CN102801318B - 谐振式功率转换器的控制电路与控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明是有关于一种谐振式功率转换器的控制电路与控制方法，控制电路包含一第一晶体管、一第二晶体管、一控制器与一二极管。第一晶体管与第二晶体管经由一谐振电路切换一变压器。控制器接收一回授讯号而产生一第一切换讯号与一第二切换讯号，以分别驱动第一晶体管与第二晶体管。回授讯号是相关联于谐振式功率转换器的一输出。二极管耦接在第二晶体管，并侦测第二晶体管的状态而提供至控制器。第一切换讯号与第二切换讯号受控制器调变，以让第二晶体管达到一零电压切换。

Description

谐振式功率转换器的控制电路与控制方法

技术领域

本发明涉及一种控制电路，特别是指一种用于谐振式功率转换器的具有零电压切换栓锁与不对称脉宽调变(asymmetricalPWM)的控制电路。

背景技术

为了达到较高效率，谐振式功率转换器处在重载及/或低输入电压情形下，谐振式功率转换器的一切换频率应接近谐振式功率转换器的谐振频率。换言之，谐振式功率转换器处在重载及/或低输入电压情形下，谐振式功率转换器的切换频率应处在零电压切换(zerovoltageswitching；ZVS)区(如图2所示的第1区与第2区)。然而，当谐振式功率转换器的切换频率随着负载的增加及/或输入电压的下降而降低时，切换频率也许会落入零电流切换(zerocurrentswitching；ZCS)区(如图2所示的第3区)。若切换频率降低而若入第3区时，谐振式功率转换器的控制将会变成一非线性运作。

此外，谐振式功率转换器处在轻载期间，谐振式功率转换器会运作在较高切换频率下，如此将会增加切换损耗以及造成低效率。关于谐振式功率转换器与用于谐振式功率转换器的不对称脉宽调变(asymmetricalPWM)运作的描述记载于美国专利第7,313,004号“Switchingcontrollerforresonantpowerconverter”，以及美国专利申请案公开第2010/0202162号“ASYMMETRICALRESONANTPOWERCONVERTERS”。

因此，本发明用于防止谐振式功率转换器运作于第3区，且确保谐振式功率转换器处在重载时运作在零电压切换。此外，本发明提供一种控制方法，其允许谐振式功率转换器处在轻载期间，运作在具有零电压切换的脉宽调变模式(PWMMode)下，以节省功率。

发明内容

本发明的目的之一，在于提供一种谐振式功率转换器的控制电路与控制方法，其确保谐振式功率转换器处在重载时运作在零电压切换。

本发明的目的之一，在于提供一种谐振式功率转换器的控制电路与控制方法，其允许谐振式功率转换器处在轻载期间，运作在具有零电压切换的脉宽调变模式，以节省功率。

本发明的目的之一，在于提供一种谐振式功率转换器的控制电路与控制方法，其防止谐振式功率转换器运作在零电流切换。

本发明的谐振式功率转换器的控制电路包含一第一晶体管、一第二晶体管、一控制器与一二极管。第一晶体管与第二晶体管经由一谐振电路切换一变压器。控制器接收一回授讯号而产生一第一切换讯号与一第二切换讯号，以分别驱动第一晶体管与第二晶体管。回授讯号是相关联于谐振式功率转换器的一输出。二极管耦接在第二晶体管，并侦测第二晶体管的状态而提供至控制器。第一切换讯号与第二切换讯号受控制器调变，以让第二晶体管达到一零电压切换。因为谐振式功率转换器的切换频率操作于谐振频率时，即可达到最大功率转换与最大效率，因此本发明的设计让谐振式功率转换器的切换频率接近于谐振频率。

本发明的谐振式功率转换器的控制方法系包含下列步骤：接收一回授讯号而产生一切换讯号；经由一晶体管切换一变压器与一谐振电路；侦测晶体管的状态；以及限制晶体管的一最小切换频率，以进行零电压切换。晶体管受驱动于切换讯号，回授讯号是相关联于谐振式功率转换器的一输出。

附图说明

图1为本发明的一谐振式功率转换器的一控制电路的电路图；

图2为谐振式功率转换器的谐振电路的增益-频率波形图；

图3为本发明的控制电路的控制器的一实施例的电路图；

图4为本发明的控制器的最小频率规划电路的一实施例的电路图；

图5为本发明的控制器的振荡电路的一实施例的电路图；

图6为本发明的控制器的脉宽调变电路的一实施例的电路图；

图7为本发明的控制器的脉宽调变电路的脉波产生器的一实施例的电路图；

图8为脉宽调变电路的一振荡讯号CK、一脉波讯号PLS及一停滞时间讯号S_DT的波形图；

图9为本发明的控制器的输入电路的一实施例的电路图；

图10为本发明的控制器的输入电路的回授输入电路的一实施例的电路图；

图11为本发明的控制器的输入电路的侦测电路的一实施例的电路图；

图12为本发明的控制器的一反相振荡讯号一讯号CK_B及一零电压切换侦测讯号ZVSD的波形图；

图13为本发明的控制器的输入电路的第一取样-保持电路的一实施例的电路图；

图14为本发明的控制器的脉宽调变电路的不对称脉宽调变电路的一实施例的电路图；

图15为本发明的控制器的脉宽调变电路的不对称脉宽调变电路的脉宽调变单元的一实施例的电路图；以及

图16为本发明的控制器的脉宽调变电路的讯号PWM0与PWM1的脉波宽度调变、振荡讯号CK、一讯号SAW的波形图。

【图号对照说明】

10第一晶体管100控制器

20第二晶体管200最小频率规划电路

210放大器230晶体管

231晶体管232晶体管

233晶体管235晶体管

236晶体管25极管

30电容300振荡器

311充电开关321放电开关

330电容341比较器

342比较器343反及闸

344反及闸345反相器

346反相器35电感

40电阻400脉宽调变电路

410反相器411晶体管

415电容416反相器

417反及闸420及闸

421及闸422反相器

430缓冲器435缓冲器

45电阻450脉波产生器

451反相器461反相器

462晶体管463电流源

465电容466反相器

467及闸471反相器

472晶体管473电流源

475电容476反相器

477及闸480或闸

50变压器500输入电路

51整流器52整流器

520缓冲放大器521电流源

525缓冲放大器530电流源

531运算放大器532二极管

534开关54或闸

540预设定电路541比较器

544反相器545或闸

550回授输入电路551晶体管

552电阻553电阻

556电阻557缓冲器

558比较器559晶体管

600侦测电路61回授电阻

610电流源62稽纳二极管

620比较器625及闸

627及闸630比较器

635比较器640或闸

645及闸646及闸

65光耦合器650D型正反器

700第一取样-保持电路71电阻

72电阻73电容

730加法电路735参考准位

740类比数位转换电路750暂存器

751反相器760数位类比转换电路

770加法电路800不对称脉宽调变电路

801运算放大器802运算放大器

803电阻804晶体管

805晶体管807晶体管

820电阻840比较器

841反相器842反相器

843及闸845正反器

850脉宽调变单元860比较器

861及闸865反及闸

870正反器875正反器

878比较器880缓冲放大器

881电流源890缓冲放大器

900第二取样-保持电路CK振荡讯号

反相振荡讯号CK₀第一切换讯号

CK₁第二切换讯号CK_A讯号

CK_B讯号I₈₀₅电流

I₈₀₇电流I_C充电电流源

I_D放电电流源I_X电流

I_X1电流源I_Y电流

PLS脉波讯号P_RST预设定讯号

PWM讯号PWM0讯号

PWM1讯号RESET系统重置讯号

SAW讯号S_DT停滞时间讯号

S_ESS柔性启动结束讯号S_FB输入讯号

S_I讯号S_PRT讯号

S_T1栓锁讯号S_T2栓锁讯号

T_DT时间V_CC供应电压

V_COM控制讯号V_FB回授讯号

V_FMX最大频率讯号V_FRQ电压

V_IN输入电压V_O输出电压

V_OS偏移讯号V_PWM讯号

V_PWMH讯号V_RZ门槛

V_SH讯号V_SS柔性启动讯号

V_TY门槛WZ波形

WNZ波形ZVSD零电压切换侦测讯号

具体实施方式

为使对本发明的结构特征及所达成的功效有更进一步的了解与认识，用以较佳的实施例及附图配合详细的说明，说明如下：

请参阅图1，其为本发明的一谐振式功率转换器的一控制电路的电路图。如图所示，谐振式功率转换器包含一控制器100、一第一晶体管10、一第二晶体管20、一二极管25、复数电容30、73、一电感35、复数电阻40、45、71、72、一变压器50、复数整流器51、52、一回授电阻61、一稽纳二极管62以及一光耦合器65。控制器100依据控制器100的一回授端FB的一回授讯号V_FB而产生第一切换讯号CK₀与第二切换讯号CK₁。该些晶体管10与20的闸极分别耦接控制器100，且该些晶体管10与20分别受控于该些切换讯号CK₀与CK₁。

输入电压V_IN供应至第一晶体管10的汲极。第一晶体管10的源极耦接第二晶体管20的汲极、电容30的一端与二极管25的阴极。二极管25的阳极耦接控制器100。二极管25耦接第二晶体管20，以侦测第二晶体管20的一零电压切换(zerovoltageswitching；ZVS)状态。当第二晶体管20导通且二极管25侦测到零电压切换状态时，二极管25会产生一零电压切换侦测讯号ZVSD至控制器100。

一分压电路包含两个相互串联的电阻40与45。电阻45的一端耦接控制器100，电阻45的另一端耦接第二晶体管20的源极及电阻40的一端，电阻40的另一端耦接于接地端。换言之，第二晶体管20的源极耦接电阻40与45间的共接点。一切换电流流过第二晶体管20。当第二晶体管20被第二切换讯号CK₁导通时，电阻40用于侦测切换电流。切换电流更藉由电阻45而产生一讯号S_I至控制器100。讯号S_I为习用技术，所以于此不再详细描述。电容30的另一端耦接电感35的一端，电感35的另一端耦接变压器50的一主绕组。电容30及电感35形成一谐振电路。晶体管10与20耦接谐振电路，且切换谐振电路与变压器50。晶体管10与20经由谐振电路切换变压器50。

整流器51与52的阴极相互耦接，整流器51与52的阳极耦接变压器50的第二绕组，以产生谐振式功率转换器的输出电压V_O。回授电阻61、稽纳二极管62及光耦合器65形成一回授电路，以依据输出电压V_O而产生回授讯号V_FB。回授电阻61的一端耦接整流器51与52的阴极及谐振式功率转换器的输出端以接收输出电压V_O。回授电阻61的另一端耦接稽纳二极管62的阴极。稽纳二极管62的阳极耦接光耦合器65的输入端，光耦合器65的输出端耦接控制器100的回授端FB。换言之，回授端FB接收回授电路的光耦合器65的输出端的回授讯号V_FB。

电阻71耦接控制器100的一FMIN端，以决定谐振式功率转换器的一最小切换频率。电阻72耦接控制器100的一FMAX端，而决定切换讯号CK₀、CK₁的一最大切换频率，以决定谐振式功率转换器的一最大切换频率。电容73耦接控制器100的一柔性启动端SS，以达到谐振式功率转换器的柔性启动。电阻71、电阻72及电容73更耦接于接地端。

请参阅图2，其为谐振式功率转换器的增益-频率波形图，其显示谐振式功率转换器的谐振电路的转换功能。如图所示，第1区定义为切换频率高于谐振频率fr1的工作区；第2区定义为切换频率高于谐振频率fr2且低于谐振频率fr1的工作区。谐振电路运作于第1区及第2区的阻抗为电感性，因此于重载时谐振式功率转换器的晶体管10与20的切换可以达到零电压切换(ZVS)。第3区定义为切换频率低于谐振频率fr2的工作区。谐振频率fr2会对应谐振式功率转换器的负载状态而改变。谐振电路运作于第3区的阻抗为电容性，因此无法达到零电压切换。

谐振式功率转换器的谐振电路的谐振频率fr1与fr2可藉由方程式表示为：

$\mathrm{fr}1={\left(\sqrt{\mathrm{LrCr}}\right)}^{-1}$

$\mathrm{fr}2={\left(\sqrt{(\mathrm{Lr}+\mathrm{Lm})\mathrm{Cr})}\right)}^{-1}$

其中电感值Lr为谐振电路的等效串联电感值，其主要由谐振电路的电感35而决定。电容值Cr为谐振电路的等效串联电容值，其由谐振电路的电容30的电容值而决定。电感值Lm为变压器50的主绕组的磁感应感值。电感值Lm连同电感值Lr与电容值Cr决定谐振电路的另一谐振频率fr2。图2所示的不同曲线表示不同质量因子(qualityfactor)的增益值，质量因子为一般习知的Q值。说明书以下的讨论与说明是关于图2所示的任何单一曲线。

针对谐振式功率转换器的回授回路控制，谐振式功率转换器运作在第1区或第2区时，输出电压V_O会依据切换频率的降低而提升。然而，谐振式功率转换器运作在第3区时，输出电压V_O是依据切换频率的降低而下降，而为非线性运作。因此，为了防止上述的非线性运作，则必须避免运作于第3区。

请参阅图3，其为本发明的控制器的一实施例的电路图。如图所示，控制器100包含一最小频率规划电路200、一振荡电路300、一脉宽调变电路(PWM)400及一输入电路500。最小频率规划电路200经由控制器100的FMIN端耦接电阻71(如图1所示)。最小频率规划电路200依据电阻71的阻抗而产生电流I_X与I_Y。输入电路500经由回授端FB耦接光耦合器65，并耦接二极管25，且经由柔性启动端SS耦接电容73。另外，输入电路500经由FMAX端耦接电阻72，并耦接振荡电路300及脉宽调变电路400。

控制电路依据输出电压V_O(如图1所示)而于回授端FB产生回授讯号V_FB。当二极管25(如图1所示)侦测到零电压切换状态时，二极管25的阳极即产生零电压切换侦测讯号ZVSD。一柔性启动讯号V_SS依据电容73(如图1所示)的电容值而产生于柔性启动端SS。输入电路500依据回授讯号V_FB、零电压切换侦测讯号ZVSD、柔性启动讯号V_SS及一最大频率讯号V_FMX而产生一控制讯号V_COM。换言之，输入电路500依据回授讯号V_FB、最大频率讯号V_FMX与第二晶体管20的状态而产生控制讯号V_COM。最大频率讯号V_FMX依据电阻72(如图1所示)的的阻抗而产生于FMAX端。

一输入讯号S_FB关联于回授讯号V_FB。输入电路500更从脉宽调变电路400接收讯号CK_A与CK_B。讯号CK_A与CK_B关联于切换讯号CK₀与CK₁，所以输入电路500相当于从脉宽调变电路400接收切换讯号CK₀与CK₁。因此，输入电路500更依据回授讯号V_FB、零电压切换侦测讯号ZVSD、柔性启动讯号V_SS、最大频率讯号V_FMX及切换讯号CK₀、CK₁而产生输入讯号S_FB及一栓锁讯号S_T2。

振荡电路300耦接最小频率规划电路200、脉宽调变电路400及输入电路500。振荡电路300分别从最小频率规划电路200及输入电路500接收电流I_X、I_Y及控制讯号V_COM。振荡电路300依据电流I_X与I_Y而产生一振荡讯号CK及一讯号SAW。当谐振式功率转换器完成柔性启动时，依据控制讯号V_COM调变振荡讯号CK及讯号SAW。于本发明的一实施例中，讯号SAW为一锯齿讯号。振荡讯号CK及讯号SAW更传送至脉宽调变电路400，以产生切换讯号CK₀与CK₁。脉宽调变电路400耦接输入电路500及振荡电路300。脉宽调变电路400更从输入电路500接收输入讯号S_FB与栓锁讯号S_T2及从FMAX端接收最大频率讯号V_FMX。脉宽调变电路400依据振荡讯号CK与最大频率讯号V_FMX而产生切换讯号CK₀与CK₁。

脉宽调变电路400提供讯号CK_A与CK_B至输入电路500。换言之，脉宽调变电路400相当于提供切换讯号CK₀与CK₁至输入电路500。脉宽调变电路400于重载时，针对切换讯号CK₀与CK₁提供一停滞时间讯号(图3未示)，且在轻载时执行脉波宽度调变的运作。

请参阅图4，其为本发明的控制器的最小频率规划电路的一实施例的电路图。如图所示，最小频率规划电路200包含一电压对电流转换电路及复数电流镜电路。该些电流镜电路包含复数晶体管231、232、233、235与236。电压对电流转换电路包含一放大器210及一晶体管230。放大器210的正输入端接收一电压V_FRQ，放大器210的输出端耦接晶体管230的闸极，而控制晶体管230。晶体管230的汲极耦接电流镜电路。晶体管230的源极耦接放大器210的负输入端，以及经由控制器100(如图1所示)的FMIN端耦接电阻71的一端。

一供应电压V_CC供应至晶体管231、232与233的源极。晶体管231、232与233的闸极相互耦接。晶体管231的汲极耦接晶体管230的汲极及晶体管231、232、233的闸极。晶体管233的汲极耦接振荡电路300(如图3所示)及产生电流I_X。晶体管232的汲极耦接晶体管235的汲极以及晶体管235、236的闸极。晶体管235与236的闸极相互耦接，晶体管235与236的源极耦接于接地端。晶体管236的汲极耦接振荡电路300及产生电流I_Y。藉由上述可知，电阻71的阻抗与电压V_FRQ决定电流I_X、I_Y的振幅。

请参阅图5，其为本发明的控制器的振荡电路的一实施例的电路图。如图所示，振荡电路300包含电流I_X、一充电开关311、电流I_Y、一放电开关321及一电容330。电流I_X及I_Y用于作为电流源。电流I_X的一端耦接供应电压V_CC。充电开关311的一端耦接电流I_X的另一端，充电开关311的另一端耦接电容330的一端及放电开关321的一端。电容330的另一端耦接于接地端。电流I_X通过充电开关311而对电容330充电。换言之，充电开关311用于控制电容330的充电。放电开关321的另一端耦接电流I_Y的一端，电流I_Y的另一端耦接于接地端。因此，电流I_Y经由放电开关321而对电容330放电。换言之，放电开关321是用于控制电容330的放电。藉由对电容330进行充电与放电而于电容330产生讯号SAW。

控制讯号V_COM作为振荡电路300(压电控制振荡电路；VCO)的跳变点电压(trip-pointvoltage)。电流I_X、I_Y、控制讯号V_COM及电容330的电容值决定振荡讯号CK及讯号SAW的频率。

振荡电路300更包含比较器341、342、反及闸343、344、反相器345、346，以产生振荡讯号CK。比较器341的正输入端与负输入端分别接收控制讯号V_COM及讯号SAW，并比较控制讯号V_COM及讯号SAW。比较器342的正输入端与负输入端分别接收讯号SAW及一电压(例如：0.5伏特)，以比较讯号SAW及电压。反及闸343的一输入端耦接比较器341的输出端，反及闸344的输出端耦接反及闸343的另一输入端，反及闸344的一输入端耦接比较器342的输出端，反及闸344的另一输入端、反及闸343的输出端及反相器345的一输入端相互耦接。

反相器345的输出端耦接反相器346的输入端及放电开关321的控制端，所以放电开关321是受控于反相器345的输出讯号。反相器346的输出端耦接充电开关311的控制端及脉宽调变电路400(如图3所示)。振荡讯号CK产生于反相器346的输出端。由上述可知，充电开关311是受控于振荡讯号CK。此外，控制讯号V_COM用于调变振荡讯号CK及讯号SAW。

请参阅图6，其为本发明的控制器的脉宽调变电路的一实施例的电路图。如图所示，脉宽调变电路400包含一脉波产生器450、一消隐时间电路、一不对称脉宽调变电路800、一时脉调整电路。脉波产生器450接收振荡电路300(如图5所示)所产生的振荡讯号CK。脉波产生器450依据振荡讯号CK的上升边缘及下降边缘而产生一脉波讯号PLS。

一充电电流源I_C、一放电电流源I_D、一电容415、一晶体管411及复数反相器410、416形成一消隐时间电路。反相器410的输入端耦接脉波产生器450及接收脉波讯号PLS。反相器410的输出端耦接晶体管411的闸极以驱动晶体管411。充电电流源I_C的一端耦接供应电压V_CC。充电电流源I_C的另一端耦接晶体管411的汲极、电容415的一端及反相器416的输入端。晶体管411的源极耦接放电电流源I_D的一端，放电电流源I_D的另一端及电容415的另一端耦接于接地端。

当晶体管411截止时，充电电流源I_C对电容415充电。一停滞时间讯号(dead-timesignal)S_DT产生于反相器416的输出端。换言之，脉波讯号PLS及振荡讯号CK耦接消隐时间电路，以产生停滞时间讯号S_DT。脉波讯号PLS系依据振荡讯号CK的上升边缘及下降边缘而产生。停滞时间讯号S_DT被产生(逻辑高准位)于脉波讯号PLS被禁能(逻辑低准位)后的一延迟时间之后。放电电流源I_D的放电电流及电容415的电容值决定此延迟时间。

时脉调整电路包含及闸420、421、反相器422及缓冲器430、435。时脉调整电路接收振荡讯号CK、不对称脉宽调变电路800所产生的讯号PWM0与PWM1以及消隐时间电路所产生的停滞时间讯号S_DT。及闸420从振荡电路300(如图5所示)接收振荡讯号CK、从消隐时间电路接收停滞时间讯号S_DT及从不对称脉宽调变电路800接收讯号PWM0。缓冲器430的输入端耦接及闸420的输出端，以接收及闸420所产生的讯号CK_A。第一切换讯号CK₀产生于缓冲器430的输出端。由上述可知，讯号CK_A关联于第一切换讯号CK₀。

及闸421经由反相器422接收振荡讯号CK、从消隐时间电路接收停滞时间讯号S_DT以及从不对称脉宽调变电路800接收讯号PWM1。缓冲器435的输入端耦接及闸421的输出端，以接收及闸421所产生的讯号CK_B。第二切换讯号CK₁产生于缓冲器435的输出端。由上述可知，讯号CK_B关联于第二切换讯号CK₁。换言之，讯号PWM0耦接及闸420，以及讯号PWM1耦接及闸421，以产生讯号CK_A、CK_B。讯号CK_A经由缓冲器430产生第一切换讯号CK₀。讯号CK_B经由缓冲器435产生第二切换讯号CK₁。停滞时间讯号S_DT被产生，而用于重载下的切换讯号CK₀与CK₁。

不对称脉宽调变电路800依据输入讯号S_FB、最大频率讯号V_FMX、振荡讯号CK、讯号SAW与栓锁讯号S_T2而产生讯号PWM0、PWM1。不对称脉宽调变电路800更接收脉波讯号PLS以产生讯号PWM1(如图14所示)，及更接收停滞时间讯号S_DT以产生讯号PWM0(如图14所示)。

请参阅图7，其为本发明的控制器的脉宽调变电路的脉波产生器的一实施例的电路图。如图所示，脉波产生器450包含反相器461、466、451、471与476、电流源463与473、晶体管462与472、电容465与475、及闸467与477及或闸480。反相器461的输入端耦接振荡电路300(如图5所示)及接收振荡讯号CK。反相器461的输出端耦接晶体管462的闸极，以驱动晶体管462。电流源463的一端耦接供应电压V_CC。电流源463的另一端耦接晶体管462的汲极、电容465的一端及反相器466的输入端。晶体管462的源极及电容465的另一端耦接于接地端。当晶体管462截止时，电流源463对电容465充电。反相器466的输出端耦接及闸467的一输入端，及闸467的另一输入端耦接振荡电路300以接收振荡讯号CK。

反相器451的输入端耦接振荡电路300及接收振荡讯号CK。反相器451的输出端耦接反相器471的输入端。反相器471的输出端耦接晶体管472的闸极，以驱动晶体管472。电流源473的一端耦接供应电压V_CC，电流源473的另一端耦接晶体管472的汲极、电容475的一端及反相器476的输入端。晶体管472的源极及电容475的另一端耦接于接地端。当晶体管472截止时，电流源473对电容475充电。反相器476的输出端耦接及闸477的输入端。及闸477的另一输入端耦接反相器451的输出端。或闸480的输入端耦接及闸467与477的输出端。脉波讯号PLS产生于或闸480的输出端。因此，脉波产生器450依据振荡讯号CK的上升边缘及下降边缘而产生脉波讯号PLS。

请参阅图8，其为振荡讯号CK、脉波讯号PLS及停滞时间讯号S_DT的波形图。脉波讯号PLS依据振荡讯号CK的上升边缘及下降边缘而产生(逻辑高准位)。停滞时间讯号S_DT被产生于脉波讯号PLS被禁能(逻辑低准位)后的延迟时间之后。

请参阅图9，其为本发明的控制器的输入电路的一实施例的电路图。如图所示，输入电路500包含一回授输入电路550、一侦测电路600、一最小频率箝制电路及一最大频率箝制电路。回授输入电路550耦接柔性启动端SS及回授端FB，以产生输入讯号S_FB及一柔性启动结束讯号S_ESS。输入讯号S_FB关联于回授讯号V_FB。

最小频率箝制电路包含复数缓冲放大器520与525、一电流源521、一预设定电路540及一第一取样-保持电路700。缓冲放大器520具有一开汲极输出(open-drain-output)。缓冲放大器520的正输入端耦接回授输入电路550的输出端。缓冲放大器520的输出端耦接缓冲放大器520的负输入端及电流源521的一端。电流源521的另一端接收供应电压V_CC。换言之，电流源521耦接缓冲放大器520的输出端，以拉升缓冲放大器520的输出。由上述可知，缓冲放大器520接收回授输入电路550所产生的输入讯号S_FB，以产生控制讯号V_COM。

零电压切换侦测讯号ZVSD及讯号CK_B耦接侦测电路600，以在一非零电压切换状态被侦测时产生栓锁讯号ST₁与ST₂。侦测电路600更接收讯号CK_A、最大频率讯号V_FMX及输入讯号S_FB，以产生栓锁讯号ST₁与ST₂。输入电路500产生的输入讯号S_FB更耦接最小频率箝制电路的第一取样-保持电路700，以经由缓冲放大器525箝制控制讯号V_COM的最大值。

第一取样-保持电路700更接收侦测电路600所产生的栓锁讯号S_T1，以在第一取样-保持电路700的输出端产生一讯号V_SH。缓冲放大器525具有一开汲极输出。缓冲放大器525的正输入端耦接第一取样-保持电路700，以接收讯号V_SH。缓冲放大器525的输出端耦接缓冲放大器525的负输入端、电流源521的一端及缓冲放大器520的输出端。因此，缓冲放大器525接收第一取样-保持电路700所产生的讯号V_SH，以产生控制讯号V_COM。换言之，缓冲放大器525依据输入讯号S_FB而箝制控制讯号V_COM的最大值。

栓锁讯号S_T1用于取样及保持输入讯号S_FB的一偏移值至第一取样-保持电路700内，以产生耦接缓冲放大器525的讯号V_SH。预设定电路540用于接收输入讯号S_FB、偏移讯号V_OS及一系统重置讯号RESET，以产生一预设定讯号P_RST。预设定讯号P_RST用于预先设定第一取样-保持电路700的内部设定值及拉升讯号V_SH的准位。

预设定电路540包含比较器541、或闸545及反相器544。比较器541的负输入端耦接回授输入电路550的输出端，以接收输入讯号S_FB。比较器541的正输入端接收偏移讯号V_OS。比较器541的输出端耦接或闸545的一输入端。或闸545的另一输入端耦接反相器544的输出端。反相器544的输入端接收系统重置讯号RESET。或闸545的输出端产生预设定讯号P_RST。当输入讯号S_FB低于偏移讯号V_OS或在谐振式功率转换器的电源启动状态期间产生系统重置讯号RESET时，预设定讯号P_RST被产生而用于预先设定第一取样-保持电路700。

最大频率箝制电路包含电流源530、缓冲电路及开关534。电流源530的一端耦接供应电压V_CC。电流源530的另一端经由控制器100(如图1所示)的FMAX端而耦接电阻72(如图1所示)。电流源530与电阻72配合而将产生最大频率讯号V_FMX。

缓冲电路包含运算放大器531及二极管532，且接收最大频率讯号V_FMX，以经由开关534箝制控制讯号V_COM的最小值。开关534耦接于缓冲电路及输入电路500的输出端之间。回授输入电路550所产生的柔性启动结束讯号S_ESS致能开关534。当柔性启动结束时，控制讯号V_COM系依据输入讯号S_FB而产生。运算放大器531的正输入端耦接电流源530及FMAX端，以接收最大频率讯号V_FMX。运算放大器531的负输入端耦接二极管532的阴极及开关534的一端。运算放大器531的输出端耦接二极管532的阳极。

此外，控制讯号V_COM的最大值系藉由最小频率箝制电路的第一取样-保持电路700所产生的讯号V_SH所箝制，切换讯号CK₀与CK₁(如图1所示)的最小频率即被限制，以避免讯号CK₀与CK₁运作于第3区，而达到零电压切换。换言之，谐振式功率转换器的最小切换频率被限制，以避免谐振式功率转换器运作于第3区。另外，最大频率箝制电路所产生的最大频率讯号V_FMX箝制控制讯号V_COM的最小值，而控制切换讯号CK₀与CK₁的最大频率，以在谐振式功率转换器处于轻载时达到高效率转换。

若输入讯号S_FB的准位更低于最大频率讯号V_FMX时，则控制器100(如图1所示)将开始进行切换讯号CK₀与CK₁的脉波宽度调变的操作。输入讯号S_FB的准位低于最大频率讯号V_FMX时，其表示谐振式功率转换器的切换频率达到最大切换频率。换言之，一旦谐振式功率转换器的切换频率达到最大切换频率时，即开始进行切换讯号CK₀与CK₁的脉波宽度调变的操作。脉波宽度调变的操作受控于侦测电路600所产生的栓锁讯号S_T2。由上述可知，控制讯号V_COM系依据输入讯号S_FB、讯号V_SH或最大频率讯号V_FMX而产生。

请参阅图10，其为本发明的控制器的输入电路的回授输入电路的一实施例的电路图。如图所示，回授输入电路550包含准位偏移电路、缓冲器557、电阻556、比较器558及晶体管559。准位偏移电路包含电阻552与553及晶体管551。晶体管551的汲极耦接供应电压V_CC，晶体管551的源极耦接电阻552的一端。电阻552与553为相互串联。电阻553的一端耦接于接地端。晶体管551的闸极经由回授端FB接收回授讯号V_FB，以产生输入讯号S_FB。换言之，晶体管551受控于回授讯号V_FB。

缓冲器557具有开汲极输出。缓冲器557的正输入端耦接柔性启动端SS，并接收柔性启动讯号V_SS，以柔性启动。缓冲器557的输出端耦接缓冲器557的负输入端及电阻552与553的一共接点。输入讯号S_FB产生于缓冲器557的输出端。缓冲器557依据柔性启动讯号V_SS的电压而箝制输入讯号S_FB的值。

电阻556的一端耦接供应电压V_CC及晶体管551的汲极。电阻556的另一端耦接晶体管559的汲极并经由柔性启动端SS而耦接电容73(如图1所示)。晶体管559的源极耦接于接地端。晶体管559的闸极受控于讯号S_PRT。因此，当晶体管559截止时，供应电压V_CC经由电阻556而充电电容73(如图1所示)。讯号S_PRT控制晶体管559的导通或截止。讯号S_PRT被致能于谐振式功率转换器的柔性启动期间(例如：电源启动周期或保护状态期间)。也就是说，当柔性启动完成时且晶体管559被截止下，供应电压V_CC会对电容73充电。

比较器558的负输入端耦接门槛V_TY。比较器558的正输入端耦接柔性启动端SS以接收柔性启动讯号V_SS。当柔性启动端SS的柔性启动讯号V_SS高于门槛V_TY时，比较器558的输出端产生柔性启动结束讯号S_ESS。此外，因为输入讯号S_FB与回授讯号V_FB成比例，所以输入讯号S_FB的值关联于功率转换器的输出负载。

请参阅图11，其为本发明的控制器的输入电路的侦测电路的一实施例的电路图。如图所示，侦测电路600包含电流源610、比较器620、630、635、及闸625、627、645、646、或闸640及D型正反器650。电流源610的一端耦接供应电压V_CC，电流源610的另一端耦接二极管25的阳极(如图1所示)及比较器620的正输入端。换言之，比较器620的正输入端接收零电压切换侦测讯号ZVSD。

比较器620的负输入端耦接门槛V_RZ。当零电压切换侦测讯号ZVSD高于门槛V_RZ时，比较器620的输出端将输出一逻辑高准位讯号(非零电压切换状态)。比较器630的正输入端接收回授输入电路550(如图9所示)所产生的输入讯号S_FB。比较器630的负输入端接收偏移讯号V_OS。当输入讯号S_FB高于偏移讯号V_OS时，比较器630的输出端也将输出一逻辑高准位讯号。输入讯号S_FB高于偏移讯号V_OS即表示谐振功率转换器的输出负载为重载。

比较器635的负输入端接收回授输入电路550所产生的输入讯号S_FB。比较器635的正输入端耦接控制器100(如图1所示)的FMAX端，以接收最大频率讯号V_FMX。当输入讯号S_FB小于最大频率讯号V_FMX，比较器635的输出端也将输出一逻辑高准位讯号。输入讯号S_FB小于最大频率讯号V_FMX即表示脉波宽度调变运作已启始。

比较器620与630的两输出端分别耦接及闸625的两输入端。比较器620与635的两输出端分别耦接及闸627的两输入端。及闸625与627的输出端耦接或闸640的两输入端。或闸640的输出传送至D型正反器650的D输入端，以产生栓锁讯号S_T。D型正反器650的时脉输入端受讯号CK_B驱动。D型正反器650的重置输入端R受控于讯号CK_A。

零电压切换(ZVS)表示晶体管的寄生二极管(bodydiode)在晶体管被闸极驱动讯号导通前(例如图1所示的切换讯号CK₀与CK₁)即被谐振电路的循环电流导通。因此，若图1所示的第二晶体管20的寄生二极管并未在第二晶体管20导通前被导通时，栓锁讯号S_T将被产生以指示非零电压切换状态。比较器630的输出端及栓锁讯号S_T耦接及闸645的两输入端，以于及闸645的输出端产生栓锁讯号S_T1。栓锁讯号S_T1是用于限制切换讯号CK₀与CK₁的最小切换频率，以避免谐振式功率转换器运作于第3区。比较器635的输出联合栓锁讯号S_T并经由及闸646产生栓锁讯号S_T2，以达到脉波宽度调变运作的零电压切换。及闸646的两输入端接收栓锁讯号S_T及比较器635所产生的输出讯号。

请参阅图12，其为本发明的控制器的反相振荡讯号讯号CK_B及零电压切换侦测讯号ZVSD的波形图。反相振荡讯号为振荡讯号CK的反相讯号。讯号CK_B产生于反相振荡讯号被致能后的一时间T_DT的后。时间T_DT是关联于停滞时间讯号S_DT(如图6所示)。零电压切换侦测讯号ZVSD的波形WZ表示零电压切换状态。零电压切换侦测讯号ZVSD的波形WNZ表示非零电压切换状态。

请参阅13图，其为本发明的控制器的输入电路的第一取样-保持电路的一实施例的电路图。如图所示，第一取样-保持电路700包含参考准位735、加法电路730与770、类比数位转换电路740、暂存器750、反相器751及数位类比转换电路760。参考准位735的正端耦接回授输入电路550(如图9所示)，以接收输入讯号S_FB。参考准位735的负端耦接加法电路730的正输入端。因此，参考准位735会偏移输入讯号S_FB的准位，而降低输入讯号S_FB的准位。加法电路730的正输入端接收经由参考准位735降低准位后的输入讯号S_FB。偏移讯号V_OS耦接加法电路730的负输入端。加法电路730的输出端耦接类比数位转换电路740的输入端。因此，输入讯号S_FB会减去参考准位735与偏移讯号V_OS的准位，经相减后的输入讯号S_FB耦接类比数位转换电路740，并经类比数位转换电路740转换为数位讯号。

类比数位转换电路740的输出传送至暂存器750的输入端。暂存器750耦接于类比数位转换电路740。类比数位转换电路740的输出为数位讯号。预设定讯号P_RST经由反相器751而预先设定暂存器750。反相器751的输入端接收预设定讯号P_RST。反相器751的输出端耦接暂存器750。栓锁讯号S_T1耦接暂存器750的时脉输入端，以栓锁类比数位转换电路740的输出至暂存器750。暂存器750的输出端耦接数位类比转换电路760，以传输数位讯号至数位类比转换电路760。

数位类比转换电路760转换暂存器750所输出的数位讯号为类比讯号。数位类比转换电路760的输出(类比讯号)经由另一加法电路770，而与偏移讯号V_OS相加以产生讯号V_SH(第一取样-保持电路700的输出)。加法电路770接收偏移讯号V_OS及数位类比转换电路760所输出的类比讯号，以产生讯号V_SH。因此，数位类比转换电路760所输出的类比讯号是用于产生讯号V_SH，以箝制控制讯号V_COM(如图9所示)。

请参阅图14，其为本发明的控制器的脉宽调变电路的不对称脉宽调变电路的一实施例的电路图。如图所示，不对称脉宽调变电路800包含管理电路、电阻820、电流源I_X1、比较器840、及闸843、反相器841与842、正反器845及脉宽调变单元850。管理电路包含电压对电流转换电路及包含晶体管804与805的电流镜电路。电压对电流转换电路包含运算放大器801与802、电阻803及晶体管807。

运算放大器801的正输入端接收最大频率讯号V_FMX。运算放大器801的输出端耦接晶体管807的闸极，以驱动晶体管807。晶体管807的汲极耦接电流镜电路。晶体管807的源极耦接运算放大器801的负输入端及电阻803的一端。电阻803的另一端耦接运算放大器802的负输入端及输出端。因此，运算放大器802的负输入端及输出端相互耦接。输入讯号S_FB传输至运算放大器802的正输入端。

当输入讯号S_FB的值低于最大频率运号V_FMX的值时，电压对电流转换电路用于产生一电流I₈₀₇。电流I₈₀₇产生于晶体管807的汲极。电流I₈₀₇可以表示为：

I₈₀₇＝(V_FMX-S_FB)/R₈₀₃

其中，R₈₀₃为电阻803的电阻值。因为，最大频率讯号V_FMX及电阻803的电阻值为常数，所以电流I₈₀₇是由输入讯号S_FB所决定。

供应电压V_CC供应至晶体管804与805的源极。晶体管804与805的闸极相互耦接。晶体管804的汲极耦接晶体管807的汲极及晶体管804与805的闸极。因此，包含晶体管804与805的电流镜电路接收电流I₈₀₇，而于晶体管805的汲极产生电流I₈₀₅。由上述可知，由于电流I₈₀₅相关于电流I₈₀₇，所以一旦输入讯号S_FB的值低于最大频率讯号V_FMX的值时，电流I₈₀₅即被产生。换言之，当输入讯号S_FB的值低于最大频率讯号V_FMX的值时，管理电路被用于致能电流I₈₀₅。反之，当输入讯号S_FB的值高于最大频率讯号V_FMX的值时，管理电路禁能电流I₈₀₅。

基于上述，最大频率讯号V_FMX是一常数，且电流I₈₀₅是依据输入讯号S_FB的值而产生。换言之，电流I₈₀₅是依据回授讯号V_FB(如图1所示)的值而产生。也就是说，管理电路依据输入讯号S_FB的准位及最大频率讯号V_FMX而产生电流I₈₀₅于晶体管805。此外，因为输入讯号S_FB与回授讯号V_FB成比例，所以输入讯号S_FB的值相关于谐振式功率转换器的输出负载。

供应电压V_CC更供应至电流源I_X1的一端。电流源I_X1的另一端耦接晶体管805的汲极及电阻820的一端。电阻820的另一端耦接于接地端。电流源I_X1与电流I₈₀₅共同产生一讯号V_PWM于电阻820。电流I₈₀₅及讯号V_PWM可以表示为：

$I_{805}=\frac{V_{\mathrm{FMX}}-S_{\mathrm{FB}}}{R_{803}}\×K---\left(1\right)$

V_PWM＝(I_X1+I₈₀₅)×R₈₂₀----------------------------(2)

其中，K值为包含晶体管804与805的电流镜的比率。R₈₂₀及R₈₀₃分别为电阻820与803的电阻值。依据上列方程式(1)与(2)，讯号V_PWM可以改写为：

$V_{\mathrm{PWM}}=[I_{X1}+(\frac{V_{\mathrm{FMX}}-S_{\mathrm{FB}}}{R_{803}}\×K)]\×R_{820}$

当输入讯号S_FB的值高于最大频率讯号V_FMX的值，而管理电路禁能电流I₈₀₅时，则电流源I_X1决定讯号PWM0与PWM1的最小脉波宽度。讯号V_PWM相关于输入讯号S_FB。因此，讯号V_PWM相关于回授讯号V_FB(如图1所示)。

比较器840的负输入端耦接电阻820，以接收讯号V_PWM。比较器840的正输入端耦接振荡器300(如图5所示)，以接收讯号SAW。当讯号V_PWM高于讯号SAW时，比较器840的输出端将输出一逻辑低准位讯号。及闸843的输入端耦接比较器840的输出端。及闸843的另一输入端经由反相器842接收振荡讯号CK。及闸843的输出端耦接正反器845的重置输入端R，以截止正反器845的输出(讯号PWM1)。经由反相器841，正反器845的时脉输入端接收脉波讯号PLS，以驱动正反器845。脉波讯号PLS是由脉波产生器450所产生(如图6所示)。供应电压V_CC被供应至正反器845的输入端D，正反器845的输出端Q产生讯号PWM1。

基于上述，讯号PWM1是由正反器845依据脉波讯号PLS的下降边缘而产生与导通。当讯号V_PWM高于讯号SAW时，比较器840截止讯号PWM1。此外，当振荡讯号CK为逻辑高准位时，讯号PWM1则被重置。若输入讯号S_FB高于最大频率讯号V_FMX时，讯号V_PWM处于低准位状态，且讯号PWM1将为最大工作周期。于轻载期间，当输入讯号S_FB低于最大频率讯号V_FMX时，则讯号PWM1的脉波宽度会依据讯号V_PWM的增加而减少。

讯号V_PWM更耦接脉宽调变单元850，以产生讯号PWM0。脉宽调变单元850接收振荡讯号CK、脉波讯号PLS、输入讯号S_FB、讯号V_PWM、讯号SAW、侦测电路600(如图9所示)所产生的栓锁讯号S_T2、脉宽调变电路400(如图6所示)所产生的停滞时间S_DT及最大频率讯号V_FMX，以产生讯号PWM0。

请参阅图15，其为本发明的控制器的脉宽调变电路的不对称脉宽调变电路的脉宽调变单元的一实施例的电路图。脉宽调变单元850包含脉宽调变箝制电路、比较器860、及闸861、正反器870与875及反及闸865。脉宽调变箝制电路包含缓冲放大器880与890、电流源881、第二取样-保持电路900及比较器878。缓冲放大器880具有一开汲极输出。缓冲放大器880的正输入端耦接电阻820(如图14所示)，以接收讯号V_PWM。缓冲放大器880的输出端耦接缓冲放大器880的负输入端、电流源881的一端及缓冲放大器890的输出端。电流源881的另一端接收供应电压V_CC。电流源881用于拉升准位。换言之，电流源881耦接缓冲放大器880的输出端以拉升准位。另外，开汲极缓冲放大器890箝制缓冲放大器880的输出准位。

比较器878的负输入端耦接控制器100(如图1所示)的FMAX端，以接收最大频率讯号V_FMX。比较器878的正输入端耦接回授输入电路550的输出端(如图9所示)，以接收输入讯号S_FB。比较器878的输出端产生预设定讯号P_RST2。换言之，当输入讯号S_FB高于最大频率讯号V_FMX时，比较器878将输出预设定讯号P_RST2而预先设定第二取样-保持电路900。

第二取样-保持电路900依据讯号V_PWM、栓锁讯号S_T2及预设定讯号P_RST2而产生讯号V_PWMH。当栓锁讯号S_T2被致能(非零电压切换状态)时，讯号V_PWMH将被第二取样保持-电路900取样及保持。在脉波宽度调变运作期间，讯号V_PWMH(具有一准位偏移)会被输出，以箝制可以让第二晶体管20的切换达到(如图1所示)零电压切换的一最高准位。

当输入讯号S_FB低于最大频率讯号V_FMX，脉宽调变箝制电路的第二取样-保持电路900箝制讯号V_PWMH的准位，以限制讯号PWM0的一最小脉波宽度。因此，讯号V_PWMH是作为一第二控制讯号，而前述的控制讯号V_COM即为第一控制讯号。讯号V_PWMH相关于讯号V_PWM。故，由于讯号V_PWM相关于回授讯号V_FB，所以讯号V_PWMH相关于回授讯号V_FB。

缓冲放大器890的正输入端耦接第二取样-保持电路900，以接收讯号V_PWMH。缓冲放大器890的输出端耦接缓冲放大器890的负输入端、电流源881的一端及缓冲放大器880的输出端。缓冲放大器890的输出是受控于讯号V_PWMH。比较器860的负输入端耦接缓冲放大器880与890的输出端及电流源881的一端，以接收讯号V_PWM或讯号V_PWMH。比较器860的正输入端耦接振荡器300(如图5所示)，以接收讯号SAW。当讯号V_PWM或讯号V_PWMH高于讯号SAW时，比较器860的输出端将输出逻辑低准位讯号。

讯号V_PWM经由缓冲放大器880耦接比较器860。此外，讯号V_PWMH经由缓冲放大器890耦接比较器860。当讯号V_PWM或讯号V_PWMH低于讯号SAW时，比较器860将输出一逻辑高准位讯号。及闸861的一输入端耦接比较器860的输出端。及闸861的另一输入端耦接脉宽调变电路400(如图6所示)，以接收停滞时间讯号S_DT。及闸861的输出端耦接正反器870的时脉输入端。也就是说，比较器860的输出及停滞时间讯号S_DT经由及闸861而致能正反器870。

供应电压V_CC供应至正反器870与875的输入端D。正反器870的输出端Q耦接正反器875的时脉输入端。正反器875的输出端Q产生讯号PWM0。换言之，正反器870的输出致能正反器875，以产生讯号PWM0。正反器875的重置输入端R耦接振荡器300(如图5所示)，以接收振荡讯号CK。也就是说，振荡讯号CK用于重置正反器875。

反及闸865的两输入端耦接振荡器300与脉波产生器450(如图6所示)，以接收振荡讯号CK及脉波讯号PLS。反及闸865的输出端耦接正反器870的重置输入端R，以截止正反器870的输出。换言之，振荡讯号CK及脉波讯号PLS经由反及闸865重置正反器870。因此，当讯号V_PWM或讯号V_PWMH低于讯号SAW时，讯号PWM0可以被控制，且周期性的导通。讯号PWM0是依据振荡讯号CK的致能而截止。

请参阅图16，其为本发明的控制器的脉宽调变电路的振荡讯号CK、讯号SAW与讯号PWM0、PWM1的脉波宽度调变的波形图。讯号PWM1的脉波宽度是依据讯号SAW与讯号V_PWM(如图14所示)的比较而调变。讯号PWM0的脉波宽度是依据讯号SAW与讯号V_PWM(或讯号V_PWMH)的比较而调变。因此，第一切换讯号CK₀及第二切换讯号CK₁被调变，而达到第二晶体管20(如图1所示)的零电压切换。脉宽调变箝制电路(如图15所示)的第二取样-保持电路900会箝制讯号V_PWMH的准位，以确保讯号PWM0的最小脉波宽度。讯号PWM0的最小脉波宽度将让第二晶体管20的切换可以达到零电压切换。因为第一切换讯号CK₀的脉波宽度相关于讯号PWM0的脉波宽度，所以第一切换讯号CK₀的最小脉波宽度被脉宽调变箝制电路的第二取样-保持电路900所限制，以达到第二晶体管20的零电压切换。

为了避免非线性的运作，谐振式功率转换器应避免运作于第3区域。因为谐振式功率转换器的切换频率操作于谐振频率时，即可达到最大功率转换与最大效率，因此本发明的设计让谐振式功率转换器的切换频率接近于谐振频率，且避开第3区的非线性运作。

综上所述，仅为本发明的较佳实施例而已，并非用来限定本发明实施的范围，凡依本发明权利要求范围所述的形状、构造、特征及精神所为的均等变化与修饰，均应包括于本发明的权利要求范围内。

Claims (16)

1.一种谐振式功率转换器的控制电路，其特征在于，其包含：

一第一晶体管，经由一谐振电路切换一变压器；

一第二晶体管，经由该谐振电路切换该变压器；

一控制器，接收一回授讯号并产生一第一切换讯号与一第二切换讯号，以分别驱动该第一晶体管与该第二晶体管，该回授讯号相关联于该谐振式功率转换器的一输出；以及

一二极管，耦接该第二晶体管并侦测该第二晶体管的状态，而提供至该控制器；

其中，该第一切换讯号与该第二切换讯号受调变，以让该第二晶体管进行一零电压切换，该谐振式功率转换器的切换频率达到一最大切换频率时，该第一切换讯号与该第二切换讯号的一脉波宽度将会被调变。

2.如权利要求1所述的控制电路，其特征在于，更包含一电阻，其耦接该控制器以决定一最大切换频率。

3.如权利要求1所述的控制电路，其特征在于，其中该控制器包含：

一输入电路，依据该回授讯号、一最大频率讯号与该第二晶体管的状态而产生一控制讯号，该控制讯号的一最大值被箝制，以限制该第一切换讯号与该第二切换讯号的一最小切换频率；

一振荡电路，依据该控制讯号产生一振荡讯号；以及

一脉宽调变电路，依据该振荡讯号与该最大频率讯号而产生该第一切换讯号与该第二切换讯号。

4.如权利要求1所述的控制电路，其特征在于，更包含一脉宽调变箝制电路，其限制该第一切换讯号的一最小脉波宽度，让该第二晶体管进行该零电压切换。

5.如权利要求1所述的控制电路，其特征在于，更包含一最小频率箝制电路，其限制该第一切换讯号与该第二切换讯号的一最小切换频率，让该第一晶体管与该第二晶体管进行该零电压切换。

6.如权利要求1所述的控制电路，其特征在于，其中该控制器包含一第一取样-保持电路，其箝制一第一控制讯号而限制一最小切换频率，该第一控制讯号相关联于该回授讯号。

7.如权利要求6所述的控制电路，其特征在于，其中该第一取样-保持电路包含：

一类比数位转换电路，转换一讯号为一数位讯号；

一暂存器，耦接该类比数位转换电路，并栓锁该类比数位转换电路的该数位讯号于该暂存器；以及

一数位类比转换电路，耦接该暂存器，并转换该暂存器所输出的该数位讯号为一类比讯号，该类比讯号用于箝制该第一控制讯号。

8.如权利要求1所述的控制电路，其特征在于，其中该控制器更包含一取样-保持电路，其箝制一控制讯号，以限制该第一切换讯号的一最小脉波宽度，该控制讯号相关联于该回授讯号。

9.一种谐振式功率转换器的控制方法，其特征在于，其包含：

接收一回授讯号并产生一切换讯号；

经由一晶体管切换一变压器与一谐振电路；

侦测该晶体管的状态，以进行一零电压切换；以及

限制该晶体管的一最小切换频率，以进行该零电压切换；

其中，该晶体管受驱动于该切换讯号，该回授讯号相关联于该谐振式功率转换器的一输出，该谐振式功率转换器的切换频率达到一最大切换频率时，该切换讯号的一脉波宽度将会被调变。

10.如权利要求9所述的控制方法，其特征在于，更藉由一电阻决定该切换讯号的一最大切换频率。

11.如权利要求9所述的控制方法，其特征在于，其中侦测该晶体管的状态，是藉由一二极管侦测该晶体管的状态，该二极管耦接于该晶体管。

12.如权利要求9所述的控制方法，其特征在于，更包含：

依据该回授讯号、一最大频率讯号与该晶体管的状态而产生一控制讯号；

依据该控制讯号产生一振荡讯号；以及

依据该振荡讯号与该最大频率讯号而产生该切换讯号；

其中，该控制讯号的一最大值被箝制，以限制该切换讯号的一最小切换频率。

13.如权利要求9所述的控制方法，其特征在于，更藉由一脉宽调变箝制电路限制该切换讯号的一最小脉波宽度，让该晶体管进行该零电压切换。

14.如权利要求9所述的控制方法，其特征在于，更藉由一最小频率箝制电路限制该切换讯号的一最小切换频率，让该晶体管进行该零电压切换。

15.如权利要求9所述的控制方法，其特征在于，更藉由一第一取样-保持电路箝制一第一控制讯号，而限制一最小切换频率，该第一控制讯号相关联于该回授讯号。

16.如权利要求9所述的控制方法，其特征在于，更藉由一取样-保持电路箝制一控制讯号，以限制该切换讯号的一最小脉波宽度，该控制讯号相关联于该回授讯号。