JPH10333760A - 電源回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 本発明は電源回路に関し、負荷に流れる突入
電流を抑制しつつ定常点灯までの時間を速くすることが
できる電源回路を提供することを目的としている。 【解決手段】 負荷に流れる電流乃至は負荷に流れる電
流に相当する電流を検出する電流検出部と、入力電圧を
受けて、前記電流検出部の出力によりその出力電圧を制
御する出力電圧制御部とを具備する電源回路において、
前記電流検出部内に、検出電流を徐々に大きくするため
の検出電流設定部を設けて構成する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は電源回路に関し、更
に詳しくは電流制御回路を備えた電源回路に関する。

【０００２】電源回路の負荷としては種々のものが考え
られる。この中で、負荷としてランプを用いる場合、ラ
ンプのインピーダンスはランプのフィラメントの温度に
依存している。ランプの冷間抵抗（非点灯時の抵抗）
は、ランプ点灯時の抵抗値（安定値）と比べて非常に小
さい。

【０００３】例えば、点灯時のフィラメント抵抗値を
３．１Ωとすると、冷間抵抗値は０．２５Ω程度であ
る。従って、ランプを定電圧で駆動すると、点灯の瞬間
に非常に大きい突入電流（ラッシュカレント）が流れ
る。前述の例では、３．１／０．２５＝１２．４倍の電
流が流れる。

【０００４】この突入電流により過渡的に過大なジュー
ル熱が発生するので、ランプのフィラメントの劣化が早
まり、ランプの寿命を縮めることになる。

【０００５】

【従来の技術】図１３は従来の電源回路の構成例を示す
図である。図において、１は入力直流電圧を受けて所定
の直流出力電圧を発生する出力電圧制御部である。２は
該出力電圧制御部１と接続される負荷としてのランプで
ある。

【０００６】出力電圧制御部１において、Ｑ１は入力電
圧と出力電圧間に接続され、入力電圧と出力電圧との差
を可変にして、出力電圧を一定に保持するシリーズレギ
ュレータとしてのトランジスタである。

【０００７】１１は該トランジスタＱ１のベースに制御
電圧を印加する誤差増幅部である。該誤差増幅部１１
は、抵抗Ｒ１，Ｒ２と基準電源１２と、誤差増幅器Ｕ１
より構成される。該誤差増幅部１１は出力電圧ラインと
コモンライン間に接続された抵抗Ｒ１とＲ２よりなる分
圧回路から取り出される電圧と、基準電圧とを誤差増幅
器Ｕ１により比較し、その差分が０になるようにトラン
ジスタＱ１を駆動する。１２は誤差増幅器Ｕ１の正入力
に基準電圧として入力される基準電源である。

【０００８】図１４，図１５は従来回路の動作説明図で
ある。従来回路では、図１４のａに示すように、基準電
源１２を徐々に立ち上げて定常値に達するようにしてい
る。これに応じて、出力電圧Ｖｏもｂに示すように徐々
に大きくなっている。このように、定電圧電源の出力電
圧を徐々に立ち上げることにより、ランプ２に突入電流
が流れることを防止している。

【０００９】

【発明が解決しようとする課題】ランプ２のフィラメン
ト抵抗値の上昇スピード、温度特性を考慮して駆動電圧
を徐々に上昇させるようにしているが、実際の動作にお
いては困難である。例えば図１４に示すように、基準電
源の立ち上げスピードがフィラメントの抵抗値の上昇ス
ピードよりも速い場合（ａ１とｃ１参照）、電源出力Ｖ
ｏは基準電源１２に追随して上昇し、ｄ１に示すように
ランプ２に突入電流が流れる。

【００１０】逆に基準電源１２の立ち上げが十分に遅い
場合、図１５のａ２に示すように基準電源１２はゆっく
り上昇し、電源出力電圧Ｖｏもこれに追随して上昇す
る。この結果、ｄ２に示すように電源出力電流Ｉｏは突
入電流とはならないが、ランプが定常状態に入って点灯
するまでの時間が長くなる。

【００１１】また、初期電圧Ｖｏ０が十分に小さくない
場合、ｃ３に示すランプインピーダンスに対して十分小
さくないため、ｄ３に示すようにランプに突入電流が流
れる。出力電圧Ｖｏの初期値がＶｏ０と比較的大きい場
合、当初のランプのインピーダンスＺｏとしてＶｏ０／
Ｚｏで与えられる突入電流が流れる。

【００１２】本発明はこのような課題に鑑みてなされた
ものであって、負荷に流れる突入電流を抑制しつつ定常
点灯までの時間を速くすることができる電源回路を提供
することを目的としている。

【００１３】

【課題を解決するための手段】

（１）図１は本発明の原理ブロック図である。図におい
て、２は電源回路の負荷、３０は負荷２に流れる電流乃
至は負荷２に流れる電流に相当する電流を検出する電流
検出部、２０は入力電圧を受けて、前記電流検出部３０
の出力によりその出力電圧を制御する出力電圧制御部で
ある。４０は前記電流検出部３０内に設けられた、検出
電流を徐々に大きくするための検出電流設定部である。

【００１４】この発明の構成によれば、電流検出部３０
が負荷２に流れる電流を検出して、検出電流設定部４０
が負荷２に突入電流が流れることがないように制御する
結果、ランプに流れる突入電流を抑制しつつ定常点灯ま
での時間を速くすることができる。

【００１５】（２）この場合において、前記電流検出部
３０は、検出電流設定部４０の機能により電源立ち上げ
時に、負荷２への突入電流を抑止することを特徴として
いる。

【００１６】この発明の構成によれば、電流検出部３０
内の検出電流設定部４０が出力電圧制御部２０の出力電
圧を制御して、負荷２への突入電流を抑止することがで
きる。

【００１７】（３）また、前記出力電圧制御部２０は、
電圧入力部と電圧出力部との間に設けられたバイポーラ
トランジスタ又は電界効果トランジスタの電圧降下量を
制御することにより、出力電圧を一定に保持することを
特徴としている。

【００１８】この発明の構成によれば、電圧入力部と電
圧出力部との間に設けられたバイポーラトランジスタ又
は電界効果トランジスタの電圧降下量を制御するシリー
ズレギュレータとして動作させることにより、出力電圧
を一定に保持させることができる。

【００１９】（４）また、前記出力電圧制御部２０とし
てスイッチングコンバータを用い、スイッチのデューテ
ィを変化させることにより出力電圧を制御することを特
徴としている。

【００２０】この発明の構成によれば、出力電圧制御部
２０にスイッチングコンバータを用いたＰＷＭ制御方式
を用いることにより、電源の効率を向上させることがで
きる。

【００２１】（５）また、前記電流検出部３０は、出力
電圧制御部２０の出力電流を検出することを特徴として
いる。この発明の構成によれば、前記電流検出部３０は
出力電圧制御部２０の出力電流を検出して、該出力電流
が徐々に上昇するような制御を行なうことができる。

【００２２】（６）また、前記電流検出部３０は、出力
電圧制御部２０の入力電流を検出することを特徴として
いる。この発明の構成によれば、前記電流検出部３０は
出力電圧制御部２０の入力電流を検出して、その出力電
流が徐々に上昇するような制御を行なうことができる。

【００２３】（７）また、前記電流検出部３０は、出力
電圧制御部２０の入力又は出力の直流電流値を検出する
ことを特徴としている。この発明の構成によれば、前記
電流検出部３０は、出力電圧制御部２０の入力又は出力
の直流電流値を検出して、負荷２へ突入電流が流れるこ
とを防止することができる。

【００２４】（８）また、前記出力電圧制御部としてス
イッチングコンバータを用いるものにおいて、前記電流
検出部３０はスイッチングコンバータの整流回路に入力
される交流電流値を検出することを特徴としている。

【００２５】この発明の構成によれば、電流検出部３０
はスイッチングコンバータの整流回路に入力される交流
電流値を検出して、負荷２へ突入電流が流れることを防
止することができる。

【００２６】（９）更に、前記出力電圧制御部２０とし
てスイッチングコンバータを用いるものにおいて、前記
電流検出部３０はスイッチングコンバータのスイッチ素
子に流れる交流電流値を検出することを特徴としてい
る。

【００２７】この発明の構成によれば、スイッチングコ
ンバータのスイッチ素子に流れる交流値を検出すること
により、負荷２へ突入電流が流れることを防止すること
ができる。

【００２８】このような突入電流抑止制御を行なう結
果、ランプ負荷の定常点灯までの時間を速くすることが
できる。

【００２９】

【発明の実施の形態】以下、図面を参照して本発明の実
施の形態例を詳細に説明する。図２は本発明の第１の実
施の形態例を示す回路図である。図１，図１３と同一の
ものは、同一の符号を付して示す。図において、２は電
源回路の負荷、３０は負荷２に流れる電流乃至は負荷２
に流れる電流に相当する電流を検出する電流検出部、２
０は入力電圧を受けて、前記電流検出部３０の出力によ
りその出力電圧を制御する出力電圧制御部である。負荷
２としては、例えば前述したランプが用いられる。

【００３０】出力電圧制御部２０は、抵抗分圧回路を構
成する抵抗Ｒ１，Ｒ２と、基準電圧を与える基準電源１
２と誤差増幅器として機能する誤差増幅器Ｕ１とシリー
ズレギュレータとして機能するトランジスタＱ１より構
成されている。抵抗Ｒ１とＲ２の接続点の電圧は誤差増
幅器Ｕ１の負入力に入り、基準電源１２は誤差増幅器Ｕ
１の正入力に入っている。そして、誤差増幅器Ｕ１の出
力でトランジスタＱ１のベースを駆動する。入力電圧は
トランジスタＱ１のコレクタに入り、エミッタから出力
電圧が取り出される。誤差増幅器Ｕ１と、抵抗分圧回路
と、基準電源１２とで誤差増幅部１１を構成している。

【００３１】電流検出部３０において、Ｒ３は負荷２
（ここではランプ）に流れる出力電流Ｉｏを検出する電
流検出抵抗、３２は時間と共に上昇する電圧を発生する
電源、Ｕ２は負入力に電流検出抵抗Ｒ３の出力を、正入
力に電源３２の出力を受ける比較増幅器である。該比較
増幅器Ｕ２の出力は前記トランジスタＱ１のベースに接
続されている。そして、電源３２が検出電流を徐々に大
きくするための検出電流設定部４０を構成している。こ
のように構成された回路の動作を説明すれば、以下の通
りである。

【００３２】先ず、検出電流設定部である電源３２の出
力電圧を、時間と共に上昇させるようにする。図３は第
１の実施の形態例の動作説明図であり、ａが検出電流設
定部３２の特性であり、時間と共にその出力が上昇する
ようになっている。電源スイッチオン時（ｔ＝０）の検
出電流設定部３２の初期値をＩｏ０’とする。

【００３３】電流検出抵抗Ｒ３の出力（抵抗両端の電
圧）は、電源の出力電流Ｉｏに比例する。ここで、比較
増幅器Ｕ２の出力は、検出電流設定部３２の電圧と電流
検出抵抗Ｒ３の出力とが等しくなるようにトランジスタ
Ｑ１を制御する。

【００３４】例えば、電源の出力電流Ｉｏが増加して、
検出電流設定部３２の出力より電流検出抵抗Ｒ３の出力
が大きくなった場合、比較増幅器Ｕ２はトランジスタＱ
１をオフ方向に制御するので、電源の出力電圧Ｖｏが低
下し、負荷２に流れる電流が減少する。

【００３５】逆に、電源の出力電圧が低く、電源の出力
電流Ｉｏが減少して検出電流設定部３２の電圧より電流
検出抵抗Ｒ３の出力が小さくなった場合、比較増幅器Ｕ
２はトランジスタＱ１をオン方向に制御するので、電源
出力電圧が上昇し、負荷２に流れる電流が増加する。

【００３６】即ち、図２の回路では、出力電流Ｉｏは検
出電流設定部３２の出力と同じ形で時間と共に上昇する
特性となる。図３のｂは電源出力電流Ｉｏの特性を示
す。ａに示す検出電流設定部３２の上昇特性に追随して
上昇し、その後定常値に達して一定となる。

【００３７】ところで、電流検出部３０の出力と、誤差
増幅器Ｕ１の出力はトランジスタＱ１のベースでオア接
続されており、両出力の低い方によりトランジスタＱ１
が制御される。従って、電流検出部３０は電源出力電圧
Ｖｏが定常電圧値に達するまでの上昇期間では電流制御
を行なっており、電源電圧Ｖｏが定常電圧に達すると、
回路は出力電圧制御部２０により制御される定電圧電源
となる。

【００３８】図３のｂはこのような特性を持つ電源出力
電流Ｉｏを示しており、電源スイッチオン時の初期値を
Ｉｏ０として、最初の期間は電流制御部分、電圧が一定
したら電圧制御部分として機能している。

【００３９】前期電検出部３０において、電源出力電流
の初期値Ｉｏ０を抑制するため、これに対応した検出電
流設定部３２の初期値Ｉｏ０’を小さい値に設定する。
通常は、Ｉｏ０を０〜ランプの定常電流程度の電流値に
設定する。かつ、ランプ２のフィラメントが発熱して温
度上昇するスピードと同じ程度又はこれより遅いスピー
ドに、検出電流設定部３２の設定値の上昇スピードを定
める。

【００４０】その理由は、上昇スピードがフィラメント
温度上昇スピードよりも速いと、ランプのインピーダン
スが安定する前に電流制御が終了し、駆動電源が定電圧
電源になってしまうからである。この場合、電流波形は
電源オンから遅れてピーク値を持つ。

【００４１】以上のような動作において、図３のｃはラ
ンプインピーダンスＺｏ、ｄは電源出力電圧Ｖｏの特性
を示している。ランプインピーダンスＺｏは、冷間抵抗
から徐々に上昇して定常値に達する。電源出力電圧は、
電流制御時には徐々に上昇し、電圧制御時には一定値を
とる。

【００４２】この実施の形態例によれば、検出電流設定
部３２の初期値と設定値スピードを与えることにより、
ランプオン時の突入電流を抑制することができる。ま
た、この実施の形態例によれば、電流検出部３０が検出
電流設定部３２の機能により、電源立ち上げ時に、負荷
２（ランプ）への突入電流を抑止し、出力電圧制御部２
０の出力電圧を制御して、負荷２への突入電流を抑止す
ることができる。

【００４３】上述の実施の形態例では、シリーズレギュ
レータとしてバイポーラトランジスタを用いた場合を例
にとったが、本発明はこれに限るものではなく、電界効
果トランジスタ（ＦＥＴ）を使用することもできる。

【００４４】この場合、電圧入力部と電圧出力部との間
に設けられたバイポーラトランジスタ又は電界効果トラ
ンジスタの電圧降下量を制御するシリーズレギュレータ
として動作させることにより、出力電圧を一定に保持さ
せることができる。

【００４５】更に、この実施の形態例によれば、電流検
出部３０が出力電圧制御部２０の出力電流を検出して、
該出力電流が徐々に上昇するような制御を行なうことが
できる。

【００４６】図４は本発明の第２の実施の形態例を示す
回路図である。図２と同一のものは、同一の符号を付し
て示す。この実施の形態例は、電流検出部３０で検出す
る電流を出力電圧制御部２０の前段から取り込むように
したものである。通常、電源回路の動作電流（内部消費
電流）は、電源出力電流に比較して十分に小さいので、
出力電圧制御部２０の前後で電流検出部３０にて検出す
る電流値はほぼ等しいことに基づき、負荷電流を出力電
圧制御部２０の前段から検出するようにしたものであ
る。従って、その動作は図２に示す回路と同じであるの
で、その動作説明は省略する。効果も同じである。

【００４７】この実施の形態例の場合、電流検出部３０
が出力電圧制御部２０の入力電流を検出して、その出力
電流が徐々に上昇するような制御を行なうことができ
る。また、上記実施の形態例１と２によれば、電流検出
部３０は、出力電圧制御部２０の入力又は出力の直流電
流を検出して、負荷２へ突入電流が流れることを防止す
ることができる。

【００４８】図５は本発明の第３の実施の形態例を示す
回路図である。図２と同一のものは、同一の符号を付し
て示す。この実施の形態例は、出力電圧制御部２０にス
イッチングコンバータを使用したものである。出力電圧
制御部２０において、２２はスイッチ素子２３のスイッ
チングによるノイズを抑圧して入力電源に戻さないよう
にしたフィルタ回路、２３は入力電圧をスイッチイング
して交流を作るスイッチ素子、２４は該スイッチ素子２
３の出力を受けて直流に変換する整流回路、２５は該整
流回路２４の出力を受けるフィルタ回路である。２６は
誤差増幅部１１の出力を受けて、スイッチ素子２３のオ
ン／オフ比率（デューティ）を制御する時比率制御を行
なう時比率制御回路である。このように構成された回路
の動作を説明すれば、以下の通りである。

【００４９】スイッチング方式の電源では、スイッチ素
子２３のオン／オフの時比率（デューティ）によって出
力電圧を決定する。出力電圧制御部２０において、スイ
ッチ素子２３はオンとオフの状態を繰り返しており、こ
の時交流電流が発生する。この交流電流を整流回路２４
により整流して、フィルタ回路２５を通して直流出力電
圧Ｖｏを得る。

【００５０】誤差増幅器Ｕ１の入力電圧（即ち出力電圧
制御部２０の出力電圧）が低下すると、時比率制御回路
２６は、スイッチ素子２３とのオンとなる時間割合を増
加させる。逆に、誤差増幅器Ｕ１の入力電圧（即ち出力
電圧制御部２０の出力電圧）が上昇すると、時比率制御
回路２６は、スイッチ素子２３のオフとなる時間割合を
増加させる。このようにして出力電圧Ｖｏを一定に保
つ。

【００５１】この実施の形態例では、電流検出部３０の
出力（比較増幅器Ｕ２の出力）を出力電圧制御部２０の
誤差増幅部１１の出力とオア接続して、時比率制御回路
２６に入力しているので、接続点の低い電圧で時比率制
御回路２６は駆動され、図２に示す回路と同様の動作を
行なう。

【００５２】この実施の形態例によれば、出力電圧制御
部２０にスイッチングコンバータを用いたＰＷＭ制御方
式を用いることにより、電源の効率を向上させることが
できる。

【００５３】図６は本発明の第４の実施の形態例を示す
回路図である。図５と同一のものは、同一の符号を付し
て示す。この実施の形態例は、電流検出部３０で検出す
る電流を出力電圧制御部２０の前段から取り込むように
したものである。通常、電源回路の動作電流（内部消費
電流）は、電源出力電流に比較して十分に小さいので、
出力電圧制御部２０の前後で電流検出部３０にて検出す
る電流値はほぼ等しいことに基づき、負荷電流を出力電
圧制御部２０の前段から検出するようにしたものであ
る。従って、その動作は図５に示す回路と同じであるの
で、その動作説明は省略する。効果も同じである。

【００５４】図７は本発明の第５の実施の形態例を示す
回路図である。図５と同一のものは、同一符号を付して
示す。この実施の形態例は、電流検出部３０を構成する
電流検出回路を、出力電圧制御部２０のスイッチ素子２
３と整流回路２４の間に直列に接続したものである。図
の３３がこの電流検出回路である。該電流検出回路３３
は、比較増幅器Ｕ２の負入力に入っている。このように
構成された回路の動作を説明すれば、以下の通りであ
る。

【００５５】スイッチ素子２３が入力電圧をスイッチン
グする結果、その出力は交流電圧となる。従って、電流
検出回路３３はスイッチ素子２３に流れる交流電流を検
出することになる。この交流電流は整流回路２４を流
れ、負荷２に流れる負荷電流に比例している。電流検出
回路３３で検出された電流信号は、整流回路（図示せ
ず）にて整流された後、比較増幅器Ｕ２の負入力に入
る。この結果、比較増幅器Ｕ２は、入力電流値と電源３
２の値が等しくなるような制御信号を出力する。

【００５６】比較増幅器Ｕ２の出力と誤差増幅器Ｕ１の
出力はオア接続されているので、低い方の電圧信号が制
御信号として時比率制御回路２６に入り、スイッチ素子
２３のオン／オフ制御を行なう。つまり、図７に示す回
路は図５に示す回路と同様の動作を行なう。

【００５７】この結果、電流検出部３０内の検出電流設
定部３２が出力電圧制御部２０の出力電圧を制御して、
負荷２への突入電流を抑止することができる。また、こ
の実施の形態例によれば、電流検出部３０は、スイッチ
ングコンバータの整流回路２４に入力される交流電流値
を検出して、負荷２へ突入電流が流れることを防止する
ことができる。

【００５８】図８は本発明の第６の実施の形態例を示す
回路図である。図７と同一のものは、同一の符号を付し
て示す。この実施の形態例は、図７に示す第５の実施の
形態例で用いた電流検出回路３３をフィルタ回路２２と
スイッチ素子２３との間に直列に接続したものである。
このように構成された回路の動作を説明すれば、以下の
通りである。

【００５９】出力電圧制御部２０の整流回路２４に流れ
る電流は交流電流である。この交流電流の振幅は電源出
力電流に比例しており、スイッチ素子２３に流れる交流
電流の振幅は整流回路２４の入力電流の振幅に比例して
いる。従って、図７の実施の形態例における電流検出回
路３３をスイッチ素子２３の前に配置しても、その効果
は図７に示す回路と同じである。

【００６０】この実施の形態例によれば、スイッチング
コンバータのスイッチ素子に流れる交流電流値を検出す
ることにより、負荷２へ突入電流が流れることを防止す
ることができる。

【００６１】図９は本発明の第７の実施の形態例を示す
回路図である。図２と同一のものは、同一の符号を付し
て示す。図において、Ｒ４はトランジスタＱ１にベース
電流を流すための抵抗、Ｄ１は誤差増幅器Ｕ１からの電
流の流れ出しを防止するダイオード、Ｄ２は比較増幅器
Ｕ２からの電流の流れ出しを防止するためのダイオード
である。これらダイオードＤ１，Ｄ２はアノード側が共
通接続され、オア接続されている。

【００６２】Ｄ３は誤差増幅器Ｕ１に基準電圧を与える
ツェナーダイオード、Ｒ５は該ツェナーダイオードＤ３
に動作電流を流すための抵抗、Ｒ７は誤差増幅器Ｕ１の
入力と出力間に接続され、該誤差増幅器Ｕ１のゲインを
決定する抵抗である。Ｒ８とＲ９は比較増幅器Ｕ２のゲ
インを決定する抵抗、Ｃはコンデンサ、Ｒ６は該コンデ
ンサＣを充電する電流を流す抵抗である。

【００６３】抵抗Ｒ５の他端は入力電源側と接続され、
抵抗Ｒ６の他端も入力電源側と接続されている。そし
て、抵抗Ｒ５とツェナーダイオードＤ３とで、図２の基
準電源１２を構成している。また、抵抗Ｒ６とコンデン
サＣとで図２の電源３２（検出電流を徐々に大きくする
ための検出電流設定部４０）を構成している。このよう
に構成された回路の動作を説明すると、以下の通りであ
る。

【００６４】図１０は第７の実施の形態例の動作説明図
である。電源回路のスイッチをオンにすると、抵抗Ｒ６
とコンデンサＣとで構成される検出電流設定部３２の出
力は、図１０のａに示すように、抵抗Ｒ６とコンデンサ
Ｃの時定数で決まるレートで徐々に上昇する。ａはコン
デンサＣの充電特性を示している。電圧初期値はＶｏ
０’である。

【００６５】比較増幅器Ｕ２は、この徐々に立ち上がる
電圧と、検出抵抗Ｒ３で検出された電流値が等しくなる
ように、フィードバック制御を行なうので、電源の出力
電流Ｉｏは図１０のｂに示すように徐々に立ち上がって
いく。つまり、ａに示す電圧波形に追随して時間と共に
上昇する特性となる。

【００６６】この場合において、電源出力電流Ｉｏの初
期値Ｉｏ０を抑えるため、これに対応した検出電流設定
部３２の初期値Ｉｏ０’を小さい値に設定する。かつ、
負荷であるランプ２のフィラメントが発熱して温度上昇
するスピードと同じ程度又はこれより遅いスピードにな
るなるように、検出電流設定部３２の上昇スピードを決
める。これは、検出電流設定部３２の上昇スピードがフ
ィラメントの温度上昇スピードより速いと、ランプ２の
インピーダンスが安定する前に定電流制御が終了し、駆
動電源が定電圧電源になってしまうからである。

【００６７】この時、ランプインピーダンスＺｏは図１
０のｃに示すように徐々に増大するが、出力電圧Ｖｏも
ｄに示すように徐々に増大するため、ランプインピーダ
ンスが小さい時における突入電流を抑止することができ
る。以上のような、検出電流設定部３２の初期値と設定
値上昇スピードを与えることにより、ランプオン時の突
入電流を抑止することができる。

【００６８】図１１は本発明の第８の実施の形態例を示
す回路図である。図６，図７，図９と同一のものは、同
一の符号を付して示す。図において、２２はスイッチン
グ素子のスイッチングによるノイズを抑圧するフィルタ
回路であり、コイルＬ１とコンデンサＣ１，Ｃ２から構
成されている。３３は該フィルタ回路２２とスイッチ素
子であるトランジスタＱ２の間に直列に接続された電流
検出回路である。

【００６９】該電流検出回路３３において、ＣＴはスイ
ッチ素子Ｑ２（図６の２３に対応）に流れる交流電流を
検出するカレントトランス、Ｒ１０はカレントトランス
ＣＴの比較増幅器Ｕ２側の巻線電流を電圧に変換するた
めの抵抗、Ｄ４は該抵抗Ｒ１０に発生する交流電圧を整
流するダイオード、Ｃ４は該ダイオードＤ４の出力を保
持するコンデンサである。ダイオードＤ４とコンデンサ
Ｃ４とでピーク整流回路を構成している。そして、カレ
ントトランスＣＴと該ピーク整流回路とで、電流検出回
路３３を構成している。

【００７０】３２は入力電源に接続された検出電流設定
部である。該検出電流設定部３２において、Ｒ１１とＲ
１２は入力電源間に接続された分圧抵抗、Ｑ３は該分圧
抵抗の分圧点にそのベースが接続されたＰＮＰトランジ
スタである。Ｒ１３は入力電源とトランジスタＱ３のエ
ミッタ間に接続された抵抗、Ｃ３はトランジスタＱ３の
コレクタと入力電源ライン間に接続されたコンデンサで
ある。これら抵抗Ｒ１１〜Ｒ１３，トランジスタＱ３，
コンデンサＣ３とで検出電流設定部３２を構成してい
る。

【００７１】誤差増幅器Ｕ１と比較増幅器Ｕ２の出力
は、それぞれダイオードＤ１，Ｄ２でオア結合され、時
比率制御回路２６に入っている。Ｑ２はスイッチ素子と
してのＮＰＮトランジスタで、時比率制御回路２６によ
りスイッチング周期中のオン時間の割合（デューティ）
が制御される。

【００７２】Ｄ５はスイッチ素子Ｑ２の出力を整流する
整流回路２４としてのダイオードである。２５はコイル
Ｌ２とコンデンサＣ４より構成されるフィルタ回路であ
る。そして、該フィルタ回路２５の出力が電源回路の出
力電圧となる。このように構成された回路の動作を説明
すれば、以下の通りである。

【００７３】図１２は第８の実施の形態例の動作説明図
である。検出電流設定部３２は、トランジスタＱ３を用
いた定電流回路となっている。従って、この定電流回路
で充電されるコンデンサＣ３の電圧はａに示すように直
線状に上昇していく。初期値はＩｏ０’である。従っ
て、電源の出力電流Ｉｏは、検出電流設定部３２の出力
と同じ形で時間と共に上昇するｂに示すような特性とな
る。

【００７４】ここで、電源出力電流Ｉｏの初期値Ｉｏ０
を抑えるため、この初期値に対応している検出電流設定
部３２の初期値Ｉｏ０’を小さい値に設定する。かつ、
ランプ２のフィラメントが発熱して温度上昇するスピー
ドと同じ程度か又はこれより遅いスピードになるよう
に、検出電流設定部３２の上昇スピードを決定する。こ
のように決定するのは、検出電流設定部３２の上昇スピ
ードがフィラメントの温度上昇スピードよりも速いと、
ランプのインピーダンスＺｏが安定する前に定電流制御
が終了し、駆動電源が定電圧電源になってしまうからで
ある。

【００７５】この時、ランプインピーダンスＺｏは図１
２のｃに示すように徐々に増大するが、出力電圧Ｖｏも
ｄに示すように徐々に増大するため、ランプインピーダ
ンスが小さい時における突入電流を抑止することができ
る。以上のような、検出電流設定部３２の初期値と設定
値上昇スピードを与えることにより、ランプオン時の突
入電流を抑止することができる。

【００７６】前述した各種の実施の形態例において、突
入電流抑止制御を行なう結果、ランプ負荷の定常点灯ま
での時間を速くすることができる。上述の実施の形態例
では、温度によりインピーダンスが変化する負荷として
ランプを用いた場合を例にとったが、本発明はこれに限
るものではなく、同様な特性を持つ他の種類の負荷を用
いることができる。また、スイッチングコンバータに用
いるスイッチ素子もトランジスタ又は電界効果トランジ
スタに限るものではなく、他の種類のスイッチ素子を用
いることができる。

【００７７】

【発明の効果】以上、詳細に説明したように、本発明に
よれば、 （１）負荷に流れる電流乃至は負荷に流れる電流に相当
する電流を検出する電流検出部と、入力電圧を受けて、
前記電流検出部の出力によりその出力電圧を制御する出
力電圧制御部とを具備する電源回路において、前記電流
検出部内に、検出電流を徐々に大きくするための検出電
流設定部を設けることにより、電流検出部が負荷に流れ
る電流を検出して、検出電流設定部が負荷に突入電流が
流れることがないように制御する結果、ランプに流れる
突入電流を抑制しつつ定常点灯までの時間を速くするこ
とができる。

【００７８】（２）この場合において、前記電流検出部
は、検出電流設定部の機能により電源立ち上げ時に、負
荷への突入電流を抑止することにより、電流検出部内の
検出電流設定部が出力電圧制御部の出力電圧を制御し
て、負荷２への突入電流を抑止することができる。

【００７９】（３）また、前記出力電圧制御部は、電圧
入力部と電圧出力部との間に設けられたバイポーラトラ
ンジスタ又は電界効果トランジスタの電圧降下量を制御
することにより、出力電圧を一定に保持することによ
り、電圧入力部と電圧出力部との間に設けられたバイポ
ーラトランジスタ又は電界効果トランジスタの電圧降下
量を制御するシリーズレギュレータとして動作させて、
出力電圧を一定に保持させることができる。

【００８０】（４）また、前記出力電圧制御部としてス
イッチングコンバータを用い、スイッチのデューティを
変化させることにより出力電圧を制御することにより、
出力電圧制御部にスイッチングコンバータを用いたＰＷ
Ｍ制御方式を用いることにより、電源の効率を向上させ
ることができる。

【００８１】（５）また、前記電流検出部は、出力電圧
制御部の出力電流を検出することにより、前記電流検出
部は出力電圧制御部の出力電流を検出して、該出力電流
が徐々に上昇するような制御を行なうことができる。

【００８２】（６）また、前記電流検出部は、出力電圧
制御部の入力電流を検出することにより、前記電流検出
部は出力電圧制御部の入力電流を検出して、その出力電
流が徐々に上昇するような制御を行なうことができる。

【００８３】（７）また、前記電流検出部は、出力電圧
制御部の入力又は出力の直流電流値を検出することによ
り、前記電流検出部は、出力電圧制御部の入力又は出力
の直流電流値を検出して、負荷２へ突入電流が流れるこ
とを防止することができる。

【００８４】（８）また、前記出力電圧制御部としてス
イッチングコンバータを用いるものにおいて、前記電流
検出部はスイッチングコンバータの整流回路に入力され
る交流電流値を検出することにより、電流検出部はスイ
ッチングコンバータの整流回路に入力される交流電流値
を検出して、負荷２突入電流が流れることを防止するこ
とができる。

【００８５】（９）更に、前記出力電圧制御部としてス
イッチングコンバータを用いるものにおいて、前記電流
検出部はスイッチングコンバータのスイッチ素子に流れ
る交流電流値を検出することにより、スイッチングコン
バータのスイッチ素子に流れる交流値を検出して、負荷
２へ突入電流が流れることを防止することができる。

【００８６】このように、本発明によれば、負荷に流れ
る突入電流を抑制しつつ定常点灯までの時間を速くする
ことができる電源回路を提供することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の原理ブロック図である。

【図２】本発明の第１の実施の形態例を示す回路図であ
る。

【図３】第１の実施の形態例の動作説明図である。

【図４】本発明の第２の実施の形態例を示す回路図であ
る。

【図５】本発明の第３の実施の形態例を示す回路図であ
る。

【図６】本発明の第４の実施の形態例を示す回路図であ
る。

【図７】本発明の第５の実施の形態例を示す回路図であ
る。

【図８】本発明の第６の実施の形態例を示す回路図であ
る。

【図９】本発明の第７の実施の形態例を示す回路図であ
る。

【図１０】第７の実施の形態例の動作説明図である。

【図１１】本発明の第８の実施の形態例を示す回路図で
ある。

【図１２】第８の実施の形態例の動作説明図である。

【図１３】従来回路の構成例を示す図である。

【図１４】従来回路の動作説明図である。

【図１５】従来回路の動作説明図である。

【符号の説明】

２ 負荷 ２０ 出力電圧制御部 ３０ 電流検出部 ４０ 検出電流設定部

Claims (9)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 負荷に流れる電流乃至は負荷に流れる電
   流に相当する電流を検出する電流検出部と、 入力電圧を受けて、前記電流検出部の出力によりその出
   力電圧を制御する出力電圧制御部とを具備する電源回路
   において、 前記電流検出部内に、検出電流を徐々に大きくするため
   の検出電流設定部を設けたことを特徴とする電源回路。
2. 【請求項２】 前記電流検出部は、検出電流設定部の機
   能により電源立ち上げ時に、負荷への突入電流を抑止す
   ることを特徴とする請求項１記載の電源回路。
3. 【請求項３】 前記出力電圧制御部は、電圧入力部と電
   圧出力部との間に設けられたバイポーラトランジスタ又
   は電界効果トランジスタの電圧降下量を制御することに
   より、出力電圧を一定に保持することを特徴とする請求
   項１記載の電源回路。
4. 【請求項４】 前記出力電圧制御部としてスイッチング
   コンバータを用い、スイッチのデューティを変化させる
   ことにより出力電圧を制御することを特徴とする請求項
   １記載の電源回路。
5. 【請求項５】 前記電流検出部は、出力電圧制御部の出
   力電流を検出することを特徴とする請求項１記載の電源
   回路。
6. 【請求項６】 前記電流検出部は、出力電圧制御部の入
   力電流を検出することを特徴とする請求項１記載の電源
   回路。
7. 【請求項７】 前記電流検出部は、出力電圧制御部の入
   力又は出力の直流電流値を検出することを特徴とする請
   求項１記載の電源回路。
8. 【請求項８】 前記出力電圧制御部としてスイッチング
   コンバータを用いるものにおいて、前記電流検出部はス
   イッチングコンバータの整流回路に入力される交流電流
   値を検出することを特徴とする請求項４記載の電源回
   路。
9. 【請求項９】 前記出力電圧制御部としてスイッチング
   コンバータを用いるものにおいて、前記電流検出部はス
   イッチングコンバータのスイッチ素子に流れる交流電流
   値を検出することを特徴とする請求項４記載の電源回
   路。