Q2开关管的S极，Q1开关管的S极连接到DB1整流器的AGND地端，T1高频变压器的次级Ns是一个绕组或多个绕组成的输出电路；(见电路图3)或者电路组成由L、N交流电源输入经DB1整流器整流输出Ui端连接到T1高频变压器初级Np的一端，初级Np的另一端连接到Q1开关管的D极和C2电容的一端，C2电容的另一端连接到Q2开关管的S极，Q2开关管的D极连接到DB1整流器的AGND地端，Q1开关管的S极连接到AGND地端，T1高频变压器的次级Ns是一个绕组或多个绕组成的输出电路；
Q1和Q2开关管有反并联二极管，二极管的正极连接开关管的S极，二极管的负极连接开关管的D极；Q1和Q2开关管的G极是控制极，接受控制系统的控制工作；
DB1整流器输出Ui与AGND之间有并联C1高频滤波电容或者DB1整流器输出Ui至高频开关隔离变换有低通滤波电路，并联C1高频滤波电容或者低通滤波电路，高频开关隔离变换工作中跟随半波正弦交流电源交流电压变化波形直接高频开关隔离变换。
所述的半波交流电源高频开关隔离变换合成功率因数校正，其特征在于：(见电路图1)电路组成由L、N交流电源输入经DB1整流器整流输出Ui端连接到Q1开关管的D极，Q1开关管的S极连接到T1高频变压器初级Np的一端和C2电容的一端，C2电容的另一端连接到Q2开关管的D极，Q2开关管的S极连接到DB1整流器的AGND地端，T1高频变压器初级Np的另一端连接到AGND地端，T1高频变压器的次级Ns是一个绕组或多个绕组成的输出电路；(见电路图2)或者电路组成由L、N交流电源输入经DB1整流器整流输出Ui端连接到T1高频变压器初级Np的一端和Q2开关管的D极，初级Np的另一端连接到Q1开关管的D极和C2电容的一端，C2电容的另一端连接到Q2开关管的S极，Q1开关管的S极连接到DB1整流器的AGND地端，T1高频变压器的次级Ns是一个绕组或多个绕组成的输出电路；(见电路图3)或者电路组成由L、N交流电源输入经DB1整流器整流输出Ui端连接到T1高频变压器初级Np的一端，初级Np的另一端连接到Q1开关管的D极和C2电容的一端，C2电容的另一端连接到Q2开关管的S极，Q2开关管的D极连接到DB1整流器的AGND地端，Q1开关管的S极连接到AGND地端，T1高频变压器的次级Ns是一个绕组或多个绕组成的输出电路；
Q1和Q2开关管有反并联二极管，二极管的正极连接开关管的S极，二极管的负极连接开关管的D极；Q1和Q2开关管的G极是控制极，接受控制系统的控制工作；
所述的半波交流电源高频开关隔离变换合成功率因数校正，其特征在于：(见电路图7)电路组成由L、N交流电源输入经DB1整流器整流输出Ui端连接到Q1开关管的D极，Q1开关管的S极连接到T1高频变压器初级Np的一端和Q2开关管的D极，Q2开关管的S极连接到C2电容的一端，C2电容的另一端连接到DB1整流器的AGND地端，T1高频变压器初级Np的另一端连接到AGND地端，T1高频变压器的次级Ns是一个绕组或多个绕组成的输出电路；(见电路图8)或者电路组成由L、N交流电源输入经DB1整流器整流输出Ui端连接到T1高频变压器初级Np的一端和C2电容的一端，C2电容的另一端连接到Q2开关管的D极，Q2开关管的S极连接到T1高频变压器初级Np的另一端和Q1开关管的D极，Q1开关管的S极连接到DB1整流器的AGND地端，T1高频变压器的次级Ns是一个绕组或多个绕组成的输出电路；(见电路图9)或者电路组成由L、N交流电源输入经DB1整流器整流输出Ui端连接到T1高频变压器初级Np的一端，初级Np的另一端连接到Q1开关管的D极和Q2开关管的S极，Q2的D极连接到C2电容的一端，C2电容的另一端连接到DB1整流器的AGND地端，Q1开关管的S极连接到AGND地端，T1高频变压器的次级Ns是一个绕组或多个绕组成的输出电路；
Q1和Q2开关管有反并联二极管，二极管的正极连接开关管的S极，二极管的负极连接开关管的D极；Q1和Q2开关管的G极是控制极，接受控制系统的控制工作；
DB1整流器整流输出Ui与AGND之间有并联C1高频滤波电容或者DB1整流器整流输出Ui至高频开关隔离变换有低通滤波电路，并联C1高频滤波电容或者低通滤波电路，高频开关隔离变换工作中跟随半波正弦交流电源交流电压变化波形直接高频开关隔离变换。
所述的半波交流电源高频开关隔离变换合成功率因数校正，其特征在于：(见电路图7)电路组成由L、N交流电源输入经DB1整流器整流输出Ui端连接到Q1开关管的D极，Q1开关管的S极连接到T1高频变压器初级Np的一端和Q2开关管的D极，Q2开关管的S极连接到C2电容的一端，C2电容的另一端连接到DB1整流器的AGND地端，T1高频变压器初级Np的另一端连接到AGND地端，T1高频变压器的次级Ns是一个绕组或多个绕组成的输出电路；(见电路图8)或者电路组成由L、N交流电源输入经DB1整流器整流输出Ui端连接到T1高频变压器初级Np的一端和C2电容的一端，C2电容的另一端连接到Q2开关管的D极，Q2开关管的S极连接到T1高频变压器初级Np的另一端和Q1开关管的D极，Q1开关管的S极连接到DB1整流器的AGND地端，T1高频变压器的次级Ns是一个绕组或多个绕组成的输出电路；(见电路图9)或者电路组成由L、N交流电源输入经DB1整流器整流输出Ui端连接到T1高频变压器初级Np的一端，初级Np的另一端连接到Q1开关管的D极和Q2开关管的S极，Q2的D极连接到C2电容的一端，C2电容的另一端连接到DB1整流器的AGND地端，Q1开关管的S极连接到AGND地端，T1高频变压器的次级Ns是一个绕组或多个绕组成的输出电路；
Q1和Q2开关管有反并联二极管，二极管的正极连接开关管的S极，二极管的负极连接开关管的D极；Q1和Q2开关管的G极是控制极，接受控制系统的控制工作；
所述的半波交流电源高频开关隔离变换合成功率因数校正，其特征在于：(见电路图4)电路组成由Uin是交流输入经DB1整流器整流输出Ui连接到Q1开关管的D极，Q1开关管的S极连接到T1高频变压器Np初级的一端和C2电容的一端，C2电容的另一端连接到Q2开关管的D极，Q2开关管的S极连接到T1高频变压器的Np初级的另一端和DB1整流器的AGND的地端，T1高频变压器Ns次级电路是全波整流输出，D1二极管的正级连接到次级的一端，D2二极管的正级连接到次级的另一端，次级绕组的中心抽头是次级输出公共负极端，D1、D2二极管的负极相连接再连接到L1电感的一端和D3二极管的负极端，D3二极管的正极连接到次级输出公共负极端，L1电感的另一端连接C3滤波电容，C3滤波电容的另一端连接到公共负极端，直流输出Vo；
Q1和Q2开关管有反并联二极管，二极管的正极连接开关管的S极，二极管的负极连接开关管的D极；Q1和Q2开关管的G极是控制极，接受控制系统的控制工作；
DB1整流器整流输出Ui与AGND之间有并联C1高频滤波电容，并联C1高频滤波电容高频开关隔离变换工作中跟随半波正弦交流电源交流电压变化波形直接高频开关隔离变换；
所述的半波交流电源高频开关隔离变换合成功率因数校正，其特征在于：(见电路图5)电路组成由Uin是交流输入经DB1整流器整流输出Ui连接到Q1开关管的D极，Q1开关管的S极连接到T1高频变压器Np初级的一端和C2电容的一端，C2电容的另一端连接到Q2开关管的D极，Q2开关管的S极连接到T1高频变压器Np初级的另一端和DB1整流器的AGND的地端，T1高频变压器Ns次级电路是全波整流输出，D1二极管的正极连接到次级的一端，D2二极管的正极连接到次级的另一端，次级绕组的中心抽头是次级输出公共负极端，D1、D2二极管的负极相连接再连接到L1电感的一端和D3二极管的负极，D3二极管的正极连接到次级输出公共负极端，L1电感的另一端连接C3滤波电容的一端，C3滤波电容的另一端连接到Q3开关管的S极，Q3的D极连接到次级输出公共负极端，L2电感的一端连接到L1电感的另一端，L2电感的另一端连接到C5电容的一端，C5电容的另一端连接到次级输出公共负极端，滤波直流输出Vo；
Q1、Q2、Q3开关管有反并联二极管，二极管的正极连接开关管的S极，二极管的负极连接开关管的D极；Q1、Q2、Q3开关管的G极是控制极，接受控制系统的控制工作；
DB1整流器整流输出Ui与AGND之间有并联C1高频滤波电容，并联C1高频滤波电容高频开关隔离变换工作中跟随半波正弦交流电源交流电压变化波形直接高频开关隔离变换。
所述的(T1)高频变压器的初级侧电路(包括初级线组Np)和次级侧电路(包括次级线组Ns)可以是分开移动的(两个独立)结构，高频磁耦合或高频无线耦合。
以上的技术方案都是基于高频变压器正激方式的，如果将本技术方案的电路原理图中的高频变压器设计连接成反激方式(实现AC-DC)(见图6电路的T1高频变压器同名点标识黑点)，交流变换到直流依然存在次级断流(或产生高压)，使次级输出更加不稳定并且无法交流纹波滤波(不切实)。高功率因数运行的特征是交流电源的全周期都有能量传输到次级并且电流同步于交流电压高低变化，交流电压升高电流同步于电压大增，交流电压降低电流同步于电压减小(通俗地说相当于交流电源纯电阻负载)；
反激式是初级储能后传输，交流电压施加在初级上，初级电感是固定的，占空比保持不变，正好功率因数等级于1或非常接近于1(PF≤1)；
反激式如果在交流电源周期中改变占空比就违反了功率因数调整的原则，而不能高功率因数运行并有谐波出现；
反激式还有一个最大的问题是次级直流输出的交流纹波电压处理艰难，因为反激式次级输出不能串联限流(储能)电感(只能是很小微量EMI尖峰抑制电感，高频变压器储能释放该感抗限流直接反应到初级)实现切峰填谷更困难，切实地说要满足高功率因数运行的标准要求，反激式次级交流(工频)纹波是不能够通过简单的低成本滤波电路来消除直流输出的交流纹波；
附图说明
图1是本发明的原理电路图之一；图2是本发明的原理电路图之二；
图3是本发明的原理电路图之三；图7是本发明的原理电路图之四；
图8是本发明的原理电路图之五；图9是本发明的原理电路图之六。
图4是本发明的具体实施电路原理电路图。
图5是本发明的次级有切峰填谷滤波的电路原理电路图。
图6是本发明高频变压器反激方式说明原理电路图。
本发明具有如下的优点及效果是：
1).高频开关变换传输的同时连带实现功率因数校正，直接简化产品电路结构，直接降低成本、直接减小产品体积和直接提高产品性能，具有切实的实用性；2)由高频开关隔离变换采用的是基于高频变压器正激方式设计，半波交流电源多重多次高频变换传输，不仅有宽占空比的工作特点，而且工作稳定可靠，自然条件实现零电压开关(ZVS)、极低的电噪声和极佳的输出特性，具有全面的电路工作自然优点；
3).多次变换传输可以进一步减小次级输出串联电感的体积；能方便地将次级输出电感(L1)一分为二(两个小电感L1和L2)实现切峰填谷技术实现交流纹波滤波；可以看出列出的电路图1-3和图7-9，是电源变换产品的主要基础电路部分，桥式整流后直接单向半波交流电源到高频变换电路，可以制成集成化模块。
本发明具体实施例
列出的图1、图2、图3图7、图8、图9的控制方法原理基本相同的，但有各自的产品性能高低区别和驱动成本有高低；
图4电路是本实施例的电路图Uin是正弦交流电源输入经DB1整流器整流器整流输出(Ui)直接高频开关隔离变换，实现半波交流电源高频开关变换合成功率因数校正传输电能量到次级滤波直流输出，这种连带功率因数校正变换的次级是要全波能量吸收的。
所述的隔离是T1高频变压器；所述的高频开关隔离变换初级高频开关电流正比于半波交流电源电压变化规律，这是高频变压器初级工作(控制)高频开关电流与半波交流电源电压是同步变化的，交流电压的高低变化初级高频电流也跟随高低变化，使半波交流电源全周期都有电能量按交流电压的变化规律传输到次级输出，这就是高功率因数运行的主要特征。
所述的高频开关隔离变换，是指半波交流电源是低频率的工频，高频开关隔离变换的工作频率远远的大于半波交流电源频率，半波交流电源周期和高频开关周期是两个不同的概念。
这种半波交流直接变换控制，最好的效果是有输入交流相位信号(过零同步)来参于控制高频开关变换传输的同时连带实现功率因数校正工作，谐波干扰最小，高功率因数工作运行高频变压器的初级开关工作电流吸取的电流要与半波交流电压成正比关系，相当于交流电源纯电阻负载；在保证高功率因数的前下，开关管的开通时间(软件控制)会随输入半波交流电压的变化有适量的跟随变化。
半波交流电源直接变换到直流电压输出，现阶段软件编程数字电路控制还需要FPGA(或CPLD)电路芯片来实现，下面的工作时序步骤就是硬件描述语言编程FPGA集成电路芯片实现的，FPGA的输出控制可通过光电耦合驱动或其它驱运方式连接到开关管的栅极(G极)回路控制开关管工作。
半波交流电源直接高频隔离变换合成功率因数校正的具体实施电路(见图4电路图)DB1是桥式整流器，T1是高频变压器(Np初级，Ns次级)，Q1、Q2是开关管，CO1、CO2是开关管的寄生电容(和增加的并联电容)，C1高频滤波电容(该C1电容可以不用，但能量回馈有谐波或尖峰电压等，有桥式整流器能量不能与交流电压同步回馈到交流电源)、C2储能钳位传输电容器(C2与Q2串联关系，C2串联在Q2的前后功能是一样的)，D1、D2、D3是二极管，L1是输出电感，C3是滤波电解电容，Vo直流输出电压。
Uin是正弦交流电源输入(L、N是交流电源输入连接点)DB1桥式整流器整流输出半波交流电源Ui，电容C1并联连接到整流输出Ui和AGND之间，C1是高频滤波电容(该C1电容上的电压高频变换工作时与输入半波交流波形跟随同步变化，相对是很小的电容量不能影响半波交流电压波形)，Q1开关管的D极(漏极)连接到整流输出Ui端，Q1的S极连(源极)接到T1高频变压器初级Np的一端，初级的另一端连接到AGND(AGND是DB1整流器输出的另一电极端)，电容电路中的C2电容的一端连接到初级的一端，C2电容的另一端连接到Q2开关管的D极，Q2开关管的S极连接到初级的另一端和AGND地端；
T1次级Ns是全波整流输出方式，Ns、D1、D2全波整流，D3是L1电感的续流二极管，L1和C3组成直流滤波输出电压Vo，输出正负(+-)极连接输出负载Load。
本实例半波交流电源高频开关隔离变换合成功率因数校正的具体工作控制时序(步骤)如下：
电路上电初始化状态(相位信号，半波交流过零时刻)：Q1和Q2全关断状态。下面介绍就是本实例(软件数字化控制时序)随半波交流电源电压高低变化高频开关周期中多次变换传输电能量到次级电路的时序步骤过程：
(1).Q1开关管开通状态(t0时刻)
开关管Q1开通时段，随半波交流源电压的高低变化有如下二种工作方式：
①.Q1开关管开通时段，施加到初级上的半波交流电源变化电压(变化电压或者说此时的相位电压)按匝比关系高于次级直流输出电压时，高频变压器初级励磁的同时直接正激方式传输电能量到次级输出；
(ΔUp＝ΔUi，Up×(Ns/Np)＞Vo)
Q1开通初级励磁的同时次级感应电流通过D1二极管经L1电感和C3电解电容滤波直流输出Vo。
②.Q1开关管开通时段，施加到初级上的半波交流电源变化电压按匝比关系低于次级直流输出电压时，电流流过高频变压器初级成为储能电感存储磁通能量；
(ΔUp＝ΔUi，Up×(Ns/Np)＜Vo)
Q1开通电流流过初级高频变压器存储磁通能量(包括磁路气隙)，(次级L1续流和或控制Q3实现切峰填谷滤波工作)。
(2).Q1开关管从开通转关断状态(t1时刻)
Q1开关管关断后，T1存储磁通能量释放到并联在初级上的C2电容经Q2反并联二极管对C2电容充电，T1存储磁通能量释放对C2充电有二种工作方式：
①.(在t0时刻)Up×(Ns/Np)＞Vo高频变压器是正激变换传只有少量的励磁存储能量；
励磁能量释放经Q2开关管反并联的二极管对C2充电，充电电压(允许)VC2×(Ns/Np)＜Vo，在该条件下T1存储磁通能量释放对C2充电，初级电压Up被约束钳位在Up×(Ns/Np)＜Vo状态，次级无输出电流。
②.(在t0时刻)Up×(Ns/Np)＜Vo高频变压器是储能的过程；
储能释放经Q2开关管反并联的二极管对C2充电，VC2电压满足VC2×(Ns/Np)＞Vo，C2成为传输能量电压源；
T1储能磁通能量释放传能量到次级的过程：
(其中条件：次级有暂态感抗，C2电容电压VC2≈0)
由于T1存储磁通能量释放对C2充电电流引起的自感电动势，使T1释放电流不能突变，因此C2充电电压ΔVC2是从低到高线性上升的，VC2电压的上升过程初级上的感应电压Up受到VC2电压的约束，使ΔUp＝ΔVC2同步线性上升，同时次级感应电压ΔUs也是按变比关系从低到高线性上升，足够的T1存储能量使C2充电电压VC2上升到Up×(Ns/Np)＞Vo即次级感应电压Us＞Vo时，对C2充电的同时次级感应电流通过D2经L1和C3滤波直流输出；
随初级电感(初级感抗)可以对Q1开关管开通时间控制，使初级电流沿正激电流线性过渡。
(3).次级续流状态(t2时刻)
高频变压器磁通能量释放结束(磁复位)，充电后的C2电容成为一个断开回路的电压源，等待次级输出串联电感L1储能释放续流，为下一高频周期工作初始化；
(4).C2电容器放电状态(t3时刻)
次级输出串联电感L1能量释放结束，电容电路中的Q2开关管开通充电后的C2电容(电压源)对高频变压器的初级放电；
C2电容放电电容上的电压(VC2)按匝比关系大于次级直流输出电压时(VC2×(Ns/Np)＞Vo)，初级励磁的同时正激方式传输电能量到次级通过D2经L1和C3滤波直流输出；
C2电容放电电容上的电压按匝比关系小于次级直流输出电压时，(VC2×(Ns/Np)＜Vo)C2电容对初级放电高频变压器以电感方式存储能量；
(5).T1磁能量释放回馈传输状态(t4时刻)
C2电容放电后电容电路中的Q2开关管关断，T1高频变压器中的存储磁通能量释放回馈能量到整流后的高频滤波C1电容(该滤波电容承担了能量回馈钳位功能等；次级输出暂态感抗。)；此时刻段有二种情况：
高频变压器中的存储磁通能量释放回馈，此时半波交流电源的变化电压按匝比关系小于次级直流输出电压Vo时(ΔUp＝ΔUi)初级感应电压Up被C1电容约束钳位在Up×(Ns/Np)＜Vo，只有回馈电流没有能量传输到次级；
高频变压器中的存储磁通能量释放回馈，此时半波交流电源的变化电压按匝比关系大于次级直流输出电压Vo时(ΔUp＝ΔUi)初级感应电压Up被C1电容约束钳位在Up×(Ns/Np)＞Vo，初级回馈能量的同时传输能量到次级通过D1二极管经L1和C3滤波Vo直流电压输出(这是高频开关周期中的最后的能量)；
能量回馈为高频开关工作的Q1开关管(CO1的支持下)零电压开通创造条件，该回馈能量半波交流电压的高低总是存在的，有Up×(Ns/Np)＞Vo的这一条件得到保证，该回馈能量的大小也是可以设计控制的。
以上是本实例随半波交流电源电压的变化高频开关周期中多次传输电能量到次级的控制工作时序步骤过程，最后的磁通能量回馈释放完成(开关管零电压开通或软开通)又回到t0时刻下一高频开关周期工作重复开始；
高频开关隔离变换传输过程中，半波交流电源电压的高低变化与高频变压器的初级感抗和控制(Q1开通时间控制)一起，使初级高频开关电流正比于半波交流电源电压变化规律，实现高功率因数高频开关变换传输能量到次级整流滤波直流输出。
Claims (8)
1.半波交流电源高频开关隔离变换合成功率因数校正，其特征是：输入正弦交流电源经整流器整流输出的半波交流电源直接高频开关隔离变换，半波交流电源流过初级的高频电流正比于半波交流电压变化规律，随半波交流电源电压高低变化高频开关周期中多次变换传输电能量到次级电路。
2.根据权利要求1所述的半波交流电源高频开关隔离变换合成功率因数校正，其特征在于：输入正弦交流电源经整流器整流输出的半波交流电源施加到初级上的半波交流电压和高频开关的开通时间控制初级高频电流正比于半波交流电压变化规律，随半波交流电源电压的高低变化和高频开关周期控制过程多次变换传输，每高频开关周期中高频变压器初级正激变换传输电能量到次级或储能、高频变压器储能后初级释放对电容充电或对电容充电过程释放电能量到次级、充电后的电容受控制电能量对初级放电储能或电容受控制电能量对初级放电储能并传输电能量到次级、高频变压器储能后释放回馈电能量到整流器输出或回馈电能量到整流器输出并释放电能量到次级，次级电路桥式整流滤波直流输出或全波整流滤波直流输出。
3.根据权利要求1所述的半波交流电源高频开关隔离变换合成功率因数校正，其特征在于：电路组成由L、N交流电源输入经DB1整流器整流输出Ui端连接到Q1开关管的D极，Q1开关管的S极连接到T1高频变压器初级Np的一端和C2电容的一端，C2电容的另一端连接到Q2开关管的D极，Q2开关管的S极连接到DB1整流器的AGND地端，T1高频变压器初级Np的另一端连接到AGND地端，T1高频变压器的次级Ns是一个绕组或多个绕组成的输出电路；或者电路组成由L、N交流电源输入经DB1整流器整流输出Ui端连接到T1高频变压器初级Np的一端和Q2开关管的D极，初级Np的另一端连接到Q1开关管的D极和C2电容的一端，C2电容的另一端连接到Q2开关管的S极，Q1开关管的S极连接到DB1整流器的AGND地端，T1高频变压器的次级Ns是一个绕组或多个绕组成的输出电路；或者电路组成由L、N交流电源输入经DB1整流器整流输出Ui端连接到T1高频变压器初级Np的一端，初级Np的另一端连接到Q1开关管的D极和C2电容的一端，C2电容的另一端连接到Q2开关管的S极，Q2开关管的D极连接到DB1整流器的AGND地端，Q1开关管的S极连接到AGND地端，T1高频变压器的次级Ns是一个绕组或多个绕组成的输出电路；
Q1和Q2开关管有反并联二极管，二极管的正极连接开关管的S极，二极管的负极连接开关管的D极；Q1和Q2开关管的G极是控制极，接受控制系统的控制工作；
DB1整流器输出Ui与AGND之间有并联C1高频滤波电容或者DB1整流器输出Ui至高频开关隔离变换有低通滤波电路，并联C1高频滤波电容或者低通滤波电路，高频开关隔离变换工作中跟随半波正弦交流电源交流电压变化波形直接高频开关隔离变换。
4.根据权利要求1所述的半波交流电源高频开关隔离变换合成功率因数校正，其特征在于：电路组成由L、N交流电源输入经DB1整流器整流输出Ui端连接到Q1开关管的D极，Q1开关管的S极连接到T1高频变压器初级Np的一端和C2电容的一端，C2电容的另一端连接到Q2开关管的D极，Q2开关管的S极连接到DB1整流器的AGND地端，T1高频变压器初级Np的另一端连接到AGND地端，T1高频变压器的次级Ns是一个绕组或多个绕组成的输出电路；或者电路组成由L、N交流电源输入经DB1整流器整流输出Ui端连接到T1高频变压器初级Np的一端和Q2开关管的D极，初级Np的另一端连接到Q1开关管的D极和C2电容的一端，C2电容的另一端连接到Q2开关管的S极，Q1开关管的S极连接到DB1整流器的AGND地端，T1高频变压器的次级Ns是一个绕组或多个绕组成的输出电路；或者电路组成由L、N交流电源输入经DB1整流器整流输出Ui端连接到T1高频变压器初级Np的一端，初级Np的另一端连接到Q1开关管的D极和C2电容的一端，C2电容的另一端连接到Q2开关管的S极，Q2开关管的D极连接到DB1整流器的AGND地端，Q1开关管的S极连接到AGND地端，T1高频变压器的次级Ns是一个绕组或多个绕组成的输出电路；
Q1和Q2开关管有反并联二极管，二极管的正极连接开关管的S极，二极管的负极连接开关管的D极；Q1和Q2开关管的G极是控制极，接受控制系统的控制工作。
5.根据权利要求1所述的半波交流电源高频开关隔离变换合成功率因数校正，其特征在于：电路组成由L、N交流电源输入经DB1整流器整流输出Ui端连接到Q1开关管的D极，Q1开关管的S极连接到T1高频变压器初级Np的一端和Q2开关管的D极，Q2开关管的S极连接到C2电容的一端，C2电容的另一端连接到DB1整流器的AGND地端，T1高频变压器初级Np的另一端连接到AGND地端，T1高频变压器的次级Ns是一个绕组或多个绕组成的输出电路；或者电路组成由L、N交流电源输入经DB1整流器整流输出Ui端连接到T1高频变压器初级Np的一端和C2电容的一端，C2电容的另一端连接到Q2开关管的D极，Q2开关管的S极连接到T1高频变压器初级Np的另一端和Q1开关管的D极，Q1开关管的S极连接到DB1整流器的AGND地端，T1高频变压器的次级Ns是一个绕组或多个绕组成的输出电路；或者电路组成由L、N交流电源输入经DB1整流器整流输出Ui端连接到T1高频变压器初级Np的一端，初级Np的另一端连接到Q1开关管的D极和Q2开关管的S极，Q2的D极连接到C2电容的一端，C2电容的另一端连接到DB1整流器的AGND地端，Q1开关管的S极连接到AGND地端，T1高频变压器的次级Ns是一个绕组或多个绕组成的输出电路；
Q1和Q2开关管有反并联二极管，二极管的正极连接开关管的S极，二极管的负极连接开关管的D极；Q1和Q2开关管的G极是控制极，接受控制系统的控制工作；
DB1整流器整流输出Ui与AGND之间有并联C1高频滤波电容或者DB1整流器整流输出Ui至高频开关隔离变换有低通滤波电路，并联C1高频滤波电容或者低通滤波电路，高频开关隔离变换工作中跟随半波正弦交流电源交流电压变化波形直接高频开关隔离变换。
6.根据权利要求1所述的半波交流电源高频开关隔离变换合成功率因数校正，其特征在于：电路组成由L、N交流电源输入经DB1整流器整流输出Ui端连接到Q1开关管的D极，Q1开关管的S极连接到T1高频变压器初级Np的一端和Q2开关管的D极，Q2开关管的S极连接到C2电容的一端，C2电容的另一端连接到DB1整流器的AGND地端，T1高频变压器初级Np的另一端连接到AGND地端，T1高频变压器的次级Ns是一个绕组或多个绕组成的输出电路；或者电路组成由L、N交流电源输入经DB1整流器整流输出Ui端连接到T1高频变压器初级Np的一端和C2电容的一端，C2电容的另一端连接到Q2开关管的D极，Q2开关管的S极连接到T1高频变压器初级Np的另一端和Q1开关管的D极，Q1开关管的S极连接到DB1整流器的AGND地端，T1高频变压器的次级Ns是一个绕组或多个绕组成的输出电路；或者电路组成由L、N交流电源输入经DB1整流器整流输出Ui端连接到T1高频变压器初级Np的一端，初级Np的另一端连接到Q1开关管的D极和Q2开关管的S极，Q2的D极连接到C2电容的一端，C2电容的另一端连接到DB1整流器的AGND地端，Q1开关管的S极连接到AGND地端，T1高频变压器的次级Ns是一个绕组或多个绕组成的输出电路；
Q1和Q2开关管有反并联二极管，二极管的正极连接开关管的S极，二极管的负极连接开关管的D极；Q1和Q2开关管的G极是控制极，接受控制系统的控制工作。
7.根据权利要求1所述的半波交流电源高频开关隔离变换合成功率因数校正，其特征在于：电路组成由Uin是交流输入经DB1整流器整流输出Ui连接到Q1开关管的D极，Q1开关管的S极连接到T1高频变压器Np初级的一端和C2电容的一端，C2电容的另一端连接到Q2开关管的D极，Q2开关管的S极连接到T1高频变压器的Np初级的另一端和DB1整流器的AGND的地端，T1高频变压器Ns次级电路是全波整流输出，D1二极管的正级连接到次级的一端，D2二极管的正级连接到次级的另一端，次级绕组的中心抽头是次级输出公共负极端，D1、D2二极管的负极相连接再连接到L1电感的一端和D3二极管的负极端，D3二极管的正极连接到次级输出公共负极端，L1电感的另一端连接C3滤波电容，C3滤波电容的另一端连接到公共负极端，直流输出Vo；
Q1和Q2开关管有反并联二极管，二极管的正极连接开关管的S极，二极管的负极连接开关管的D极；Q1和Q2开关管的G极是控制极，接受控制系统的控制工作；
DB1整流器整流输出Ui与AGND之间有并联C1高频滤波电容，并联C1高频滤波电容高频开关隔离变换工作中跟随半波正弦交流电源交流电压变化波形直接高频开关隔离变换。
8.根据权利要求1所述的半波交流电源高频开关隔离变换合成功率因数校正，其特征在于：电路组成由Uin是交流输入经DB1整流器整流输出Ui连接到Q1开关管的D极，Q1开关管的S极连接到T1高频变压器Np初级的一端和C2电容的一端，C2电容的另一端连接到Q2开关管的D极，Q2开关管的S极连接到T1高频变压器Np初级的另一端和DB1整流器的AGND的地端，T1高频变压器Ns次级电路是全波整流输出，D1二极管的正极连接到次级的一端，D2二极管的正极连接到次级的另一端，次级绕组的中心抽头是次级输出公共负极端，D1、D2二极管的负极相连接再连接到L1电感的一端和D3二极管的负极，D3二极管的正极连接到次级输出公共负极端，L1电感的另一端连接C3滤波电容的一端，C3滤波电容的另一端连接到Q3开关管的S极，Q3的D极连接到次级输出公共负极端，L2电感的一端连接到L1电感的另一端，L2电感的另一端连接到C5电容的一端，C5电容的另一端连接到次级输出公共负极端，滤波直流输出Vo；
Q1、Q2、Q3开关管有反并联二极管，二极管的正极连接开关管的S极，二极管的负极连接开关管的D极；Q1、Q2、Q3开关管的G极是控制极，接受控制系统的控制工作；
DB1整流器整流输出Ui与AGND之间有并联C1高频滤波电容，并联C1高频滤波电容高频开关隔离变换工作中跟随半波正弦交流电源交流电压变化波形直接高频开关隔离变换。
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Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN106452049A (zh) * | 2016-11-28 | 2017-02-22 | 深圳市华星光电技术有限公司 | 一种组合电路及其应用的供电电路、显示器 |
| CN107182005A (zh) * | 2017-06-11 | 2017-09-19 | 广州市迪士普信息科技有限公司 | 一种单级变换的数字功放 |
| WO2022068344A1 (zh) * | 2020-09-30 | 2022-04-07 | Oppo广东移动通信有限公司 | 电源提供装置、充电方法及系统 |
Citations (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN101047339A (zh) * | 2007-04-29 | 2007-10-03 | 北京新雷能有限责任公司 | 一种零电压开关有源钳位正反激变换器 |
| CN101692595A (zh) * | 2009-09-21 | 2010-04-07 | 山特电子（深圳）有限公司 | 一种有源箝位正-反激变换器 |
| CN101917121A (zh) * | 2010-07-15 | 2010-12-15 | 电子科技大学 | 一种有源钳位同步整流正激变换器 |
| CN102891608A (zh) * | 2011-07-21 | 2013-01-23 | 山特电子（深圳）有限公司 | 一种高效率低成本正反激dc-dc变换器拓扑 |
| CN103199694A (zh) * | 2013-03-27 | 2013-07-10 | 北京工业大学 | 一种具有自动均流功能的开关电源 |
-
2014
- 2014-12-22 CN CN201410802308.8A patent/CN105337514A/zh active Pending
Patent Citations (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN101047339A (zh) * | 2007-04-29 | 2007-10-03 | 北京新雷能有限责任公司 | 一种零电压开关有源钳位正反激变换器 |
| CN101692595A (zh) * | 2009-09-21 | 2010-04-07 | 山特电子（深圳）有限公司 | 一种有源箝位正-反激变换器 |
| CN101917121A (zh) * | 2010-07-15 | 2010-12-15 | 电子科技大学 | 一种有源钳位同步整流正激变换器 |
| CN102891608A (zh) * | 2011-07-21 | 2013-01-23 | 山特电子（深圳）有限公司 | 一种高效率低成本正反激dc-dc变换器拓扑 |
| CN103199694A (zh) * | 2013-03-27 | 2013-07-10 | 北京工业大学 | 一种具有自动均流功能的开关电源 |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN106452049A (zh) * | 2016-11-28 | 2017-02-22 | 深圳市华星光电技术有限公司 | 一种组合电路及其应用的供电电路、显示器 |
| CN107182005A (zh) * | 2017-06-11 | 2017-09-19 | 广州市迪士普信息科技有限公司 | 一种单级变换的数字功放 |
| WO2022068344A1 (zh) * | 2020-09-30 | 2022-04-07 | Oppo广东移动通信有限公司 | 电源提供装置、充电方法及系统 |
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