KR101006795B1 - 직류-교류 변환 장치 및 그의 컨트롤러 ｉｃ - Google Patents

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히로유키 후지타
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로무 가부시키가이샤
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Abstract

변압기의 1차 코일에 반도체 스위치 회로를 설치하고, 이 반도체 스위치 회로의 각 스위치를 PWM 에 의하여 정전류 제어 및 정전압 제어하고 2차 코일 접속된 CCFL 등의 부하에 교류 전력을 공급한다. 이 인버터 회로에 있어서, 정전압 제어 및 정전류 제어용으로 공통의 슬로우 스타트 제어 회로를 설치함으로써 PWM 제어의 슬로우 스타트를 공통으로 수행한다. 이로써, 시동 시의 과대 전압이나 돌입 전류를 억제한다.

Description

직류-교류 변환 장치 및 그의 컨트롤러 ＩＣ {DC-AC INVERTER AND CONTROLLER IC THEREOF}
본 발명은, 전기 기기에 부속된 전원 어댑터나 배터리 등의 직류 전원으로부터 부하 구동용 교류 전압을 생성하는 직류-교류 변환 장치(이하, '인버터'라 함), 및 그의 컨트롤러 IC 에 관한 것이다.
퍼스널 노트북의 액정 모니터나 액정 텔레비전 수상기 등의 액정 디스플레이의 백라이트 광원으로서 냉음극 형광등(이하, 'CCFL'이라 함)이 사용되고 있다. 이 CCFL 은 통상의 열음극 형광등과 거의 같은 고효율과 긴 수명을 갖고 있으며, 열음극 형광등이 가지고 있는 필라멘트는 생략되어 있다.
이 CCFL을 시동(starting operation) 및 동작시키기 위해서는 높은 교류 전압을 필요로 한다. 예를 들면, 시동 전압은 약 1000V 이고, 동작 전압은 약 600V 이다. 이 높은 교류 전압은 퍼스널 노트북이나 액정 텔레비전 수상기 등의 직류 전원으로부터 인버터를 이용하여 발생시킨다.
이전부터, CCFL용 인버터로서 로이어(Royer) 회로가 일반적으로 사용되고 있다. 이 로이어 회로는 가포화자심 변압기와 제어 트랜지스터 등으로 구성되고, 가포화자심 변압기의 비선형 투자율과 제어 트랜지스터의 비선형 전류 이득 특성에 의하여 자기 발진한다. 로이어 회로 자체는 외부 클록이나 드라이버 회로를 필요로 하지 않는다.
그러나, 로이어 회로는 기본적으로는 정전압 인버터이고, 입력 전압이나 부하 전류가 변화하는 경우에는 일정한 출력 전압을 유지할 수 없다. 따라서, 로이어 회로에 전력을 공급하기 위한 레귤레이터를 필요로 한다. 이로 인해, 로이어 회로를 이용하는 인버터는 소형화가 어려우며, 전력 변환 효율도 낮다.
전력 변환 효율을 높일 수 있는 CCFL용 인버터가 제안되어 있다(일본 특개평 10-50489 호 공보 참조). 이 인버터는, 변압기의 1차 코일에 제 1 반도체 스위치를 직렬로 접속하고, 직렬 접속된 제 2 반도체 스위치와 콘덴서를 변압기의 1차 코일에 병렬로 접속하며, 변압기의 2차 코일에 결합 콘덴서와 부하를 직렬로 접속한다. 그리고, 제어 회로로부터의 제어 신호에 의해 제 1 및 제 2 반도체 스위치를 온·오프 제어하여 부하에 교류 전력을 공급하도록 하고 있다.
또, 4 개의 반도체 스위치를 이용하여 풀 브릿지(Full Bridge: 'H 브릿지'라고도 함)형 CCFL용 인버터가 제안되고 있다(미국 특허 제 6259615 호 명세서 참조). 이 인버터에서는, 공진용 콘덴서를 직렬로 거쳐서, 변압기의 1차 코일에 풀 브릿지의 출력 단자를 접속하고, 변압기의 2차 코일에 부하를 접속한다. 풀 브릿지를 구성하는 4개의 반도체 스위치 중, 제 1 쌍의 2개의 반도체 스위치에 의하여 변압기의 1차 코일에 제 1 방향의 전류 경로를 형성하고, 제 2 쌍의 2개의 반도체 스위치에 의하여 변압기의 1차 코일에 제 2 방향의 전류 경로를 형성한다. 그리고, 제어 회로로부터, 고정된 동일 펄스폭으로, 그 펄스의 상대 위치가 제어되는 제어 신 호를 풀 브릿지의 반도체 스위치에 공급하고, 부하로의 공급 전력을 조정한다. 또, 변압기의 2차 코일의 전압을 검출하고 과전압 보호를 수행하도록 하고 있다.
종래의 인버터의 경우, 정전류 제어나 과전압 보호를 수행하도록 하고 있지만, 인버터의 시동 시 정전류 제어의 루프 지연이나 과전압 보호의 동작 지연에 의하여 부하인 CCFL 에 과대 전류가 흐르거나 과대한 전압이 인가되어 버린다. 이 과대 전류나 과대한 전압에 의하여 부하인 CCFL 에 스트레스를 주게 되고 그 수명 저하의 원인으로 된다. 또, 변압기나 반도체 스위치, 전지 전원 등의 주 회로기기로서 과대 전류 등에 견딜 수 있는 것을 필요로 하고 있다.
그러므로, 본 발명은, 2차 코일이 부하에 접속된 변압기의 1차 코일에 반도체 스위치 회로를 설치하고 이 반도체 스위치 회로의 각 스위치를 펄스폭 변조(PWM)하며 정전류 제어 및 정전압 제어를 수행함과 동시에 시동 시 정전류 제어 및 정전압 제어의 루프 지연에 관계없이 부하에 과대한 돌입 전류가 흐르거나 과대 전압이 인가되는 것을 방지할 수 있는 인버터 및 그의 컨트롤러 IC 를 제공하는 것을 목적으로 한다.
본 발명의 인버터는, 직류 전원; 1차 코일과 적어도 1 개의 2차 코일을 갖는 변압기; 상기 직류 전원으로부터 상기 1차 코일에 제 1 방향 및 제 2 방향으로 교대로 전류를 흐르게 하기 위한 반도체 스위치 회로; 상기 2차 코일에 접속된 부하; 상기 부하에 흐르는 전류를 검출하고, 전류 검출 신호를 생성하는 전류 검출 회로; 상기 부하에 인가되는 전압을 검출하고, 전압 검출 신호를 생성하는 전압 검출 회로; 삼각파 신호를 생성하는 삼각파 신호 발생 회로; 시동 시 완만히 증가하는 슬로우 스타트(Slow Start) 신호를 생성하는 슬로우 스타트 회로; 및 상기 삼각파 신호, 상기 전류 검출 신호, 상기 전압 검출 신호 및 상기 슬로우 스타트 신호를 받고, 상기 전류 검출 신호와 상기 전압 검출 신호에 근거한 오차 신호와 상기 슬로우 스타트 신호의 크기에 따라 자동적으로 선택된 어느 하나의 신호와 상기 삼각파 신호를 비교하여 PWM 제어 신호를 생성하는 PWM 제어 신호 발생 회로를 구비하며, 상기 반도체 스위치 회로를 상기 PWM 제어 신호에 따라 스위칭하는 것을 특징으로 한다.
본 발명의 컨트롤러 IC 는, 반도체 스위치 회로를 구동하여, 부하에 공급하는 교류 전력을 제어하기 위한 컨트롤러 IC 에 있어서, 외부 장착의 발진용 콘덴서와 발진용 저항이 접속되고 삼각파 신호를 생성하는 삼각파 신호 발생 블록; 외부 장착의 시동용 콘덴서와 접속되고, 시동 시 완만히 증가하는 슬로우 스타트 신호를 생성하는 슬로우 스타트 블록; 및 상기 삼각파 신호, 상기 부하에 흐르는 전류를 검출하는 전류 검출 신호, 상기 부하에 인가되는 전압을 검출하는 전압 검출 신호 및 상기 슬로우 스타트 신호를 받고, 상기 전류 검출 신호와 상기 전압 검출 신호에 근거한 오차 신호와 상기 슬로우 스타트 신호의 크기에 따라 자동적으로 선택된 어느 하나의 신호와 상기 삼각파 신호를 비교하여 PWM 제어 신호를 생성하는 PWM 제어 신호 발생 회로를 구비하며, 상기 반도체 스위치 회로를 상기 PWM 제어 신호에 따라 스위칭시키는 것을 특징으로 한다.
또한, 상기 PWM 제어 신호 발생 회로는, 상기 전류 검출 신호와 전류 기준 신호와의 차이에 근거한 전류 오차 신호, 및 상기 전압 검출 신호와 전압 기준 신호와의 차이에 근거한 전압 오차 신호의 크기에 따라, 상기 전류 오차 신호와 상기 전압 오차 신호 중 어느 하나가 자동적으로 선택되어 상기 오차 신호로서 출력되는 오차 신호 발생 회로; 및 상기 삼각파 신호와 상기 오차 신호와 상기 슬로우 스타트 신호가 입력되고, 상기 오차 신호와 상기 슬로우 스타트 신호의 크기에 따라 선택된 어느 하나의 신호와 상기 삼각파 신호를 비교하여 상기 PWM 제어 신호를 출력하는 PWM 신호 비교기를 구비하는 것을 특징으로 한다.
또한, 상기 오차 신호 발생 회로는, 상기 전류 검출 신호를 상기 전류 기준 신호와 비교하여 제 1 오차 출력을 생성하는 제 1 오차 증폭기, 상기 전압 검출 신호를 상기 전압 기준 신호와 비교하여 제 2 오차 출력을 생성하는 제 2 오차 증폭기, 상기 제 1 오차 출력에 의하여 제어되는 제 1 제어 소자 및 상기 제 2 오차 출력에 의하여 제어되는 제 2 제어 소자를 포함하며, 상기 제 1 제어 소자의 출력 단자와 상기 제 2 제어 소자의 출력 단자가 상호 접속되고, 상기 상호 접속점에서 상기 오차 신호가 출력되는 것을 특징으로 한다.
또한, 상기 상호 접속점과 상기 제 1 오차 증폭기의 전류 검출 신호 입력 단자 사이에 제 1 피드백 콘덴서가 접속되고, 상기 상호 접속점과 상기 제 2 오차 증폭기의 전압 검출 신호 입력 단자 사이에 제 2 피드백 콘덴서가 접속되는 것을 특징으로 한다.
본 발명에 의하면, 부하에 공급되는 전압 및 전류를 각각 정전압 또는 정전류로 PWM 제어하는 인버터나 이를 위한 컨트롤러 IC 에 있어서, 슬로우 스타트를 공통으로 수행함으로써, CCFL 등의 부하를 시동할 때에 이상 과전압의 발생을 억제함과 동시에 부하 전류의 증대를 막는 것이 가능하다. 이로써, CCFL 등의 부하의 수명을 길게 할 수 있으며, 변압기, 반도체 스위치 회로, 전지 전원 등의 구성 요소의 스트레스를 경감할 수 있다.
또, 출력 전류에 관계된 제 1 오차 신호와 출력 전압에 관계된 제 2 오차 신호를 공통의 오차 신호로 집약하기 때문에, 이 공통의 오차 신호를 피드백 전압으로 하여 귀환하는 피드백 경로를 단일하게 할 수 있다. 특히, IC 외부의 외부 장착 피드백 소자를 이용하는 경우, 이를 위한 피드백 단자를 적게 할 수 있다.
또, 슬로우 스타트 회로와 협동하여 슬로우 스타트 전압을 발생시키기 위한 콘덴서를 IC 외부의 외부 장착 콘덴서로 함으로써 그 캐패시턴스를 조정할 수 있고 부하 특성 등에 따라 슬로우 스타트의 상승 시간을 최적으로 설정할 수 있다.
도 1 은 본 발명의 실시형태에 따른 인버터의 전체 구성도이다.
도 2 는 도 1 을 위한 컨트롤러 IC 의 내부 구성도이다.
도 3 은 시동 시 슬로우 스타트를 설명하기 위한 회로도이다.
도 4 는 PWM 비교기(214)의 내부 회로 구성예를 나타내는 도면이다.
도 5 는 시동 시 슬로우 스타트의 동작을 설명하기 위한 특성도이다.
이하, 도면을 참조하여, 직류 전원으로부터 부하 구동용 교류 전압을 생성하는 본 발명에 따른 인버터 및 그의 컨트롤러 IC 의 실시형태에 관하여 설명한다.
도 1 은 절연 변압기와 풀 브릿지의 스위치 회로를 이용하여 PWM 제어하는 본 발명의 실시형태에 따른 인버터의 전체 구성을 나타내는 도면이고, 도 2 는 이를 위한 컨트롤러 IC(즉, 인버터 제어용 IC)의 내부 구성을 나타내는 도면이다.
도 1 에 있어서, 제 1 스위치인　 P형 MOSFET(이하, PMOS: 101)과 제 2 스위치인 N형 MOSFET(이하, NMOS: 102)에서 변압기 TR 의 1차 코일(105)로의 제 1 방향의 전류 경로를 형성한다. 또, 제 3 스위치인 PMOS(103)와 제 4 스위치인 NMOS(104)에서 변압기 TR 의 1차 코일(105)로의 제 2 방향의 전류 경로를 형성한다. 이러한 PMOS(101, 103), NMOS(102, 104)는 각각 바디 다이오드(즉, 백 게이트 다이오드)를 가지고 있다. 이 바디 다이오드에 의하여, 본래의 전류 경로와 역방향의 전류를 흐르게 할 수 있다. 또한, 바디 다이오드와 동일한 기능을 수행하는 다이오드를 별도로 설치해도 좋다.
직류 전원 BAT 의 전원 전압 VCC 가 PMOS(101, 103), NMOS(102, 104)를 통해 변압기 TR 의 1차 코일(105)에 공급되고, 그 2차 코일(106)에 코일비에 따른 고전압이 야기된다. 이 야기된 고전압이 냉음극 형광등 FL 에 공급되며, 냉음극 형광등 FL 이 점등한다.
콘덴서(111) 및 콘덴서(112)는 저항(117) 및 저항(118)과 함께 냉음극 형광등 FL 에 인가되는 전압을 검출하고 컨트롤러 IC(200)로 피드백하는 것이다. 저항(114) 및 저항(115)은 냉음극 형광등 FL 에 흐르는 전류를 검출하고 컨트롤러 IC(200)에 피드백하는 것이다. 또, 콘덴서(111)는 그 커패시턴스와 변압기 TR 의 인덕턴스 성분으로 공진시키기 위한 것이고, 이 공진에는 냉음극 형광등 FL 의 기생 커패시턴스도 기여한다. 113, 116, 119 및 120 은 다이오드이다. 또, 151 및 152 는 전원 전압 안정용의 콘덴서이다.
컨트롤러 IC(200)는 복수의 입출력 핀을 가지고 있다. 제 1 핀 1P 는 PWM 모드와 간헐 동작(이하, 버스트) 모드의 전환 단자이다. 이 제 1 핀 1P 에는 외부로부터 이들 모드의 전환 및 버스트 모드 시의 듀티(duty)비를 결정하는 듀티 신호 DUTY 가 입력된다. 제 2 핀 2P 는 버스트 모드 발진기(BOSC)의 발진 주파수 설정용의 콘덴서를 접속하는 용량 접속 단자이다. 이 제 2 핀 2P 에는 설정용 콘덴서(131)가 접속되고, 거기에 버스트용 삼각파 신호 BCT 가 발생한다.
제 3 핀 3P 는 PWM 모드 발진기(OSC)의 발진 주파수 설정용의 콘덴서를 접속하는 용량 접속 단자이다. 이 제 3 핀 3P 에는 설정용 콘덴서(132)가 접속되고, 거기에 PWM용 삼각파 신호 CT 가 발생한다. 제 4 핀 4P 는 제 3 핀 3P 의 충전 전류를 설정하는 설정 저항 접속 단자이다. 이 제 4 핀 4P 에는 설정용 저항(133)이 접속되고, 그 전위 RT 와 저항치에 따른 전류가 흐른다. 제 5 핀 5P 는 접지 단자이고, 그라운드 전위 GND 에 있다.
제 6 핀 6P 는 제 3 핀 3P 의 충전 전류를 설정하는 설정 저항 접속 단자이다. 이 제 6 핀 6P 에는 설정용 저항(134)이 접속되고, 컨트롤러 IC(200)의 내부 회로의 제어에 의하여 이 저항(134)이 설정용 저항(133)에 병렬로 접속되거나 분리된다. 그 제 6 핀 6P 의 전위 SRT 는 그라운드 전위 GND 또는 제 4 핀 4P 의 전위 RT 로 된다. 제 7 핀 7P 는 타이머 래치를 설정하기 위한 설정 용량 접속 단자이다. 이 제 7 핀 7P 에는 내부의 보호 동작용의 동작 시한을 결정하기 위한 콘덴서(135)가 접속되고, 콘덴서(135)의 전하에 따른 전위 SCP 가 발생한다.
제 9 핀 9P 는 제 1 오차 증폭기용 입력 단자이다. 저항(140)을 통해, 이 제 9 핀 9P 에는 냉음극 형광등 FL 에 흐르는 전류에 따른 전류 검출 신호(이하, 검출 전류) IS 가 입력된다. 그 검출 전류 IS 가 제 1 오차 증폭기에 입력된다. 제 8 핀 8P 는 제 1 오차 증폭기용 출력 단자이다. 이 제 8 핀 8P 와 제 9 핀 9P 사이에 콘덴서(136)가 접속된다. 제 8 핀 8P 의 전위가 피드백 전압 FB 로 되고, PWM 제어를 위한 제어 전압이 된다. 이하 각 전압은, 특별히 언급하지 않는 한, 그라운드 전위를 기준으로 한다.
제 10 핀 10P 는 제 2 오차 증폭기용 입력 단자이다. 저항(139)을 통해, 이 제 10 핀 10P 에는 냉음극 형광등 FL 에 인가되는 전압에 따른 전압 검출 신호(이하, 검출 전압) VS 가 입력된다. 그리고, 그 검출 전압 VS 가 제 2 오차 증폭기에 입력된다. 제 10 핀 10P 에는, 콘덴서(137)가 제 8 핀 8P 와의 사이에 접속된다.
제 11 핀 11P 는 시동 및 시동 시간 설정 단자이다. 저항(143)과 콘덴서(142)에 의하여, 이 제 11 핀 11P 에는 시동 신호 ST 가 지연되고 노이즈가 억제된 신호 STB 가 인가된다. 제 12 핀 12P 는 슬로우 스타트 시간을 설정하기 위한 용량을 접속하는 용량 접속 단자이다. 이 제 12 핀 12P 에는 콘덴서(141)가 그라운드와의 사이에 접속되고, 시동 시 서서히 상승하는 슬로우 스타트용의 전압 SS 가 발생한다.
제 13 핀 13P 는 동기용 단자이고, 다른 컨트롤러 IC 와 협동시키는 경우에, 그것과 접속된다. 제 14 핀 14P 는 내부 클록 입출력 단자이고, 다른 컨트롤러 IC 와 협동시키는 경우에 그것과 접속된다.
제 15 핀 15P 는 외부 장착 FET 구동 회로의 그라운드 단자이다. 제 16 핀 16P 는 NMOS(102)의 게이트 구동 신호 N1 을 출력하는 단자이다. 제 17 핀 17P 는 NMOS(104)의 게이트 구동 신호 N2 를 출력하는 단자이다. 제 18 핀 18P 는 PMOS(103)의 게이트 구동 신호 P2 를 출력하는 단자이다. 제 19 핀 19P 는 PMOS(101)의 게이트 구동 신호 P1 을 출력하는 단자이다. 제 20 핀 20P 는 전원 전압 VCC 를 입력하는 전원 단자이다.
컨트롤러 IC(200)의 내부 구성을 나타내는 도 2 에 있어서, OSC 블록(201)은 제 3 핀 3P 에 접속된 콘덴서(132)와 제 4 핀 4P 에 접속된 저항(133, 134)에 의하여 주기가 결정되는 PWM 삼각파 신호 CT 를 생성하여 PWM 비교기(214)에 공급한다. 또, OSC 블록(201)은 내부 클록을 생성하여 로직 블록(203)에 공급한다.
BOSC 블록(202)은 버스트용 삼각파 신호 발진 회로이고, 제 2 핀 2P 에 접속된 콘덴서(131)에 의하여 결정되는 버스트용 삼각파 신호 BCT 를 생성한다. 버스트용 삼각파 신호 BCT 의 주파수는 PWM 삼각파 신호 CT 의 주파수보다 현저하게 낮게 설정된다(BCT 주파수 < CT 주파수). 제 1 핀 1P 에 공급되는 아날로그(직류 전압)의 듀티 신호 DUTY 와 버스트용 삼각파 신호 BCT 를 비교기(221)에서 비교한다. 이 비교기(221)의 비교 출력으로 OR 회로(239)를 통하여, NPN 트랜지스터(이하, NPN: 234)를 구동한다. 또한, 제 1 핀 1P 에 디지털(PWM 형식)의 듀티 신호 DUTY 가 공급된 경우에는, 제 2 핀 2P 에 저항을 접속하고 BOSC 블록(202)으로부터 버스트용 소정 전압을 발생시킨다.
로직 블록(203)은 PWM 제어 신호 등이 입력되어 소정 로직에 따라 스위치 구동 신호를 생성한다. 출력 블록(204)은 로직 블록(203)으로부터의 스위치 구동 신호에 따라 게이트 구동 신호 P1, P2, N1, N2 를 생성하여 PMOS(101, 103)와 NMOS(102, 104)의 게이트에 인가한다.
슬로우 스타트 블록(205)은, 시동 신호 ST 가 입력되고, 콘덴서(142) 및 저항(143)에 의하여 완만히 상승하는 전압 STB 인 비교기(217)로의 입력이 그 기준 전압 Vref6 을 넘으면 비교기(217)의 출력에 의하여 시동한다. 비교기(217)의 출력은 로직 블록(203)을 구동 가능하게 한다. 또한, 249 는 반전 회로이다. 또, 비교기(217)의 출력에 의하여, OR 회로(243)를 통해 플립플롭(FF) 회로(242)를 리셋한다. 스타트 블록(205)이 시동하면 슬로우 스타트 전압 SS 가 서서히 상승하고, PWM 비교기(214)에 비교 입력으로서 입력된다. 따라서, 시동 시 PWM 제어는 슬로우 스타트 전압 SS 에 따라 행해진다.
또한, 시동 시 비교기(216)는 입력이 기준 전압 Vref5 를 넘은 시점에서 OR 회로(247)를 통해 NMOS(246)를 오프한다. 이로써, 저항(134)을 분리하고 PWM용 삼각파 신호 CT 의 주파수를 변경한다. 또, OR 회로(247)에는 비교기(213)의 출력도 입력된다.
제 1 오차 증폭기(211)는 냉음극 형광등 FL 의 전류에 비례하는 검출 전류 IS 와 기준 전압 Vref2(예, 1.25V)를 비교하고, 그 오차에 따른 출력에 의하여 정전류원 I1 에 접속된 NPN(235)을 제어한다. 이 NPN(235)의 콜렉터는 제 8 핀 8P 에 접속되어 있고, 이 접속점(즉, 제 8 핀 8P)의 전위가 피드백 전압 FB 로 되며, PWM 비교기(214)에 비교 입력으로서 입력된다.
PWM 비교기(214)에서는 삼각파 신호 CT 와 피드백 전압 FB 또는 슬로우 스타트 전압 SS 중 낮은쪽 전압을 비교하여 PWM 제어 신호를 생성하고, AND 회로(248)를 통해 로직 블록(203)에 공급한다. 시동 종료 후의 정상 상태에서는, 삼각파 신호 CT 와 피드백 전압 FB 가 비교되고, 설정된 전류가 냉음극 형광등 FL 에 흐르도록 자동적으로 제어된다.
또한, 제 8 핀 8P 와 제 9 핀 9P 사이에는 콘덴서(136)가 접속되어 있기 때문에, 피드백 전압 FB 는 완만히 증가하거나 감소한다. 따라서, PWM 제어는 쇼크 없이 원활히 이루어진다.
제 2 오차 증폭기(212)는 냉음극 형광등 FL 의 전압에 비례하는 검출 전압 VS 와 기준 전압 Vref3(예, 1.25V)을 비교하고, 그 오차에 따른 출력에 의하여, 더블 콜렉터의 한쪽이 정전류원 I1 에 접속된 더블 콜렉터 구조의 NPN(238)을 제어한다. 이 NPN(238)의 콜렉터는 역시 제 8 핀 8P 에 접속되어 있기 때문에, 검출 전압 VS 에 의해서도 피드백 전압 FB 가 제어된다. 따라서, 비교기(212) 및 NPN(238)은 피드백 신호 FB 를 제어하는 피드백 신호 제어 회로를 구성한다.
또한, 피드백 전압 FB 가 기준 전압 Vrefl(예, 3V)을 넘으면 PNP 트랜지스터(이하, PNP: 231)가 온으로 되어 피드백 전압 FB 의 과도한 상승을 제한한다.
비교기(215)는 전원 전압 VCC 를 저항(240, 241)으로 분압한 전압과 기준 전압 Vref7(예, 2.2V)을 비교하고, 전원 전압 VCC 가 소정치에 이른 시점에서 그 출력을 반전하며, OR 회로(243)를 통해 FF 회로(242)를 리셋한다.
비교기(218)는 슬로우 스타트 전압 SS 를 기준 전압 Vref8(예, 2.2V)과 비교하고, 전압 SS 가 커진다면 AND 회로(244) 및 OR 회로(239)를 통해 NPN(234)을 온으로 한다. NPN(234)이 온으로 되면 다이오드(232)가 전류원 I2 에 의해 역 바이어스되고, 그 결과 제 1 오차 증폭기(211)의 통상 동작을 가능하게 한다. 따라서, NPN(234), 다이오드(232) 및 전류원 I2 는 버스트 제어와 펄스폭 제어를 전환하는 제어 모드 전환 회로를 구성하고 있다.
비교기(219)는, 더블 콜렉터의 다른쪽이 정전류원 I3 에 접속된 NPN(238)이 제 2 오차 증폭기(212)에 의하여 온으로 되면, 그 콜렉터의 전압이 기준 전압 Vref9(예, 3.0V)보다 저하되고 비교 출력이 반전된다. 비교기(220)는 피드백 전압 FB 를 기준 전압 Vref10(예, 3.0V)과 비교하고, 피드백 전압 FB 가 높아지면 비교 출력이 반전된다. 비교기(219, 220)의 출력 및 비교기(218)의 출력의 반전 신호를 0R 회로(245)를 통해 타이머 블록(206)으로 인가하고, 소정 시간을 계측하여 출력한다. 이 타이머 블록(206)의 출력에 의하여 FF(242)를 세트하고, 이 FF 회로(242)의 Q 출력에 의해 로직 블록(203)의 동작을 정지한다.
다음으로, 이상과 같이 구성된 인버터의 동작, 특히 시동 시 동작을 도 3, 도 4 및 도 5 를 참조하여 설명한다. 도 3 은 도 1 및 도 2 로부터 시동 시의 슬로우 스타트에 관한 부분을 취출한 설명용 회로도이다. 도 4 는 그 PWM 비교기(214)의 내부 회로 구성예를 나타내는 도면이다. 도 5 는 슬로우 스타트의 동작을 설명하기 위한 특성도이다.
도 4 를 참조하면, PWM 비교기(214)에는, 정전류원 I11 의 전류를 전류 차동 하는 PNP 트랜지스터(이하, PNP) Q1, Q2 와 이 PNP Q1, Q2 와 NPN 트랜지스터(이하, NPN) Q3, Q4 가 각각 직렬 접속되어 있다. 이들 NPN Q3, Q4 의 베이스 사이가 접속되고, NPN Q4 의 베이스와 콜렉터가 접속되며, 커런트 미러 구성으로 되어 있다. 병렬 접속되어 있는 PNP Q5, Q6 과 정전류원 I12 를 직렬로 접속하고, 그 직렬 접속점을 PNP Q1 의 베이스에 접속한다. 또, PNP Q7 과 정전류원 I13 을 직렬로 접속하고, 그 직렬 접속점을 PNP Q2 의 베이스에 접속한다.
그리고, PNP Q5의 베이스에 피드백 전압 FB 를, PNP Q6 의 베이스에 슬로우 스타트 전압 SS 를, PNP Q7 의 베이스에 삼각파 신호 CT 를 공급하고, PNP Q1 과 NPN Q3 와의 접속점에서 PWM 제어 신호를 취출한다. 이로써, 슬로우 스타트 전압 SS 와 피드백 전압 FB 중 낮은쪽 신호와 삼각파 신호 CT 가 비교된다. 그 비교 결과로서, PWM 제어 신호를 얻을 수 있다.
한편, 컨트롤러 IC(200)에 전원 전압 VCC 가 공급된다. 삼각파 신호 발진용의 OSC 블록(201), 콘덴서(132) 및 저항(133)으로 구성된 삼각파 신호 발생 회로로부터, 콘덴서(132)의 커패시턴스와 저항(133)의 저항치로 결정되는 주파수의 삼각파 신호 CT 가 발생된다. 이 삼각파 신호 CT 가 PWM 비교기(214)의 (+) 입력 단자로 입력된다.
PWM 비교기(214)의 2 개의 (-) 입력 단자의 한쪽에 입력되는 피드백 전압 FB 는, 전원 전압 VCC 가 공급되고, 정전류원 I1, NPN(235), NPN(238)으로부터 구성된 공통화 회로에 의하여 높은 값(상한치)이 된다. 또한, 이 피드백 전압 FB 의 값은 PNP(231)와 기준 전압 Vref1 에 따라 일정치로 제한된다.
그러나, PWM 비교기(214)의 다른쪽의 (-) 입력 단자에 입력되는 슬로우 스타트 전압 SS 는, 시동 신호 ST 를 받고 있지 않기 때문에 0 전압이다. PWM 비교기(214)에 있어서 피드백 전압 FB 와 슬로우 스타트 전압 SS 중 낮은 입력 신호가 우선하기 때문에, 아직 PWM 비교기(214)로부터는 PWM 제어 신호가 출력되지 않는다.
시점 t1 에 있어서, 시동 신호 ST 가 외부로부터 슬로우 스타트 회로인　스타트 블록(205)에 공급된다. 시동 신호 ST 에 의하여, 스타트 블록(205) 내부의 정전류원이 구동되고, 그 정전류가 콘덴서(141)에 유입하기 시작한다. 이 정전류에 의하여 콘덴서(141)가 충전되기 때문에 슬로우 스타트 전압 SS 가 소정 경사에서 직선 형상으로 상승을 시작한다. 즉, 슬로우 스타트가 시작된다.
PWM 비교기(214)에서는 서서히 상승하는 슬로우 스타트 전압 SS 와 삼각파 신호 CT 가 비교되고, PWM 비교기(214)로부터 슬로우 스타트 전압 SS 의 값에 따른 PWM 제어 신호가 출력된다. 이 PWM 제어 신호가 로직 블록(203), 출력 블록(204)을 통해 MOSFET(l01 내지 104)에 공급되며, 인버터 동작이 이루어진다.
인버터의 부하인 냉음극 형광등 FL 은 인가된 전압이 소정치가 될 때까지는 점등하지 않기 때문에, 슬로우 스타트의 최초 단계에서는 출력 전압 Vo 가 슬로우 스타트 전압 SS 의 상승에 따라서 상승한다. 따라서, 종래와 같이 상한치에 있는 피드백 전압 FB 에 따라 과대한 출력 전압 Vo(예를 들면, 2000 내지 250OV)가 냉음극 형광등 FL 에 인가되는 일이 없다. 또, 과대한 출력 전압 Vo 의 인가에 수반하는 돌입 전류의 발생도 없기 때문에, 냉음극 형광등 FL 이나 인버터의 주 회로부품(MOSFET(l01 내지 104), 변압기 TR, 전지 BAT 등)에 주는 손상이나 스트레스를 현 저하게 절감한다.
출력 전류 Io 가 검출되고, 그 검출 전류 IS 가 제 1 오차 증폭기(211)에 입력된다. 이 제 1 오차 증폭기(211)로 검출 전류 IS 가 기준 전압 Vref2 와 비교되며, 그 비교 출력으로 NPN(235)을 제어한다. 또, 출력 전압 Vo 가 검출되고, 그 검출 전압 VS 가 제 2 오차 증폭기(2l2)에 입력된다. 이 제 2 오차 증폭기(212)로 검출 전압 VS 가 기준 전압 Vref3 과 비교되며, 그 비교 출력으로 NPN(238)을 제어한다. NPN(235) 또는 NPN(238)이 제어되면, 피드백 전압 FB 가 상한치로부터 저하된다.
출력 전압 Vo 가 상승하여 시점 t2 에서 시동 전압(약 1000V)에 이른다. 시동 전압에 이르면 출력 전류 Io 가 흐르기 시작하고 냉음극 형광등 FL 이 점등함과 동시에 출력 전압 Vo 는 동작 전압(약 600V)으로 저하된다. 이 시점 t2 에 있어서도 과대한 돌입 전류가 흐르는 일은 없다.
시점 t2 이후는, 출력 전류 Io 가 서서히 상승하는 한편, 출력 전압 Vo 는 거의 일정한 동작 전압으로 유지된다. 또, 피드백 전압 FB는, 출력 전류 Io 가 상승하고 NPN(235)이 제어되면, 피드백용 콘덴서(136)를 통한 피드백 작용에 의해 상한치로부터 서서히 저하된다. 도 5 에서는 피드백 전압 FB 가 시점 t2 로부터 저하되도록 나타내고 있지만, 이 시점은 하나의 예시이다. 이 도 5 의 예에서는 검출 전압 VS 가 기준 전압 Vref3 에 이르고 있지 않기 때문에 NPN(238)은 제어되지 않는다.
슬로우 스타트 전압 SS 가 상승함과 동시에 출력 전류 Io 가 증가하고 피드 백 전압 FB 가 저하된다. 피드백 전압 FB 가 슬로우 스타트 전압 SS 와 같아진 시점 t3 에서, PWM 비교기(214)에서의 삼각파 신호 CT 와의 비교 대상은 그때까지의 슬로우 스타트 전압 SS 로부터 피드백 전압 FB 로 이전된다. 이로써 슬로우 스타트가 종료된다.
이 시점 t3 에서, 출력 전류 Io 는 기준 전압 Vref2 로 정해지는 소정치로 일정하게 제어된다. 냉음극 형광등 FL 의 밝기는 그것에 흐르는 전류에 의하여 결정되고, 이 전류를 유지하기 위해 거의 일정한 동작 전압이 인가된다. 따라서, 전압 Vo 는, 시동 시 냉음극 형광등 FL 을 점등하기 위해 높은 전압이 인가되고, 일단 점등한 후에는 낮은 동작 전압이어도 좋다. 이 때문에, 정상 상태에서 피드백 전압 FB 는 출력 전류 Io 에 기초하여 결정되는 것으로 된다.
또한, 인버터가 정지한 경우 재차의 시동에 대비하여, 콘덴서(141)의 축적 전하를 방전하는 방전 회로를 스타트 블록(205)의 내부에 설치한다. 이 방전은, 예를 들면 시동 신호 ST 에 의하여 수행할 수 있다.
이와 같이 하여, 냉음극 형광등 FL 에 공급되는 출력 전압 Vo 및 출력 전류 Io 를 각각 PWM 제어할 때에, 슬로우 스타트를 출력 전압 Vo 및 출력 전류 Io 에 관하여 공통으로 수행함으로써, 이상 과전압의 발생이나 과대한 돌입 전류의 발생을 막는 것이 가능하다.
또한, 제 1 오차 증폭기(211)와 제 2 오차 증폭기(212)의 출력을 NPN(235) 및 NPN(238) 등의 공통화 회로를 이용하지 않고 PWM 비교기(214)에 직접 입력하도록 하여도 좋다. 이와 같이 한 경우에는, PWM 비교기(214)의 (-) 입력을 3 입력형 으로 한다. 제 1 오차 증폭기(211)와 제 2 오차 증폭기(212)의 반전 입력 단자 (-) 및 비반전 입력 단자 (+) 를 각각 정부를 역으로 함과 동시에 콘덴서(136)와 콘덴서(137)로의 피드백 경로를 각각 제각기 설치한다. 그리고, PWM 비교기(214)의 (+) 입력에 삼각파 신호 CT 를 입력하고, 3 개의 (-) 입력에 제 1 오차 증폭기(211) 및 제 2 오차 증폭기(212)의 출력과 슬로우 스타트 신호 SS 를 입력하여도 좋다.
이상과 같이, 본 발명에 따른 직류-교류 변환 장치 및 그의 컨트롤러 IC 는, 낮은 직류 전압으로부터 높은 교류 전압을 필요로 하는 액정 표시 장치의 백라이트용 광원으로서 이용하는데 적합하다.

Claims (9)

  1. 삭제
  2. 삭제
  3. 삭제
  4. 직류 전원;
    1차 코일과 적어도 1 개의 2차 코일을 갖는 변압기;
    상기 직류 전원으로부터 상기 1차 코일에 제 1 방향 및 제 2 방향으로 교대로 전류를 흐르게 하기 위한 반도체 스위치 회로;
    상기 2차 코일에 접속된 부하;
    상기 부하에 흐르는 전류를 검출하고, 전류 검출 신호를 생성하는 전류 검출 회로;
    상기 부하에 인가되는 전압을 검출하고, 전압 검출 신호를 생성하는 전압 검출 회로;
    삼각파 신호를 생성하는 삼각파 신호 발생 회로;
    시동(starting operation) 시 완만히 증가하는 슬로우 스타트 신호를 생성하는 슬로우 스타트 회로; 및
    상기 삼각파 신호, 상기 전류 검출 신호, 상기 전압 검출 신호 및 상기 슬로우 스타트 신호를 받고, 상기 전류 검출 신호와 상기 전압 검출 신호에 근거한 오차 신호를 생성하고, 상기 오차 신호와 상기 슬로우 스타트 신호 중에서, 각각의 크기에 따라 자동적으로 선택된 어느 하나의 신호와 상기 삼각파 신호를 비교하여 PWM 제어 신호를 생성하는 PWM 제어 신호 발생 회로를 구비하며,
    상기 반도체 스위치 회로를 상기 PWM 제어 신호에 따라 스위칭하는 직류-교류 변환 장치로서,
    상기 PWM 제어 신호 발생 회로는,
    상기 전류 검출 신호와 전류 기준 신호와의 차이에 근거한 전류 오차 신호, 및 상기 전압 검출 신호와 전압 기준 신호와의 차이에 근거한 전압 오차 신호의 크기에 따라, 상기 전류 오차 신호와 상기 전압 오차 신호 중 어느 하나를 자동적으로 선택하여 상기 오차 신호로서 출력하는 오차 신호 발생 회로; 및
    상기 삼각파 신호, 상기 오차 신호 및 상기 슬로우 스타트 신호가 입력되고, 상기 오차 신호와 상기 슬로우 스타트 신호 중에서, 각각의 크기에 따라 선택된 어느 하나의 신호와, 상기 삼각파 신호를 비교하여 상기 PWM 제어 신호를 출력하는 PWM 신호 비교기를 구비하고,
    상기 오차 신호 발생 회로는, 상기 전류 검출 신호를 상기 전류 기준 신호와 비교하여 제 1 오차 출력을 생성하는 제 1 오차 증폭기, 상기 전압 검출 신호를 상기 전압 기준 신호와 비교하여 제 2 오차 출력을 생성하는 제 2 오차 증폭기, 상기 제 1 오차 출력에 의하여 제어되는 제 1 제어 소자 및 상기 제 2 오차 출력에 의하여 제어되는 제 2 제어 소자를 포함하며,
    상기 제 1 제어 소자의 출력 단자와 상기 제 2 제어 소자의 출력 단자가 상호 접속되고, 그 상호 접속점에서 상기 오차 신호가 출력되고,
    상기 상호 접속점과 상기 제 1 오차 증폭기의 전류 검출 신호 입력 단자 사이에 제 1 피드백 콘덴서가 접속되고, 상기 상호 접속점과 상기 제 2 오차 증폭기의 전압 검출 신호 입력 단자 사이에 제 2 피드백 콘덴서가 접속되는 것을 특징으로 하는 직류-교류 변환 장치.
  5. 제 4 항에 있어서,
    상기 부하는 냉음극 형광등인 것을 특징으로 하는 직류-교류 변환 장치.
  6. 삭제
  7. 삭제
  8. 삭제
  9. 반도체 스위치 회로를 구동하여, 부하에 공급하는 교류 전력을 제어하기 위한 컨트롤러 IC 로서,
    외부 장착의 발진용 콘덴서와 발진용 저항이 접속되고 삼각파 신호를 생성하는 삼각파 신호 발생 블록;
    외부 장착의 시동용 콘덴서와 접속되고, 시동 시 완만히 증가하는 슬로우 스타트 신호를 생성하는 슬로우 스타트 블록; 및
    상기 삼각파 신호, 상기 부하에 흐르는 전류를 검출한 전류 검출 신호, 상기 부하에 인가되는 전압을 검출한 전압 검출 신호 및 상기 슬로우 스타트 신호를 받고, 상기 전류 검출 신호와 상기 전압 검출 신호에 근거한 오차 신호를 생성하고, 상기 오차 신호와 상기 슬로우 스타트 신호 중에서, 각각의 크기에 따라 자동적으로 선택된 어느 하나의 신호와 상기 삼각파 신호를 비교하여 PWM 제어 신호를 생성하는 PWM 제어 신호 발생 회로를 구비하고,
    상기 반도체 스위치 회로를 상기 PWM 제어 신호에 따라 스위칭시키며,
    상기 PWM 제어 신호 발생 회로는,
    상기 전류 검출 신호와 전류 기준 신호와의 차이에 근거한 전류 오차 신호, 및 상기 전압 검출 신호와 전압 기준 신호와의 차이에 근거한 전압 오차 신호의 크기에 따라, 상기 전류 오차 신호와 상기 전압 오차 신호 중 어느 하나를 자동적으로 선택하여 상기 오차 신호로서 출력하는 오차 신호 발생 회로; 및
    상기 삼각파 신호, 상기 오차 신호 및 상기 슬로우 스타트 신호가 입력되고, 상기 오차 신호와 상기 슬로우 스타트 신호 중에서, 각각의 크기에 따라 선택된 어느 하나의 신호와, 상기 삼각파 신호를 비교하여 상기 PWM 제어 신호를 출력하는 PWM 신호 비교기를 구비하고,
    상기 오차 신호 발생 회로는, 상기 전류 검출 신호를 상기 전류 기준 신호와 비교하여 제 1 오차 출력을 생성하는 제 1 오차 증폭기, 상기 전압 검출 신호를 상기 전압 기준 신호와 비교하여 제 2 오차 출력을 생성하는 제 2 오차 증폭기, 상기 제 1 오차 출력에 의하여 제어되는 제 1 제어 소자 및 상기 제 2 오차 출력에 의하여 제어되는 제 2 제어 소자를 포함하며,
    상기 제 1 제어 소자의 출력 단자와 상기 제 2 제어 소자의 출력 단자가 상호 접속되고, 그 상호 접속점에서 상기 오차 신호가 출력되고,
    상기 상호 접속점과 상기 제 1 오차 증폭기의 전류 검출 신호 입력 단자 사이에 제 1 피드백 콘덴서가 접속되고, 상기 상호 접속점과 상기 제 2 오차 증폭기의 전압 검출 신호 입력 단자 사이에 제 2 피드백 콘덴서가 접속되는 것을 특징으로 하는 컨트롤러 IC.
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