CN102437739A

CN102437739A - 减小变换器串联拓扑原端电容电压差值的方法和控制电路

Info

Publication number: CN102437739A
Application number: CN2011104155883A
Authority: CN
Inventors: 李慧英; 段元兴
Original assignee: SHENZHEN VIRGIN ENERGY SYSTEM CO Ltd
Current assignee: SHENZHEN VIRGIN ENERGY SYSTEM CO Ltd
Priority date: 2011-12-14
Filing date: 2011-12-14
Publication date: 2012-05-02

Abstract

本发明公开了一种减小变换器串联拓扑原端两电容电压差值的方法和控制电路。所述的方法用串联拓扑原端第一电容的电压控制原端第二电容的放电时间，用原端第二电容的电压控制原端第一电容的放电时间，实现两个原端电容电压平衡。本发明变换器串联拓扑原端两个电容的电压差值较小、变换器工作稳定，可以应用到双管单端正激电路、单管单端正激电路、全桥电路、半桥电路的串联拓扑变换器中。

Description

减小变换器串联拓扑原端电容电压差值的方法和控制电路

[技术领域]

本发明涉及开关电源，尤其涉及一种减小变换器串联拓扑原端两电容电压差值的方法和控制电路。

[背景技术]

正激变换电路，由于控制简单、无偏磁等特点，在开关电源领域内大量应用。但是由于受MOSFET耐压及导通电阻的限制，在输入电压为三相时，成本很高，且效率降低。

为了解决这个问题，现有双正激串联拓扑的主电路和控制电路如图1和图2示。双正激串联拓扑包括两个正激变换电路，每个正激变换电路包括原边电路和副边电路，原边电路和副边电路通过变压器耦合，两个正激变换电路的原边电路串联，副边电路并联；每个原边电路的输入端接有电容。但是，由于器件差异等原因，这一方法往往造成原端两个电容的电压不平衡，因而导致工作不正常及器件损坏。虽然有文献试图解决这一问题，但未能见到根本的改进措施。

[发明内容]

本发明要解决的技术问题是提供一种减小变换器串联拓扑原端两个电容的电压差值的方法。

本发明另一个要解决的技术问题是提供一种变换器串联拓扑原端两个电容的电压差值较小、变换器工作稳定的控制电路。

为了解决上述技术问题，本发明采用的技术方案是，一种减小变换器串联拓扑原端电容电压差值的方法，用串联拓扑原端第一电容的电压控制原端第二电容的放电时间，用原端第二电容的电压控制原端第一电容的放电时间，实现两个原端电容电压平衡。

一种变换器串联拓扑控制电路，包括PWM控制器、锯齿波发生器、第一变换电路的驱动电路、第二变换电路的驱动电路，第一V/I变换电路、第二V/I变换电路、第一可控开关和第二可控开关，第一变换电路驱动电路的输入端接PWM控制器的第一PWM信号输出端，第二变换电路驱动电路的输入端接PWM控制器第二PWM信号输出端，第一V/I变换电路包括第一变换电路原端电容电压的输入端，第二V/I变换电路包括第二变换电路原端电容电压的输入端；第一可控开关的输入端接第一V/I变换电路的输出端、控制端接PWM控制器的第一PWM信号输出端、输出端接锯齿波发生器；第二可控开关的输入端接第二V/I变换电路的输出端、控制端接PWM控制器的第二PWM信号输出端、输出端接锯齿波发生器，锯齿波发生器接PWM控制器的锯齿波信号输入端。

以上所述的变换器串联拓扑控制电路，所述PWM控制器是带有逐波限流功能的PWM控制器。

以上所述的变换器串联拓扑控制电路，包括第一二极管和第二二极管，第一二极管的阳极接第一可控开关的输出端，阴极接锯齿波发生器；第二二极管的阳极接第二可控开关的输出端，阴极接锯齿波发生器。

以上所述的变换器串联拓扑控制电路，包括第一二极管和第二二极管，第一V/I变换电路包括第一电阻，第一可控开关包括第一NPN三极管和第一分压电路，第一分压电路包括串联的第一分压电阻和第二分压电阻；第一电阻的第一端接第一变换电路原端电容的正极，第一电阻的第二端接第一NPN三极管的集电极；第一分压电路的一端接PWM控制器的第一PWM信号输出端，另一端接控制电路地；第一NPN三极管的基极接第一分压电阻和第二分压电阻之间的连接点，发射极接控制电路地，集电极接第一二极管的阳极，第一二极管的阴极接锯齿波发生器；第二V/I变换电路包括第二电阻，第二可控开关包括第二NPN三极管和第二分压电路，第二分压电路包括串联的第三分压电阻和第四分压电阻；第二电阻的第一端接第二变换电路原端电容的正极，第二电阻的第二端接第二NPN三极管的集电极；第二分压电路的一端接PWM控制器的第二PWM信号输出端，另一端接控制电路地；第二NPN三极管的基极接第三分压电阻和第四分压电阻之间的连接点，发射极接控制电路地，集电极接第二二极管的阳极，第二二极管的阴极接锯齿波发生器。

第一电阻电阻值是第二电阻电阻值的两倍，第一电阻第一端的输入的电压是第一变换电路原端电容电压与第二变换电路原端电容电压之和；第二电阻第一端的输入的电压是第二变换电路原端电容电压。

以上所述的变换器串联拓扑控制电路，所述的PWM控制器是UC3846，所述的锯齿波发生器包括充电电容和放电电路，所述的放电电路包括运算放大器和第三分压电路，所述的第三分压电路包括串联的第五分压电阻和第六分压电阻，第三分压电路的一端接控制电路电源、另一端接第控制电路地；运算放大器的同相输入端接第五分压电阻和第六分压电阻之间的连接点，运算放大器的反相输入端接PWM控制器的同步脉冲信号输出端；充电电容的第一端接PWM控制器的电流检测比较器同相输入端，第二端接控制电路地；第一二极管的阴极、第二二极管的阴极和运算放大器的接充电电容的第一端。

以上所述的变换器串联拓扑控制电路，包括稳压管，所述的稳压管与所述的充电电容并接。

本发明变换器串联拓扑控制电路使变换器电路原端电容C1、C2上电压趋于平衡，变换器工作稳定，可以应用到双管单端正激电路、单管单端正激电路、全桥电路、半桥电路的串联拓扑变换器中。

[附图说明]

下面结合附图和具体实施方式对本发明作进一步详细的说明。

图1(A)和(B)是现有技术双正激串联拓扑的主电路的原理图。

图2是现有技术变换器串联拓扑控制电路原理框图。

图3是本发明实施例1变换器串联拓扑控制电路原理框图。

图4是本发明实施例2变换器串联拓扑控制电路原理图。

[具体实施方式]

图3所示的本发明实施例1的原理如下，变换器串联拓扑控制电路用来控制图1中(A)和(B)所示的主电路。控制电路包括有逐波限流功能的PWM控制器、锯齿波发生器、变换器第一变换电路的驱动电路、变换器第二变换电路的驱动电路，第一V/I变换电路、第二V/I变换电路、第一可控开关、第二可控开关、第一二极管和第二二极管。

第一变换电路驱动电路的输入端接PWM控制器的第一PWM信号输出端DRIVEA，第二变换电路驱动电路的输入端接PWM控制器的第二PWM信号输出端DRIVE B。

第一V/I变换电路的输入端接变换器第一变换电路原端电容的正极，第二V/I变换电路的输入端接变换器第二变换电路原端电容的正极。

第一可控开关的输入端接第一V/I变换电路的输出端、控制端接PWM控制器的第一PWM信号输出端DRIVE A、输出端接第一二极管的阳极；第二可控开关的输入端接第二V/I变换电路的输出端、控制端接PWM控制器的第二PWM信号输出端DRIVE B、输出端接第二二极管的阳极。

第一二极管的阴极接和第二二极管的阴极分别接锯齿波发生器，锯齿波发生器的输出端接PWM控制器的锯齿波信号输入端。

图3所示电路与图2所示电路的主要区别是常规做法图2中的PWM控制器为DRIVE A，DRIVE B提供相同的比较电压，即使得DRIVE A，DRIVE B的驱动脉宽一致。

图3电路选用有逐波限流功能的PWM控制器，利用VC1，VC2的差别来改变锯齿波发生器的斜率。当PWM控制器的第一PWM信号输出端DRIVE A(即上路)输出控制信号时，可控开关1断开，由第二变换电路原端电容的电压VC2来控制锯齿波的斜率。当PWM控制器的第二PWM信号输出端DRIVE B(即下路)输出控制信号时，控制开关2断开，由第一变换电路原端电容的电压VC1来控制锯齿波斜率。这样，如果变换电路原端电容的电压VC1＞VC2，在PWM控制器的控制信号一致的条件下，PWM控制器输出控制信号DRIVE B的脉宽就比DRIVE A的脉宽小，变换器电路原端电容C1的放电电荷就比C2的放电电荷多，促使原端电容C1的电压VC1下降、原端电容C2的电压VC2上升。从而使得VC1、VC2的差别降低。达到了使变换器电路原端电容C1、C2上电压趋于平衡的目的。

本发明实施例2变换器串联拓扑控制电路如图4所示。PWM控制器选用UC3846；电阻R12、R13、R14、R16串联组成第一V/I变换器，电阻R9、R15串联组成第二V/I变换器。

为解决共地问题，第一V/I变换器输入电压为(VC1+VC2)，第二V/I变换器输入电压为VC2。

第二V/I变换器R9、R15串联电阻的总值为R，第一V/I变换器R12、R13、R14、R16串联电阻的总值为2R，是第二V/I变换器电阻值的2倍。

第一V/I变换器输出电流I1＝VC2/R+(VC1-VC2)/2R，第二V/I变换器输出电流I1＝VC2/R。

三极管Q5和电阻R17、R18组成第一开关，三极管Q6和电阻R10、R11组成第二开关。

并接电容C3、C4、C5为斜率可控的锯齿波发生器的充电电容，充电电容的电压为锯齿波发生器的输出电压。

ZD1为保护用稳压管，防止充电电容电压过高损坏PWM控制器。

运放U2及外围电路组成的比较器为斜率可控的锯齿波发生器的放电电路，运放U2的输出端为集电极开路形式。锯齿波发生器的输出端接PWM控制器UC3846的C/S+端。放电电路中电源电压VCC2经电阻R5，R7组成的分压电路提供比较器的参考电压；比较器的输入端接PWM控制器的SYNCD端(同步脉冲信号输出端)。

本实施例利用VC1，VC2的差别来改变锯齿波发生器的斜率。当PWM控制器的第一PWM信号输出端DRIVE A输出控制脉冲信号(主电路的第一变换电路开关管Q1、Q2的控制信号)时，放电电路比较器反相输入端为低电平，运放U2输出呈高阻态，对充电电容无影响。与此同时，三极管Q5导通，(VC1+VC2)经第一V/I变换器产生的电流I1被三极管Q5短路，即可控开关1断开，由第二变换电路原端电容的电压VC2经第二V/I变换器产生的电流I2给锯齿波发生器的充电电容充电，电容电压上升；即I2由来控制锯齿波的上升斜率，当锯齿波电压达到PWM控制器内部比较电压时，输出端DRIVEA输出脉冲结束；当到达死区时间时，比较器反相输入端转为高电平，比较器输出低电平(运放输出三极管导通)，充电电容迅速放电，为下一充电周期做好准备。当PWM控制器的第二PWM信号输出端DRIVE B输出控制信号(主电路的第二变换电路开关管Q3、Q4的控制信号)时，放电电路比较器反相输入端为低电平，运放U2输出呈高阻态，对充电电容无影响。三极管Q6导通，VC2经第二V/I变换器产生的电流I2被三极管Q6短路，即可控开关2断开，由第一变换电路原端电容电压和第二变换电路原端电容电压的和(VC1+VC2)经第一V/I变换器产生的电流I1给锯齿波发生器的充电电容充电，电容电压上升，由I1来控制锯齿波斜率；当锯齿波电压达到PWM控制器内部比较电压时，输出端DRIVE B输出脉冲结束；当到达死区时间时，放电电路比较器反相输入端转为高平，比较器输出低电平(运放输出三极管导通)，充电电容迅速放电，为下一充电周期做好准备。

如果变换电路原端电容的电压VC1＞VC2，则I1＞I2，DRIVE B(第二PWM信号输出端)输出控制信号时的锯齿波的上升斜率大，电压上升速度快，在PWM控制器的控制信号一致的条件下达到比较电压的时间短；所以PWM控制器输出控制信号DRIVE B的脉宽就比DRIVE A的脉宽小，变换器电路原端电容C1的放电电荷就比C2的放电电荷多，促使原端电容C1的电压VC1下降、原端电容C2的电压VC2上升。从而使得VC1、VC2的差别降低。达到了使变换器电路原端电容C1、C2上电压趋于平衡的目的。

本发明实施例不仅可应用到上述双管单端正激电路中，还可以应用到单管单端正激电路、全桥电路、半桥电路之中。控制电路完全相同。都是采用交叉前馈控制，以控制变换器电路原端电容的分压。

本发明的实施例已应用在50V、100A的DC/DC电源中和400V、17A的DC/DC电源模块中，输入电压为400V-600V。可用于通讯电源、焊接电源、电力电源、电动车充电电源和电镀电源等设备，成功地实现了用低压器件解决高压输入应用问题，均压效果在3％之内。

Claims

1.一种减小变换器串联拓扑原端电容电压差值的方法，其特征在于，用串联拓扑原端第一电容的电压控制原端第二电容的放电时间，用原端第二电容的电压控制原端第一电容的放电时间，实现两个原端电容电压平衡。

2.一种变换器串联拓扑控制电路，包括PWM控制器、锯齿波发生器、第一变换电路的驱动电路和第二变换电路的驱动电路，第一变换电路驱动电路的输入端接PWM控制器的第一PWM信号输出端，第二变换电路驱动电路的输入端接PWM控制器第二PWM信号输出端，其特征在于，包括第一V/I变换电路、第二V/I变换电路、第一可控开关和第二可控开关，第一V/I变换电路包括第一变换电路原端电容电压的输入端，第二V/I变换电路包括第二变换电路原端电容电压的输入端；第一可控开关的输入端接第一V/I变换电路的输出端、控制端接PWM控制器的第一PWM信号输出端、输出端接锯齿波发生器；第二可控开关的输入端接第二V/I变换电路的输出端、控制端接PWM控制器的第二PWM信号输出端、输出端接锯齿波发生器，锯齿波发生器接PWM控制器的锯齿波信号输入端。

3.根据权利要求2所述的变换器串联拓扑控制电路，其特征在于，所述PWM控制器是带有逐波限流功能的PWM控制器。

4.根据权利要求3所述的变换器串联拓扑控制电路，其特征在于，包括第一二极管和第二二极管，第一二极管的阳极接第一可控开关的输出端，阴极接锯齿波发生器；第二二极管的阳极接第二可控开关的输出端，阴极接锯齿波发生器。

5.根据权利要求3所述的变换器串联拓扑控制电路，其特征在于，包括第一二极管和第二二极管，第一V/I变换电路包括第一电阻，第一可控开关包括第一NPN三极管和第一分压电路，第一分压电路包括串联的第一分压电阻和第二分压电阻；第一电阻的第一端接第一变换电路原端电容的正极，第一电阻的第二端接第一NPN三极管的集电极；第一分压电路的一端接PWM控制器的第一PWM信号输出端，另一端接控制电路地；第一NPN三极管的基极接第一分压电阻和第二分压电阻之间的连接点，发射极接控制电路地，集电极接第一二极管的阳极，第一二极管的阴极接锯齿波发生器；第二V/I变换电路包括第二电阻，第二可控开关包括第二NPN三极管和第二分压电路，第二分压电路包括串联的第三分压电阻和第四分压电阻；第二电阻的第一端接第二变换电路原端电容的正极，第二电阻的第二端接第二NPN三极管的集电极；第二分压电路的一端接PWM控制器的第二PWM信号输出端，另一端接控制电路地；第二NPN三极管的基极接第三分压电阻和第四分压电阻之间的连接点，发射极接控制电路地，集电极接第二二极管的阳极，第二二极管的阴极接锯齿波发生器。

6.根据权利要求5所述的变换器串联拓扑控制电路，其特征在于，第一电阻电阻值是第二电阻电阻值的两倍，第一电阻第一端的输入的电压是第一变换电路原端电容电压与第二变换电路原端电容电压之和；第二电阻第一端的输入的电压是第二变换电路原端电容电压。

7.根据权利要求5所述的变换器串联拓扑控制电路，其特征在于，所述的PWM控制器是UC3846，所述的锯齿波发生器包括充电电容和放电电路，所述的放电电路包括运算放大器和第三分压电路，所述的第三分压电路包括串联的第五分压电阻和第六分压电阻，第三分压电路的一端接控制电路电源、另一端接第控制电路地；运算放大器的同相输入端接第五分压电阻和第六分压电阻之间的连接点，运算放大器的反相输入端接PWM控制器的同步脉冲信号输出端；充电电容的第一端接PWM控制器的电流检测比较器同相输入端，第二端接控制电路地；第一二极管的阴极、第二二极管的阴极和运算放大器的接充电电容的第一端。

8.根据权利要求7所述的变换器串联拓扑控制电路，其特征在于，包括稳压管，所述的稳压管与所述的充电电容并接。