WO2004059826A1

WO2004059826A1 - 直流−交流変換装置の並行運転システム、及びそのコントローラｉｃ

Info

Publication number: WO2004059826A1
Application number: PCT/JP2003/012239
Authority: WO
Inventors: Kenichi Fukumoto
Original assignee: Rohm Co., Ltd.
Priority date: 2002-12-25
Filing date: 2003-09-25
Publication date: 2004-07-15
Also published as: KR20050084792A; US7471528B2; US7233509B2; US20050128775A1; US20060187690A1; CN100435466C; US20070285955A1; TW200412007A; TWI245484B; US6982886B2; TWI246821B; CN1669206A; TW200514343A

Abstract

ＣＣＦＬ等の高電圧を必要とする複数個の負荷を駆動するための複数個のインバータを、各負荷に近接して配置し、かつ同期して同相で制御する。１つのインバータに周波数決定用コンデンサ及び周波数決定用抵抗が接続され、そのインバータで三角波信号及びクロック信号を発生させる。この発生された三角波信号及びクロック信号を、他のインバータに供給して、全負荷を同期して同相で制御する。また、起動時に、周波数決定用抵抗の抵抗値を実質的に小さくして周波数を高くし、複数の負荷を共通して早期に立ち上げる。

Description

明細書直流一交流変換装置の並行運転システム、及ぴそのコントローラ I c 技術分野

本発明は、電気機器付属の電源アダプタや、バッテリーなどの直流電源から、負荷を駆動するための交流電圧を発生する直流一交流変換装置（以下、インバータという) の並行運転システム、及ぴそのコントローラ I Cに関する。背景技術

ノートパソコンの液晶モニタや、液晶テレビ受像機などの液晶ディスプレイのバックライト光源として、冷陰極蛍光灯（CCFL) が用いられるようになってきている。この CCF Lは、通常の熱陰極蛍光灯とほぼ同様の高い効率と長い寿命を持っており、そして、熱陰極蛍光灯が持っているフィラメントを省いている。

この CCFLを起動及び動作させるためには、高い交流電圧を必要とする。例えば、起動電圧は約 1000 Vであり、動作電圧は約 600 Vである。この高い交流電庄を、ィンバータを用いて、ノートパソコンや液晶テレビ受像機などの直流電源から発生させる。

以前から、 CCFL用インバータとして、ロイヤー（Ro y e r) 回路が一般的に用いられている。このロイヤー回路は、可飽和磁芯変圧器、制御トラジスタなどから構成され、そして、可飽和磁芯変圧器の非線形透磁率、制御トランジスタの非線形電流ゲイン特性により自己発振する。ロイヤー回路自身は外部クロックやドライバー回路を必要としない。

しかし、ロイヤー回路は、基本的には一定電圧インバータであり、入力電圧や負荷電流が変化する場合には一定出力電圧を維持できない。したがって、ロイヤー回路に電力を供給するためのレギユレータを必要とする。このようなことから、ロイヤー回路を用いたインバータは、小型化が難しく、また、電力変換効率も低い。

電力変換効率を高めるようにした C C F L用インバータが提案されている（特開平 1 0 - 5 0 4 8 9号公報参照）。このィンバータは、変圧器の一次卷線に第 1半導体スィツチを直列に接続し、直列接続された第 2半導体スィツチとコンデンサを変圧器の一次卷線に並列に接続し、かつ、変圧器の二次卷線に結合コンデンサと負荷とを直列に接続する。そして、変圧器の一次側電流を制御回路に帰還し、基準電圧と比較することにより制御信号を形成し、その制御信号により、第 1，第 2半導体スィツチをオン ·オフ制御して、負荷に所定の交流電力を供給するようにしている。

また、 4つの半導体スィッチを用いてフルブリッジ（Hブリッジ）型の C C F L用インバータが提案されている（米国特許第 6 2 5 9 6 1 5号明細書参照）。このインバータでは、変圧器の一次卷線に、共振用コンデンサを直列に介して、 Hブリツ.ジの出力端を接続し、変圧器の二次卷線に負荷を接続する。 Hブリッジを構成する 4つの半導体スィツチのうちの、第 1組の 2つの半導体スィツチにより変圧器の一次卷線に第 1方向の電流経路を形成し、第 2組の 2つの半導体スィツチにより変圧器の一次卷線に第 2方向の電流経路を形成する。そして、変圧器の二次卷線に流れる電流を制御回路に帰還し基準電圧と比較することにより、固定された同一パルス幅で、そのパノレスの相対位置が制御された制御信号を発生して、 Hプリッジの半導体スィッチに供給し、負荷への供給電力を調整している。また、変圧器の二次巻線の電圧を検出して、過電圧保護を行うようにしている。

ノートパソコンの液晶モニタや、液晶テレビ受像機などの液晶ディスプレイの大画面化に伴い、バックライト光源として複数の C C F Lが分散されて配置されるようになってきている。この場合、複数の C C F Lからの光が干渉し合うとちらつきなどの原因となる。このちらつきを避けるために、各 C C F Lを同期して同相で点灯させる必要がある。

このため、大きな電力を出力できるインバータを、例えばディスクリート回路で構成する。そして、そのインバータからの同相の交流電力を複数の C C F Lに供給することが考えられる。

しかし、 1台のインバータの出力を分散して配置された複数の C C F Lへ供給するには、高電圧の配線を引き回すことになる。 C C F Lへの高電圧の配線は、他の装置へ電磁的な影響を与えるから、できるだけ短い距離であることが良い。また、 C C F Lの寄生キャパシタンスを変圧器のインダクタンスとの共振に有効に利用するためにも、 C C F Lへの配線は短い方がよい。これ等の理由により、各 C C F Lを制御するためのィンバータは、できるだけ各々の C C F Lに近接して配置することが望ましい。そこで、本発明は、 C C F L等の高電圧を必要とする複数個の負荷を駆動するための複数個のインバータを、各負荷に近接して配置することを可能にするとともに、同期して同相で制御することができる、インバータ並行運転システム、及ぴそのコントローラ I Cを提供することを目的とする。発明の開示

本発明のィンバータは、一次卷線と負荷が接続された少なくとも 1つの二次卷線とを持つ変圧器と、直流電源から前記一次卷線に第 1方向及び第 2方向に交互に電流を流すための半導体スィッチ回路と、前記負荷に流れる電流を検出し、電流検出信号を発生する電流検出回路と、三角波信号及びこれと同期したク口ック信号を周波数決定用コンデンサ及び周波数決定用抵抗が接続されたときに発生する発振器プロックと、前記三角波信号、前記クロック信号及ぴ前記電流検出信号を受けて、 PWM制御されたスィツチ駆動信号を前記半導体スィツチ回路に供給する PWM制御回路とをそれぞれ有する、複数 N個の直流一交流変換装置を備え、前記複数 N個の直流一交流変換装置のうちの 1つの直流—交流変換装置のみに、前記周波数決定用コンデンサ及び前記周波数決定用抵抗を接続して、当該直流—交流変換装置の前記発振器プロックから前記三角波信号及び前記クロック信号を発生させ、当該直流一交流変換装置から発生された前記三角波信号及び前記ク口ック信号を他の直流—交流変換装置に供給し、複数 N個の直流一交流変換装置で同一の前記三角波信号及び前記ク口ック信号を使用して同期して同相の PWM制御を行うことを特徴とする。

本発明のコントローラ I Cは、半導体スィッチ回路を駆動して、負荷へ供給する交流電力を制御するためのコントローラ I Cであって、三角波信号及ぴこれと同期したク口ック信号を周波数決定用コンデンサ及ぴ周波数決定用抵抗が接続されたときに発生する発振器ブロックと、前記三角波信号、前記クロック信号及ぴ前記負荷に流れる電流を検出した電流検出信号を受けて、 PWM制御されたスィツチ駆動信号を前記半導体スィツチ回路に供給するための PWM制御回路と、前記周波数決定用コンデンサが接続されるとともに、前記三角波信号が発生されるときにその出力端子となり、前記三角波信号が発生されないときに外部からの三角波信号の入力端子となる第 1外部端子と、前記周波数決定用抵抗が接続される端子となる第 2外部端子と、前記クロック信号が発生されるときにその出力端子となり、前記クロック信号が発生されないときに外部からのクロック信号の入力端子となる第 3外部端子と、を備え、前記第 1外部端子に前記周波数決定用コンデンサが接続され、かつ、前記第 2外部端子に前記周波数決定用抵抗が接続されるときに、前記三角波信号を前記第 1外部端子から外部へも出力し、前記クロック信号を前記第 3外部端子から外部へ出力するとともに、前記外部端子に周波数決定用抵抗が接続されないときには、前記三角波信号を外部から前記第 1外部端子に入力し、前記クロック信号を外部から前記第 3外部端子へ入力することを特徴とする。

また、前記発振器プロックで発生される前記三角波信号及ぴ前記ク口ック信号は、同一周波数であり、さらに前記三角波信号を発生させる直流—交流変換装置で前記ク口ック信号を通降した同期信号を発生させ、その同期信号を他の直流一交流変換装置に供給して、前記複数 N個の直流一交流変換装置で共通に使用する。また、前記同期信号は、前記クロック信号を 2分周して通降する。

また、前記発振器ブロックは、前記周波数決定用抵抗が接続されているか否かを判定し、その判定結果を出力するモード回路と、そのモード回路からの判定結果に応じて動作或いは不動作が決定される発振回路とを有する。また、前記周波数決定用コンデンサの接続点に前記三角波信号が発生され、或いは、或！ヽは他の直流一交流変換装置からの三角波信号が供給される。

また、前記周波数決定用抵抗の抵抗値は、前記複数 N個の直流一交流変換装置の起動時にはある小さレ、抵抗値に設定されており、その後により大きな抵抗値に設定される。

また、前記負荷は、冷陰極蛍光灯である。

本発明によれば、 C C F L等の高電圧を必要とする複数個の負荷を駆動するための複数個のインバータのそれぞれを各負荷に近接して配置する。 1つのインバータに周波数決定用コンデンサ及び周波数決定用抵抗を接続し、そのィンパータで三角波信号及びクロック信号を発生させる。この発生された三角波信号及びクロック信号を、他のィンバータに供給して、全負荷を同期して同相で制御することができる。

また、起動時に、前記周波数決定用抵抗の抵抗値を実質的に小さくして周波数を高くするから、複数の負荷を共通して早期に立ち上げることができる。

また、各インバータに同一のコントローラ I Cを用い、その同一機能の所定の端子同士を共通接続し、主となるコントローラ I Cのみに発振動作を行わせるから、全体システムの構成が簡易になる。また、使用される負荷の数に制限を受けることがない。図面の簡単な説明

図 1は、本発明の実施の形態に係るィンバータの全体構成図である。図 2は、図 1 のためのコントローラ I Cの内部構成図である。図 3は、本発明の実施の形態に係る、インバータの並行運転システムの全体図である。図 4は、図 3のインバータの並行運転に係る部分の構成図である。図 5は、 O S Cブロック中のモード回路の構成例を示す図である。発明を実施するための最良の形態

以下、図面を参照して、本発明のインバータ並行運転システムに使用する、直流電源から負荷を駆動するための交流電圧を発生するインバータ、及びそのコントローラ

I cの実施の形態について説明する。

図 1は、絶縁変圧器、フルブリッジのスィッチ回路とを用いて、 PWM制御する本発明の第 1の実施の形態に係るインバーター 100の全体構成を示す図であり、図 2 は、そのためのコントローラ I C (即ち、インバータ制御用 I C) 200の内部構成を示す図である。

図 1において、第 1スィッチである P型 MOSFET (以下、 PMOS) 101と第 2スィッチである N型 MO S F ET (以下、 NMOS) 102とで、変圧器 TRの一次卷線 105への第 1方向の電流経路を形成する。また、第 3スィッチである PM OS 103と第 4スィツチである NMO S 104とで、変圧器 TRの一次卷線 105 への第 2方向の電流経路を形成する。これらの PMOS 1 01， 103、 NMO S 1 〇 2、 104は、それぞれボディダイォード（即ち、バックゲートダイォード）を有している。このボディダイオードにより、本来の電流経路と逆方向の電流を流すことができる。なお、ボディダイオードと同様の機能を果たすダイオードを別に設けてもよい。

直流電源 B ATの電源電圧 VCCが PMO S 101 , 103、 NMOS 102、 1 04を介して変圧器 TRの一次卷線 105に供給され、その 2次卷線 106に卷線比に応じた高電圧が誘起される。この誘起された高電圧が冷陰極蛍光灯 F Lに供給されて、冷陰極蛍光灯 F Lが点灯する。

コンデンサ 11 1 , コンデンサ 1 12は、抵抗 11 7，抵抗 1 18とともに、冷陰極蛍光灯 F Lに印加される電圧を検出して、コントローラ I C 200にフィードバックするものである。抵抗 114，抵抗 1 15は、冷陰極蛍光灯 F Lに流れる電流を検出して、コントローラ I C200にフィードバックするものである。また、コンデンサ 11 1は、そのキャパシタンスと変圧器 TRのインダクタンス成分とで共振させるためのものであり、この共捩には冷陰極蛍光灯 F Lの寄生キャパシタンスも寄与する。 1 13, 1 16, 119， 120は、ダイォードである。また、 151、 1 52は電源電圧安定用のコンデンサである。

コントローラ I C200は複数の入出力ピンを有している。第 1ピン 1 Pは、 PW Mモードと間欠動作（以下、バースト）モードの切替端子である。この第 1ピン I P には、外部からそれらモードの切替及ぴバーストモード時のデューティ比を決定するデューティ信号 DUTYが入力される。第 2ピン 2 Pは、バーストモード発振器 (B OSC) の発振周波数設定用のコンデンサを接続する容量接続端子である。この第 2 ピン 2 Pには、設定用コンデンサ 131が接続され、そこにバースト用三角波信号 B CTが発生する。

第 3ピン 3 Pは、 PWMモード発振器（OSC) の発振周波数設定用のコンデンサを接続する容量接続端子である。この第 3ピン 3 Pには、設定用コンデンサ 132が接続され、そこに PWM用三角波信号 CTが発生する。第 4ピン 4 Pは、第 3ピン 3 Pの充電電流を設定する設定抵抗接続端子である。この第 4ピン 4 Pには、設定用抵抗 133が接続され、その電位 RTと抵抗値に応じた電流が流れる。第 5ピン 5Pは、接地端子であり、グランド電位 GNDにある。

第 6ピン 6 Pは、第 3ピン 3 Pの充電電流を設定する設定抵抗接続端子である。この第 6ピン 6 Pには、設定用抵抗 134が接続され、コントローラ I C 20.0の内部 '回路の制御によりこの抵抗 134が設定用抵抗 133に並列に接続されるかあるいは切り離される。その第 6ピン 6 Pの電位 S RTはグランド電位 GND力、第 4ピン 4 Pの電位 RTになる。第 7ピン 7 Pは、タイマーラッチを設定するための設定容量接続端子である。この第 7ピン 7 Pには、內部の保護動作用の動作時限を決定するためのコンデンサ 135が接続され、コンデンサ 135の電荷に応じた電位 S CPが発生する。

第 9ピン 9 Pは、第 1誤差増幅器用入力端子である。この第 9ピン 9 Pには、抵抗 140を介して、冷陰極蛍光灯 F Lに流れる電流に応じた電流検出信号（以下、検出電流） I Sが入力される。その検出電流 I Sが、第 1誤差増幅器に入力される。第 8 ピン 8 Pは、第 1誤差増幅器用出力端子である。この第 8ピン 8 Pと第 9ピン 9 Pとの間にコンデンサ 1 36が接続される。第 8ピン 8 Pの電位が帰還電圧 FBとなり、 PWM制御のための制御電圧になる。以下、各電圧は、特に断らない限り、グランド電位を基準としている。

第 10ピン 10 Pは、第 2誤差増幅器用入力端子である。この第 10ピン 10 Pには、抵抗 139を介して、冷陰極蛍光灯 FLに印加される電圧に応じた電圧検出信号 (以下、検出電圧） VSが入力される。そして、その検出電圧 VSが第 2誤差増幅器に入力される。第 10ピン 10 Pには、コンデンサ 137が第 8ピン 8 Pとの間に接続される。

第 11ピン 11 Pは、起動及び起動時間設定端子である。この第 1 1ピン 11 Pには、抵抗 143とコンデンサ 142により、起動信号 S Tが遅延されノイズを抑制された信号 STBが印加される。第 12ピン 12Pは、スロースタート時間を設定するための容量を接続する容量接続端子である。この第 12ピン 12 Pには、コンデンサ 141がグランドとの間に接続され、起動時に徐々に上昇するスロースタート用の電圧 S Sが発生する。

第 13ピン 13 Pは、同期用端子であり、他のコントローラ I Cと協働させる場合に、それと接続される。第 14ピン 14 Pは、内部クロック入出力端子であり、他のコントローラ I Cと協働させる場合に、それと接続される。

.第 15ピン 15 Pは、外付け FETドライブ回路のグランド端子である。第 16ピン 16 Pは、 NMOS 102のゲート駆動信号 N 1を出力する端子である。第 17ピン 1 7Pは、 NMOS 104のゲート駆動信号 N2を出力する端子である。第 18ピン 18 Pは、 PMOS 103のゲート駆動信号 P 2を出力する端子である。第 19ピン 1 9 Pは、 PMOS 101のゲート駆動信号 P 1を出力する端子である。第 20ピン 20Pは、電源電圧 VCCを入力する電源端子である。

コントローラ I C200の内部構成を示す図 2において、 O S Cブロック 201は、第 3ピン 3 Pに接続されたコンデンサ 132と第 4ピン 4 Pに接続された抵抗 133、 134により周期が決定される PWM三角波信号 CTを発生し、 PWM比較器 214 に供給する。 OS Cブロック 201はまた、三角波信号 CTに同期した内部クロックをロジックブロック 203に供給する。

B〇SCブロック 202は、バースト用三角波信号発振回路であり、第 2ピン 2 P に接続されたコンデンサ 131により決定されるパースト用三角波信号 B CTを発生する。バースト用三角波信号 BCTの周波数は、 PWM三角波信号 CTの周波数より、著しく低く設定される（BCT周波数く CT周波数）。第 1ピン 1 Pに供給されるァナログ（直流電圧）のデューティ信号 DUTYとバースト用三角波信号 B CTを比較器 221で比較する。この比較器 221の比較出力でオア回路 239を介して、 NP Nトランジスタ（以下、 NPN) 234を駆動する。なお、第 1ピン 1 Pにディジタノレ（PWM形式）のデューティ信号 DUTYが供給される場合には、第 2ピン 2 Pに抵抗を接続し B OS Cブロック 202からバースト用所定電圧を発生させる。

ロジックブロック 203は、 P WM制御信号などが入力され、所定のロジックにしたがってスィッチ駆動信号を生成する。出力ブロック 204は、ロジックブロック 2 03からのスィッチ駆動信号にしたがって、ゲート駆動信号 P l， P 2, N 1 , N 2 を生成し、 PMOS 101、 103、 NMO S 102, 104のゲートに印加する。スロースタートブロック 205は、起動信号 STが入力され、コンデンサ 142、抵抗 143により緩やかに上昇する電圧 STBである比較器 217への入力がその基準電圧 V r e f 6を越えると、比較器 217の出力により起動する。比較器 217の出力は、ロジックブロック 203を駆動可能にする。なお、 249は、反転回路である。また、比較器 217の出力により、オア回路 243を介してフリップフロップ（F F) 回路 242をリセットする。スタートブロック 205が起動すると、スロースタ —ト電圧 S Sが徐々に上昇し、 PWM比較器 214に比較入力として入力される。したがって、起動時には、 PWM制御は、スロースタート電圧 S Sにしたがって行われる。

なお、起動時に、比較器 216は、入力が基準電圧 Vr e f 5を越えた時点で、ォァ回路 247を介して、 NMOS 246をオフする。これにより、抵抗 1 34を切り離し、 PWM用三角波信号 CTの周波数を変更する。また、オア回路 247には、比較器 213の出力も入力される。

第 1誤差増幅器 211は、冷陰極蛍光灯 F Lの電流に比例した検出電流 I Sと基準電圧 Vr e f 2 (例、 1. 25 v) とを比較し、その誤差に応じた出力によって定電流源 I 1に接続された NPN 235を制御する。この N P N 235のコレクタは第 8 ピン 8 Pに接続されており、この接続点（即ち、第 8ピン 8 P) の電位が帰還電圧 F Bとなり、 PWM比較器 214に比較入力として入力される。

PWM比較器214では、三角波信号 CTと、帰還電圧 FBあるいはスロースタート電圧 S Sの低い方の電圧とを比較して、 PWM制御信号を発生し、アンド回路 24 8を介してロジックブロック 203に、供給する。起動終了後の定常状態では、三角波信号 CTと帰還電圧 F Bとが比較され、設定された電流が冷陰極蛍光灯 F Lに流れるように自動的に制御される。

なお、第 8ピン 8 Pと第 9ピン 9 Pとの間には、コンデンサ 136が接続されているから、帰還電圧 F Bは滑らかに増加あるいは減少する。したがって、 PWM制御はショックなく、円滑に行われる。

第 2誤差増幅器 212は、冷陰極蛍光灯 F Lの電圧に比例した検出電圧 VSと基準電圧 Vr e f 3 (例、 1. 25 v) とを比較し、その誤差に応じた出力により、ダブルコレクタの一方が定電流源 I 1に接続されたダブルコレクタ構造の NPN 238を制御する。この NPN238のコレクタはやはり第 8ピン 8 Pに接続されているから、検出電圧 VSによっても帰還電圧 FBが制御される。したがって、比較器 212及ぴ N P N 238は、帰還信号 F Bを制御する帰還信号制御回路を構成する。

なお、帰還電圧 FBが基準電圧 Vr e f 1 (例、 3 v) を越えると、 PNPトランジスタ（以下、 PNP) 231がオンし、帰還電圧 FBの過上昇を制限する。

比較器 215は、電源電圧 V C Cを抵抗 240、 241で分圧した電圧と基準電圧 V r e f 7 (例、 2. 2 V) とを比較し、電源電圧 VCCが所定値に達した時点でその出力を反転し、オア回路 243を介して FF回路 242をリセットする。比較器 218は、スロースタート電圧 S Sを基準電圧 V r e f 8 (例、 2. 2 v) と比較し、電圧 S Sが大きくなるとアンド回路 244及ぴオア回路 239を介して N PN 234をオンする。 NPN 234のオンにより、ダイオード 232が電流源 I 2 により逆バイアスされ、その結果第 1誤差増幅器 21 1の通常動作を可能にする。したがって、 NPN 234、ダイオード 232及ぴ電流源 I 2は、バースト制御とパノレス幅制御とを切り替える制御モード切替回路を構成している。なお、ダイオード 23 7及び PNP 236は過電圧制限用である。

比較器 219は、ダブルコレクタの他方が定電流源 I 3に接続された NPN238 が第 2誤差増幅器 212によりオンされると、そのコレクタの電圧が基準電圧 V r e f 9 (例、 3. 0 v) より低下し、比較出力が反転する。比較器 220は、帰還電圧 FBを基準電圧 Vr e f 10 (例、 3. 0 v) と比較し、帰還電圧 F Bが高くなると、比較出力が反転する。比較器 21 9, 220の出力及び比較器 218の出力の反転信号をオア回路 245を介してタイマーブロック 206に印力 Qし、所定時間を計測して出力する。このタイマーブロック 206の出力により、 FF 242をセットし、この回路242の Q出力によりロジックブロック 203の動作を停止する。

次に、以上のように構成されるインパータの並行運転システムの構成及び動作を、図 3、図 4及び図 5をも参照して説明する。図 3は、本発明の実施の形態に係る、ィンパータの並行運転システムの全体図である。図 4は、図 3のインバータの並行運転に係る部分の構成図であり、並列運転する各ィンバータ間の相互接続関係を示した説明用の回路図である。図 5は、 O S Cブロック中のモード回路の構成例を示す図である。

図 3のように、複数のインバータ 100A〜10 ONは、液晶ディスプレイの各所に配置されている複数の冷陰極蛍光灯 F LA〜FLNに、それぞれ近接して設けられており、並行運転される。勿論、 1つのインパータで 2本以上の冷陰極蛍光灯に対応させても良い。この場合には、図 1の変圧器 TRの二次卷線を複数とし、それぞれの二次卷線から冷陰極蛍光灯 F Lに給電する。或いは、図 1のコントローラ I C200 に複数系統の PWM制御回路部を設け、複数系統の PWM駆動信号を出力するようにしてもよい。

図 4において、各インバータ 100A〜10 ONのコントローラ I C 200 A〜 2 0 ONは全て、内部構成は同一である。以下、代表してコントローラ I C 20 OAについて説明する。 '

O S Cブロック 201は、発振回路 201-1とモード回路 201 - 2とを含んでいる。発振回路 201—1は、 PWM用三角波信号 CTを出力すべき、第 1の信号線が外部端子 3 Pに接続され、また、第 2の信号線が外部端子 4 Pに接続される。また、発振回路 201— 1は、 PWM用三角波信号 CTと同期した同一周波数のクロック信号 S 1 (即ち、 CLK) を出力すべき、第 3の信号線がロジック回路 203と外部端子 14 Pに接続される。さらに、発振回路 201-1には、モード回路 201— 2のモード出力 Vmo d eが供給され、そのモード出力 Vmo d eの Hレベル/ Lレベルに応じて発振の動作 Z不動作が制御される。

モード回路 201—2は、発振回路 201一 1の第 2の信号線と同じく、 '外部端子 4 Pに接続される。そして、モード回路 201—2のモード出力 Vmo d eは、外部端子 4 Pに周波数決定用抵抗 133及び起動抵抗 134が接続されている場合には H レベルになり、そうでない場合には Lレベルになる。モード出力 Vmo d eは、発振回路 201一 1及ぴロジックブロック 203に供給される。

ロジックブロック 203は、クロック信号 CLKを受けて、モード出力 Vmo d e が Hレベルのときにクロック信号 CLKを 2分周して遁降した同期信号 S 2 (即ち、 TG) を形成し、外部端子 13 Pに出力する。しかし、モード出力 Vmo d eが Lレベルのときには、同期信号 TGを形成しない。なお、このときには、ロジックブロック 203には、外部からクロック信号 CLKとともに同期信号 TGが供給される。したがって、ロジックブロック 203では所要のロジック動作が行われる。

比較器 21 6は、外部端子 1 1 Pの電位 STBを基準電圧 Vr e f 5と比較し、電位 STBが基準電圧 V r e f 5に達するまでは NMOS 246をオンさせ、外部端子 6 Pをグランド電位に固定する。その後、電位 STBが基準電圧 Vr e f 5を越えると、 NMOS 246を才フさせる。

比較器 21 7は、外部端子 11 Pの電位 STBを基準電圧 V r e f 6と比較し、電位 S TBが基準電圧 V r e f 6を越えている間は、コントローラ I C 20 OAをシステム 'オンする。逆に、電位 S TBが基準電圧 V r e f 6より低い間は、コントローラ I C 200 Aをシステム ·オフする。なお、基準電圧 V r e f 6は、基準電圧 V r e f 5より小さく設定されている。

このように構成されるコントローラ I C 200 A〜 200 Nにおいて、外部端子 3 P、外部端子 11 P、外部端子 13 P、外部端子 14Pは、それぞれ相互に接続される。

コントローラ I C20 OAを主コントローラとすると、コントローラ I C200 A の外部端子 3 Pにグランドとの間に周波数決定用コンデンサ 132を接続し、その外部端子 4 Pにグランドとの間に周波数決定用抵抗 133を接続し、その外部端子 4 P と外部端子 6 P間に起動抵抗 134を接続する。さらに、その外部端子 I I Pに、コンデンサ 142をグランドとの間に接続するとともに、抵抗 143を接続して起動信号 S Tを供給する。副コントローラ I Cとなるコントローラ I C200B〜200N には、これらの抵抗 133， 134及ぴコンデンサ 132は接続されない。

図 5は、モード回路 201— 2の内部構成例を示す図である。この図 5において、 PNPQ 1、 Q2、 Q6〜Q9、 NPNQ3〜Q5、 Q10〜Q13、コンデンサ C 1、定電流源 I 41〜 I 43、出力抵抗 R L、及ぴモード検出設定用抵抗 201-3 (抵抗値は R 2) 力図示されるように接続される。また、比較電圧 Vmlが NPN Q 3のベースに印加され、比較電圧 Vm 2が P N P Q 9のベースに印加される。

外部端子 4 Pに周波数决定用抵抗 1 33が接続されている場合には、モード出力 V mo d eが Hレベルになる。なお、起動抵抗 134は、常に周波数決定用抵抗 133 と一緒に外部端子 4 Pに接続されるので、起動抵抗 134については説明を省略している。以下、同様。また、周波数決定用抵抗 133が外部端子 4 Pに接続されていない場合には、モード出力 Vmo d eが Lレベルになる。そのようなモード出力 Vm o d eが得られるように、ヒれらの抵抗値 R 2、比較電圧 Vml、比較電圧 Vm 2は、外部端子 4 Pに接続される周波数決定用抵抗 133の抵抗値 R1との関係において、設定される。

具体例で示すと、周波数決定用抵抗 133が接続されている場合に、比較電圧 Vm 2く { (抵抗値 R 2/抵抗値 R 1) X比較電圧 Vml} 、の関係になるように、それぞれの抵抗値や電圧値が設定され、モード出力 Vmo d eが Hレベルになる。周波数決定用抵抗 133が接続されない場合には、抵抗値 R 1が無限大∞となるから、前式の不等号は逆になり、モード出力 Vmo d eが Lレベルになる。

以上のように構成されている、インバータの並行運転の動作について、説明する。起動信号 S Tが Hレベルに設定されると、各コントローラ I C200A〜20 ON の外部端子 1 1 Pの電位 STBはコンデンサ 142、抵抗 143で決まる時定数にしがって、上昇する。電位 STBが基準電圧 V r e f 6を越えると、比較器 217の出力が Hレベルから Lレベルに反転し.、各コントローラ I C 200 A〜200 Nがシステム ·オンする。このシステム .オンによって、コントローラ I Cの全ての回路、ブロックに電源電圧が供給される。なお、システム ·オフのときには、起動するための比較器 217には電源電圧が供給され、他の回路、ブロックには電源電圧が供給されていない。即ち、待機状態にある。

システム ·オンにより主コントローラ I C 20 OAのモード回路 201— 2は、 H レベルのモード出力 Vmo d eを発生する。主コントローラ I C 200 Aの発振回路 201— 1は、周波数決定用コンデンサ 132及び周波数決定用抵抗 133、起動抵抗 1 34により決定される起動時用の比較的高い周波数の PWM用三角波信号 CTとクロック信号 CLKを発生する。また、ロジックブロック 203で、クロック信号 C LKに基づいて同期信号 TGが発生される。

副コントローラ I C 200 B〜20 ONは、主コントローラ I C 200 Aとほぼ同時にシステム ·オンされる。副コントーラ I C 200 B〜20 ONの外部端子 4 P に周波数決定用抵抗 133や起動抵抗 134が接続されていないので、 PW [用三角波信号 CT、クロック信号 CLK及び同期信号 TGを自らは発生しない。

主コントローラ I C 200 Aで発生された PWM [用三角波信号 CT、クロック信号。及び同期信号丁&は、それぞれ相互接続されている副コントローラ I C200 B〜200 Nに供給される。副コントローラ I C200 B〜20 ONでは、主コントローラ I C 200 Aから供給された PWM用三角波信号 CT、クロック信号 CLK及ぴ同期信号 T Gに基づいて、 PWM制御信号が形成される。

これにより、副インバータは、主コントローラ I C20 OAを持つ主インバータと同期して動作するから、全てのインバータは同期して同相で動作する。そして、それぞれのインバータを、分散されて配置されている CCF L (液晶ディスプレイのバックライト光源）に近接して配置する。

したがって、複数の CCFLが同期して発光するから、光が干渉し合ってちらつきことを防止できる。また、各インバータと各 CCFLとが近接配置されるから、高電圧の配線を引き回すことによる他装置への影響を低減できる。また、 CCFLの寄生キャパシタンスを、変圧器のインダクタンスとの共振に有効に利用することもできる。外部端子 1 1 Pの電位 STB力基準電圧 V r e f 5に達するまでは、 NMO S 2 46がオンしており、周波数決定用抵抗 133に起動抵抗 134が並列に接続されている。したがって、 PWM用三角波信号 CT、クロック信号 CLK等は通常周波数より高い周波数で発生される。これにより、起動中においては、インバータ回路の出力周波数が高くなるから、 CCF Lの点灯に有効である。

外部端子 I I Pの電位 S TBが上昇し、基準電圧 V r e f 5を越えると、比較器 2 16の出力は Hレベルから Lレベルに反転し、 NMOS 246はオフし、通常運転に入る。起動信号 STの Hレベルへの立ち上がりから通常運転に入るまでの時間は、ばらっきを考慮しても全ての CCFLが点灯する時間よりも長くなるように設定することが望ましい。通常運転においては、 PWM用三角波信号 CT、クロック信号 CLK 等が通常周波数になるだけで、複数インバークが同期運転されることに変わりはない。なお、以上の実施の形態では、全てのコントローラ I C 200 A〜20 ONの外部端子 1 1 Pを相互に接続して、全てのコントローラ I C、即ち全てのインバータを共通に起動及ぴ停止するようにしている。これに代えて、起動信号 STを、個々のコントローラ I C毎や、グループ化したコントローラ I C群毎に与えるようにして、インバータを別々に起動 '停止するようにしても良い。この場合でも、インバータの同期運転は、支障なく行うことができる。

また、以上の実施の形態では、クロック信号 CLKは、 PWM用三角波信号 CTと同期した同一周波数としている。し力し、これに代えて、クロック信号 CLKは、 P WM用三角波信号 CTと同期している、半分の周波数のものとしても良い。この場合、クロック信号 CLKは、以上の実施の形態での同期信号と同じ信号となるから、各コントローラ I C200A〜20 ONではそのクロック信号 CLKを 2通倍して、 PW M用三角波信号 C Tと同期した同一周波数の新たなク口ック信号を形成することになる。これによれば、コントローラ I Cの外部端子の数を削減することができ、また、コントローラ I C間の相互接続線数を少なくできる。産業上の利用可能性

以上のように、本発明に係る直流—交流変換装置の並行運転システム及ぴそのコントローラ I Cは、低い直流電圧から高い交流電圧を必要とする、液晶表示装置のバックライト用光源として用いるのに適している。

Claims

請求の範囲

1 . 一次卷線と負荷が接続された少なくとも 1つの二次卷線とを持つ変圧器と、直流電源から前記一次巻線に第 1方向及ぴ第 2方向に交互に電流を流すための半導体スィッチ回路と、

前記負荷に流れる電流を検出し、電流検出信号を発生する電流検出回路と、三角波信号及びこれと同期したクロック信号を周波数決定用コンデンサ及ぴ周波数決定用抵抗が接続されたときに発生する発振器プロックと、

前記三角波信号、前記クロック信号及ぴ前記電流検出信号を受けて、 PWM制御されたスィツチ駆動信号を前記半導体スィツチ回路に供給する PWM制御回路とをそれ 'ぞれ有する、複数 N個の直流一交流変換装置を備え、 .

前記複数 N個の直流一交流変換装置のうちの 1つの直流一交流変換装置のみに、前記周波数決定用コンデンサ及び前記周波数決定用抵抗を接続して、当該直流—交流変換装置の前記発振器プロックから前記三角波信号及ぴ前記ク口ック信号を発生させ、当該直流一交流変換装置から発生された前記三角波信号及び前記ク口ック信号を、他の直流一交流変換装置に供給し、

複数 N個の直流一交流変換装置で同一の前記三角波信号及ぴ前記ク口ック信号を使用して同期して同相の PWM制御を行うことを特徴とする、直流一交流変換装置の並行運転システム。

2 . 前記発振器ブロックで発生される前記三角波信号及び前記クロック信号は、同一周波数であり、さらに前記三角波信号を発生させる直流一交流変換装置で前記ク口ック信号を通降した同期信号を発生させ、その同期信号を他の直流一交流変換装置に供給して、前記複数 N個の直流一交流変換装置で共通に使用することを特徴とする、請求の範囲第 1項記載の直流一交流変換装置の並行運転システム。

3 . 前記同期信号は、前記クロック信号を 2分周して通降したものであることを特徴とする、請求の範囲第 2項記載の直流一交流変換装置の並行運転システム。

4 . 前記発振器ブロックは、前記周波数決定用抵抗が接続されているか否かを判定し、その判定結果を出力するモード回路と、そのモード回路からの判定結果に応じて動作或いは不動作が決定される発振回路とを有することを特徴とする、請求の範囲第 1〜 3項記載の直流一交流変換装置の並行運転システム。

5 . 前記周波数決定用コンデンサの接続点に前記三角波信号が発生され、或いは、或いは他の直流一交流変換装置からの三角波信号が供給されることを特徴とする、請求の範囲第 1項記載の直流—交流変換装置の並行運転システム。

6 . 前記周波数決定用抵抗の抵抗値は、前記複数 N個の直流一交流変換装置の起動時にはある小さ、抵抗値に設定されており、その後により大きな抵抗値に設定されることを特徴とする、請求の範囲第 1項記載の直流一交流変換装置の並行運転システム。

7 . 前記負荷は、冷陰極蛍光灯であることを特徴とする、請求の範囲第 1項記載の直流一交流変換装置の並行運転システム。

8 . '半導体スィツチ回路を駆動して、負荷へ供給する交流電力を制御するためのコントローラ I Cであって、

三角波信号及ぴこれと同期したクロック信号を周波数決定用コンデンサ及ぴ周波数決定用抵抗が接続されたときに発生する発振器ブロックと、

前記三角波信号、前記ク口ック信号及び前記負荷に流れる電流を検出した電流検出信号を受けて、 P WM制御されたスィツチ駆動信号を前記半導体スィツチ回路に供給するための PWM制御回路と、

前記周波数決定用コンデンサが接続されるとともに、前記三角波信号が発生されるときにその出力端子となり、前記三角波信号が発生されないときに外部からの三角波信号の入力端子となる第 1外部端子と、

前記周波数決定用抵抗が接続される端子となる第 2外部端子と、

前記クロック信号が発生されるときにその出力端子となり、前記クロック信号が発生されないときに外部からのクロック信号の入力端子となる第 3外部端子と、を備え、前記第 1外部端子に前記周波数決定用コンデンサが接続され、かつ、前記第 2外部端子に前記周波数決定用抵抗が接続.されるときに、前記三角波信号を前記第 1外部端子から外部へも出力し、前記クロック信号を前言己第 3外部端子から外部へ出力するとともに、

前記外部端子に周波数決定用抵抗が接続されないときには、前記三角波信号を外部から前記第 1外部端子に入力し、前記クロック信号を外部から前記第.3外部端子へ入力することを特徴とする、コントローラ I C。

9 . さらに第 4外部端子が設けられ、

この第 4外部端子と前記第 2外部端子との間で外部に前記周波数決定用抵抗とともに前記負荷の起動時の周波数を決定するための起動抵抗が接続され、

第 4外部端子は内部でスィツチにより起動時に前記起動抵抗が前記周波数決定用抵抗に並列されるように制御されることを特徴とする、請求の範囲第 8項記載のコントローラ I C。

1 0 . さらに第 5外部端子が設けられ、

前記発振器プロックで発生される前記三角波信号及び前記ク口ック信号は、同一周波数であり、

前記三角波信号が前記発振器プロックで発生される場合には、前記ク口ック信号を遁降した同期信号を発生させ、前記第 5外部端子より外部へも出力し、 · 前記三角波信号が前記発振器プロックで発生されない場合には、外部から前記外部端子に前記クロック信号を通降した同期信号が入力されることを特徴とする、請求の範囲第 8、 9項記載のコントローラ I C。

1 1 . 前記発振器ブロックは、前記周波数決定用抵抗が接続されているか否かを判定し、その判定結果を出力するモード回路と、前記モード回路からの判定結果に応じて動作或いは不動作が決定される発振回路とを有することを特徴とする、請求の範囲第 8項記載のコントローラ I C。