JP3696604B2 - 直流−交流変換装置、及び交流電力供給方法 - Google Patents

直流−交流変換装置、及び交流電力供給方法 Download PDF

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Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、電気機器付属の電源アダプタや、バッテリーなどの直流電源から、負荷を駆動するための交流電圧を発生する直流−交流変換装置（以下、インバーターという）、及び交流電力供給方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
ノートパソコンの液晶モニタや、液晶テレビ受像機などの液晶ディスプレイのバックライト光源として、冷陰極蛍光灯（ＣＣＦＬ）が用いられるようになってきている。このＣＣＦＬは、通常の熱陰極蛍光灯よりも一般的に高い効率と長い寿命を持っており、そして、熱陰極蛍光灯が持っているフィラメントを省いている。
【０００３】
このＣＣＦＬを起動及び動作させるためには、高い交流電圧を必要とする。例えば、起動電圧は約１０００ｖであり、動作電圧は約６００ｖである。この高い交流電圧を、インバーターを用いて、ノートパソコンや液晶テレビ受像機などの直流電源から発生させる。
【０００４】
以前から、ＣＣＦＬ用インバーターとして、ロイヤー（Ｒｏｙｅｒ）回路が一般的に用いられている。このロイヤー回路は、可飽和磁芯変圧器、制御トランジスタなどから構成され、そして、可飽和磁芯変圧器の非線形透磁率、制御トランジスタの非線形電流ゲイン特性により自己発振する。ロイヤー回路自身は外部クロックやドライバー回路を必要としない。
【０００５】
しかし、ロイヤー回路は、基本的には一定電圧インバーターであり、入力電圧や負荷電流が変化する場合には一定出力電圧を維持できない。したがって、ロイヤー回路に電力を供給するためのレギュレータを必要とする。このようなことから、ロイヤー回路を用いたインバーターは、小型化が難しく、また、電力変換効率も低い。
【０００６】
センタータップに直流電圧が供給される一次巻線と交流電圧出力用の二次巻線を持つセンタータップ型変圧器を用いたインバーターが提案されている（特許文献１及び特許文献２参照）。
【０００７】
特許文献１のインバーターは、一次巻線のセンタータップに直流電圧が供給され、一次巻線の各端とグランド間にそれぞれ半導体スイッチを有しており、それらの半導体スイッチが交互にオン・オフされる。そのインバーターに供給する直流電圧を、ＰＷＭ制御するＰＷＭ制御装置を設けている。そして、ＰＷＭ制御装置による直流電流の制御により、インバーターから負荷へ供給する電力の制御を行う。
【０００８】
特許文献２のインバーターは、センタータップに直流電源が接続された１次巻線、交流電圧出力用の２次巻線、フィードバック用の３次巻線を有する昇圧トランスと、その昇圧トランスの１次巻線の両端間に接続され、この１次巻線のインダクタンスとの間でＬＣ共振回路を構成する共振コンデンサと、一端側がその共振コンデンサの異なる端部にそれぞれ接続され他端側がアースされ、３次巻線の出力電圧により交互にオン、オフされる一対の半導体スイッチと、そのＬＣ共振回路内に接続された可変インダクタを備えている。そして、可変インダクタのインダクタンスを制御することにより、インバーターの出力電圧を制御する。
【０００９】
【特許文献１】
特表２００２−５００４２７号公報
【００１０】
【特許文献２】
特開平６−１４５５６号公報
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】
従来のロイヤー回路を用いたものでは小型化が難しく、また、変換効率も低い問題がある。特許文献１のものでは、インバーターとは別に、そのインバーターに供給する直流電圧をＰＷＭ制御するためのＰＷＭ制御装置を必要とするから、直流−交流変換装置全体としての構造が複雑になり、また小型化が難しい。また、特許文献２のものでは、ＬＣ共振回路内に接続された可変インダクタを備え、そのインダクタンスを制御して出力電圧を制御するから、構造が複雑になり、また小型化が難しい。
【００１２】
そこで、本発明は、直流電源から、負荷を駆動するための交流電圧を発生するためのインバーターであって、直流電圧が供給されるセンタータップ付き一次巻線を持つ変圧器を用いて、簡素な構成で、負荷への電力供給をきめ細かく調整可能にする、インバーターを提供することを目的とする。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
請求項１記載のインバーターは、センタータップ付き一次巻線と少なくとも１つの二次巻線とを持ち、前記センタータップが直流電源の第１電位点に接続される変圧器と、
前記一次巻線の一端と前記直流電源の第２電位点との間に接続され、前記一次巻線に第１方向に電流を流すための第１半導体スイッチと、
前記一次巻線の他端と前記第２電位点との間に接続され、前記一次巻線に第２方向に電流を流すための第２半導体スイッチと、
前記一次巻線の他端と前記センタータップ間に直列に接続された第１コンデンサと第３半導体スイッチと、
前記一次巻線の一端と前記センタータップ間に直列に接続された第２コンデンサと第４半導体スイッチと、
前記二次巻線に接続された負荷に流れる電流を検出するための電流検出回路と、
前記電流検出回路の検出電流に基づいて形成された帰還信号と三角波信号列とを比較して、パルス幅変調信号を発生するパルス幅変調回路と、
前記パルス幅変調信号に基づいて、前記第１半導体スイッチをオンさせる第１スイッチ駆動信号、前記第２半導体スイッチをオンさせる第２スイッチ駆動信号、前記第３半導体スイッチをオンさせる第３スイッチ駆動信号、前記第４半導体スイッチをオンさせる第４スイッチ駆動信号を発生するスイッチ駆動信号出力用のロジック回路とを備え、
前記第１〜第４スイッチ駆動信号は、前記三角波信号列の三角波信号の１つ置きに、前記第１半導体スイッチと前記第３半導体スイッチの第１組半導体スイッチ群と前記第２半導体スイッチと前記第４半導体スイッチの第２組半導体スイッチ群が交互にオンし、且つ前記第１組半導体スイッチ群と前記第２組半導体スイッチ群が交互にオンする間に前記第１乃至第４半導体スイッチが全てオフするオフ期間を設けるタイミングで、発生されることを特徴とする。
請求項２記載のインバーターは、請求項１記載のインバーターにおいて、前記第１及び第３半導体スイッチは、前記三角波信号列の１つおきの三角波信号の一方頂点の時点でオンし、その直後の三角波信号と前記帰還信号とが等しくなるまでオンを継続し、
前記第２及び第４半導体スイッチは、前記三角波信号列の前記第１及び第３半導体スイッチがオンする三角波信号とは異なる１つおきの三角波信号の一方頂点の時点でオンし、その直後の三角波信号と前記帰還信号とが等しくなるまでオンを継続することを特徴とする。
請求項３記載のインバーターは、請求項１記載のインバーターにおいて、前記第１半導体スイッチは、前記三角波信号列の１つおきの三角波信号の一方頂点の時点でオンし、その直後の三角波信号と前記帰還信号とが等しくなるまでオンを継続し、
前記第２半導体スイッチは、前記三角波信号列の前記第１半導体スイッチがオンする三角波信号とは異なる１つおきの三角波信号の一方頂点の時点でオンし、その直後の三角波信号と前記帰還信号とが等しくなるまでオンを継続し、
前記第３半導体スイッチは、前記第１半導体スイッチがオンするより早く、且つ前記第２半導体スイッチがオンを終了してから所定時間後にオンし、前記第１半導体スイッチがオンしている間はオンを継続し、
前記第４半導体スイッチは、前記第２半導体スイッチがオンするより早く、且つ前記第１半導体スイッチがオンを終了してから所定時間後にオンし、前記第２半導体スイッチがオンしている間はオンを継続することを特徴とする。
請求項４記載のインバーターは、請求項１乃至３記載のインバーターにおいて、前記第１半導体スイッチ乃至第４半導体スイッチは、ＭＯＳ電界効果トランジスタであることを特徴とする。
請求項５記載のインバーターは、請求項１乃至４記載のインバーターにおいて、オン時間とオフ時間との比を調整可能なパルス列形状のバースト制御信号を形成し、このバースト制御信号により前記第１〜前記第４スイッチ駆動信号を発生あるいは停止させることを特徴とする。
請求項６記載の交流電力供給方法は、センタータップ付き一次巻線と少なくとも１つの二次巻線とを持つ変圧器の二次巻線に接続された負荷に、直流電源の電源電圧を変換した交流電力を供給する電力供給方法であって、
前記センタータップを前記直流電源の第１電位点に接続し、
前記一次巻線の一端と前記直流電源の第２電位点との間に、前記一次巻線に第１方向に電流を流すための第１半導体スイッチを接続し、
前記一次巻線の他端と前記直流電源の第２電位点との間に、前記一次巻線に第２方向に電流を流すための第２半導体スイッチを接続し、
前記一次巻線の他端と前記センタータップ間に第１コンデンサと第３半導体スイッチとを直列に接続し、
前記一次巻線の一端と前記センタータップ間に、第２コンデンサと第４半導体スイッチとを直列に接続し、
電流検出回路により前記二次巻線に接続された負荷に流れる電流を検出し、
前記電流検出回路の検出電流に基づいて帰還信号を形成し、その帰還信号と三角波信号列とを比較して、パルス幅変調信号を発生し、
前記パルス幅変調信号に基づいて、前記第１半導体スイッチをオンさせる第１スイッチ駆動信号、前記第２半導体スイッチをオンさせる第２スイッチ駆動信号、前記第３半導体スイッチをオンさせる第３スイッチ駆動信号、前記第４半導体スイッチをオンさせる第４スイッチ駆動信号を発生させ、
前記第１〜第４スイッチ駆動信号は、前記三角波信号列の三角波信号の１つ置きに、前記第１半導体スイッチと前記第３半導体スイッチの第１組半導体スイッチ群と前記第２半導体スイッチと前記第４半導体スイッチの第２組半導体スイッチ群が交互にオンし、且つ前記第１組半導体スイッチ群と前記第２組半導体スイッチ群が交互にオンする間に前記第１乃至第４半導体スイッチが全てオフするオフ期間を設けるタイミングで、発生されることを特徴とする、交流電力供給方法。
【００１４】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照して、本発明の、直流電源から負荷を駆動するための交流電圧を発生するインバーター、及び交流電力供給方法の実施の形態について説明する。
【００１５】
図１は、センタータップ付き一次巻線と二次巻線とを持つ絶縁変圧器、半導体スイッチ回路を用いて、ＰＷＭ制御する本発明の実施の形態に係るインバーターの全体構成を示す図である。図２は、そのためのインバーター制御用ＩＣの内部構成を示す図である。
【００１６】
図１において、変圧器ＴＲは、一次巻線１０７がセンタータップＴと一端の端子（以下、第１端子）Ａと他端の端子（以下、第２端子）Ｂを持ち、負荷に交流電力を供給する二次巻線１０８を持つ絶縁変圧器である。この変圧器ＴＲのセンタータップＴに直流電源電圧ＶＣＣが供給される。この直流電源電圧ＶＣＣは、共通電位点であるグランドとの間の電圧であり、電池電源ＢＡＴから供給されている。
【００１７】
第１半導体スイッチであるＮ型ＭＯＳＦＥＴ（以下、ＮＭＯＳ）１０１は、変圧器ＴＲの一次巻線１０７への第１方向の電流経路を形成するためのスイッチである。また、第２半導体スイッチであるＮＭＯＳ１０２は、変圧器ＴＲの一次巻線１０７への第２方向の電流経路を形成するためのスイッチである。このＮＭＯＳ１０１とＮＭＯＳ１０２が交互にオンされることにより、変圧器ＴＲの一次巻線１０７に交番電流が流れる。
【００１８】
また、一次巻線１０７のセンタータップＴと第２端子Ｂとの間に、第１コンデンサ１０５と第３半導体スイッチであるＰ型ＭＯＳＦＥＴ（以下、ＰＭＯＳ）１０３との直列回路が接続される。このＰＭＯＳ１０３は、基本的にはＮＭＯＳ１０１に同期してオンするように制御される。同様に、一次巻線１０７のセンタータップＴと第１端子Ａとの間に、第２コンデンサ１０４と第４半導体スイッチであるＰＭＯＳ１０４との直列回路が接続される。このＰＭＯＳ１０４は、基本的にはＮＭＯＳ１０２に同期してオンするように制御される。
【００１９】
これらのＮＭＯＳ１０１、ＮＭＯＳ１０２、ＰＭＯＳ１０３、ＰＭＯＳ１０４は、それぞれボディダイオード（即ち、バックゲートダイオード）を有している。このボディダイオードにより、本来の電流経路と逆方向の電流を流すことができる。なお、ボディダイオードと同様の機能を果たすダイオードを別に設けてもよい。
【００２０】
直流電源ＢＡＴの電源電圧ＶＣＣがＮＭＯＳ１０１、ＮＭＯＳ１０２を介して変圧器ＴＲの一次巻線１０７に供給され、その２次巻線１０８に巻線比に応じた高電圧が誘起される。この誘起された高電圧が負荷である冷陰極蛍光灯ＦＬに供給されて、冷陰極蛍光灯ＦＬが点灯する。なお、ＰＭＯＳ１０３、ＰＭＯＳ１０４は、コンデンサ１０５、１０６とともに、異常なピーク過電圧の抑制、フライバックエネルギーの回収などの役割を果たす。
【００２１】
コンデンサ１１１，コンデンサ１１２は、抵抗１１７，抵抗１１８とともに、冷陰極蛍光灯ＦＬに印加される電圧を検出して、コントローラＩＣ２００にフィードバックするものである。抵抗１１４，抵抗１１５は、冷陰極蛍光灯ＦＬに流れる電流を検出して、コントローラＩＣ２００にフィードバックするものである。また、コンデンサ１１１は、そのキャパシタンスと変圧器ＴＲのインダクタンス成分とで共振させるためのものであり、この共振には冷陰極蛍光灯ＦＬの寄生キャパシタンスも寄与する。１１３，１１６，１１９，１２０は、ダイオードである。また、１５１、１５２は電源電圧安定用のコンデンサである。
【００２２】
コントローラＩＣ２００は複数の入出力ピンを有している。第１ピン１Ｐは、ＰＷＭモードと間欠動作（以下、バースト）モードの切替端子であり、外部からそれらモードの切替及びバーストモード時のデューティ比を決定するデューティ信号ＤＵＴＹが入力される。第２ピン２Ｐは、バーストモード発振器（ＢＯＳＣ）の発振周波数設定容量接続端子であり、設定用コンデンサ１３１が接続され、バースト用三角波信号ＢＣＴが発生する。
【００２３】
第３ピン３Ｐは、ＰＷＭモード発振器（ＯＳＣ）の発振周波数設定容量接続端子であり、設定用コンデンサ１３２が接続され、ＰＷＭ用三角波信号ＣＴが発生する。第４ピン４Ｐは、第３ピン３Ｐの充電電流設定抵抗接続端子であり、設定用抵抗１３３が接続され、その電位ＲＴと抵抗値に応じた電流が流れる。第５ピン５Ｐは、接地端子であり、グランド電位ＧＮＤにある。
【００２４】
第６ピン６Ｐは、第３ピン３Ｐの充電電流設定抵抗接続端子であり、設定用抵抗１３４が接続され、内部回路の制御によりこの抵抗１３４が設定用抵抗１３３に並列に接続されるかあるいは切り離され、その電位ＳＲＴはグランド電位ＧＮＤか、第４ピン４Ｐの電位ＲＴになる。第７ピン７Ｐは、タイマーラッチ設定容量接続端子であり、内部の保護動作用の動作時限を決定するためのコンデンサ１３５が接続され、コンデンサ１３５の電荷に応じた電位ＳＣＰが発生する。
【００２５】
第９ピン９Ｐは、抵抗１４０を介して、冷陰極蛍光灯ＦＬに流れる電流に応じた電流検出信号（以下、検出電流）ＩＳが入力され、第１誤差増幅器に入力される。第８ピン８Ｐは、第１誤差増幅器出力端子であり、この第８ピン８Ｐと第９ピン９Ｐとの間にコンデンサ１３６が接続される。第８ピン８Ｐの電位が帰還電圧ＦＢとなり、ＰＷＭ制御のための制御電圧になる。以下、各電圧は、特に断らない限り、グランド電位を基準としている。
【００２６】
第１０ピン１０Ｐは、抵抗１３９を介して、冷陰極蛍光灯ＦＬに印加される電圧に応じた電圧検出信号（以下、検出電圧）ＶＳが入力され、第２誤差増幅器に入力される。第１０ピン１０Ｐには、コンデンサ１３７が第８ピン８Ｐとの間に接続される。
【００２７】
第１１ピン１１Ｐは、起動及び起動時間設定端子であり、抵抗１４３とコンデンサ１４２により、起動信号ＳＴが遅延されノイズを抑制された信号ＳＴＢが印加される。第１２ピン１２Ｐは、スロースタート設定容量接続端子であり、コンデンサ１４１がグランドとの間に接続され、起動時に徐々に上昇するスロースタート用の電圧ＳＳが発生する。
【００２８】
第１３ピン１３Ｐは、同期用端子であり、他のコントローラＩＣと協働させる場合に、それと接続される。第１４ピン１４Ｐは、内部クロック入出力端子であり、他のコントローラＩＣと協働させる場合に、それと接続される。
【００２９】
第１５ピン１５Ｐは、外付けＦＥＴドライブ回路のグランド端子である。第１６ピン１６Ｐは、ＮＭＯＳ１０２のゲート駆動信号Ｎ１を出力する端子である。第１７ピン１７Ｐは、ＮＭＯＳ１０４のゲート駆動信号Ｎ２を出力する端子である。第１８ピン１８Ｐは、ＰＭＯＳ１０３のゲート駆動信号Ｐ２を出力する端子である。第１９ピン１９Ｐは、ＰＭＯＳ１０１のゲート駆動信号Ｐ１を出力する端子である。第２０ピン２０Ｐは、電源電圧ＶＣＣを入力する電源端子である。
【００３０】
コントローラＩＣ２００の内部構成を示す図２において、ＯＳＣブロック２０１は、第３ピン３Ｐに接続されたコンデンサ１３２と第４ピン４Ｐに接続された抵抗１３３、１３４により決定されるＰＷＭ三角波信号ＣＴを発生し、ＰＷＭ比較器２１４に供給すると共に、内部クロックを発生しロジックブロック２０３に供給する。
【００３１】
ＢＯＳＣブロック２０２は、バースト用三角波信号発振回路であり、第２ピン２Ｐに接続されたコンデンサ１３１により決定されるバースト用三角波信号ＢＣＴを発生する。ＢＣＴ周波数は、ＣＴ周波数より、著しく低く設定される（ＢＣＴ周波数＜ＣＴ周波数）。第１ピン１Ｐに供給されるアナログ（直流電圧）のデューティ信号ＤＵＴＹと三角波信号ＢＣＴを比較器２２１で比較し、この比較出力でオア回路２３９を介して、ＮＰＮトランジスタ（以下、ＮＰＮ）２３４を駆動する。なお、第１ピン１Ｐにディジタル（ＰＷＭ形式）のデューティ信号ＤＵＴＹが供給される場合には、第２ピン２Ｐに抵抗を接続しＢＯＳＣブロック２０２からバースト用所定電圧を発生させる。
【００３２】
ロジックブロック２０３は、ＰＷＭ制御信号などが入力され、所定のロジックにしたがってスイッチ駆動信号を生成し、出力ブロック２０４を介して、ゲート駆動信号Ｐ１，Ｐ２，Ｎ１，Ｎ２を、ＰＭＯＳ１０１、１０３、ＮＭＯＳ１０２，１０４のゲートに印加する。
【００３３】
スロースタートブロック２０５は、起動信号ＳＴが入力され、コンデンサ１４２、抵抗１４３により緩やかに上昇する電圧ＳＴＢである比較器２１７への入力がその基準電圧Ｖｒｅｆ６を越えると、比較器２１７の出力により起動する。比較器２１７の出力は、ロジックブロック２０３を駆動可能にする。なお、２４９は、反転回路である。また、比較器２１７の出力により、オア回路２４３を介してフリップフロップ（ＦＦ）回路２４２をリセットする。スタートブロック２０５が起動すると、スロースタート電圧ＳＳが徐々に上昇し、ＰＷＭ比較器２１４に比較入力として入力される。したがって、起動時には、ＰＷＭ制御は、スロースタート電圧ＳＳにしたがって行われる。
【００３４】
なお、起動時に、比較器２１６は、入力が基準電圧Ｖｒｅｆ５を越えた時点で、オア回路２４７を介して、ＮＭＯＳ２４６をオフする。これにより、抵抗１３４を切り離し、ＰＷＭ用三角波信号ＣＴの周波数を変更する。また、オア回路２４７には、比較器２１３の出力も入力される。
【００３５】
第１誤差増幅器２１１には、冷陰極蛍光灯ＦＬの電流に比例した検出電流ＩＳが入力され、基準電圧Ｖｒｅｆ２（例、１．２５ｖ）と比較され、その誤差に応じた出力により、定電流源Ｉ１に接続されたＮＰＮ２３５を制御する。このＮＰＮ２３５のコレクタは第８ピン８Ｐに接続されており、この接続点の電位が帰還電圧ＦＢとなり、ＰＷＭ比較器２１４に比較入力として入力される。
【００３６】
ＰＷＭ比較器２１４では、三角波信号ＣＴと、帰還電圧ＦＢあるいはスロースタート電圧ＳＳの低い方の電圧とを比較して、ＰＷＭ制御信号を発生し、アンド回路２４８を介してロジックブロック２０３に、供給する。起動終了後の定常状態では、三角波信号ＣＴと帰還電圧ＦＢとが比較され、設定された電流が冷陰極蛍光灯ＦＬに流れるように自動的に制御される。
【００３７】
なお、第８ピン８Ｐと第９ピン９Ｐとの間には、コンデンサ１３６が接続されているから、帰還電圧ＦＢは滑らかに増加あるいは減少する。したがって、ＰＷＭ制御はショックなく、円滑に行われる。
【００３８】
第２誤差増幅器２１２には、冷陰極蛍光灯ＦＬの電圧に比例した検出電圧ＶＳが入力され、基準電圧Ｖｒｅｆ３（例、１．２５ｖ）と比較され、その誤差に応じた出力により、ダブルコレクタの一方が定電流源Ｉ１に接続されたダブルコレクタ構造のＮＰＮ２３８を制御する。このＮＰＮ２３８のコレクタはやはり第８ピン８Ｐに接続されているから、検出電圧ＶＳによっても 帰還電圧ＦＢが制御される。なお、帰還電圧ＦＢが基準電圧Ｖｒｅｆ１（例、３ｖ）を越えると、ＰＮＰトランジスタ（以下、ＰＮＰ）２３１がオンし、帰還電圧ＦＢの過上昇を制限する。
【００３９】
比較器２１５は、電源電圧ＶＣＣを抵抗２４０、２４１で分圧した電圧と基準電圧Ｖｒｅｆ７（例、２．２ｖ）とを比較し、電源電圧ＶＣＣが所定値に達した時点でその出力を反転し、オア回路２４３を介してＦＦ回路２４２をリセットする。
【００４０】
比較器２１８は、スロースタート電圧ＳＳを基準電圧Ｖｒｅｆ８（例、２．２ｖ）と比較し、電圧ＳＳが大きくなるとアンド回路２４４及びオア回路２３９を介してＮＰＮ２３４をオンする。ＮＰＮ２３４のオンにより、ダイオード２３２が電流源Ｉ２により逆バイアスされ、その結果第１誤差増幅器２１１の通常動作を可能にする。
【００４１】
比較器２１９は、ダブルコレクタの他方が定電流源Ｉ３に接続されたＮＰＮ２３８が第２誤差増幅器２１２によりオンされると、その電圧が基準電圧Ｖｒｅｆ９（例、３．０ｖ）より低下し、比較出力が反転する。比較器２２０は、帰還電圧ＦＢを基準電圧Ｖｒｅｆ１０（例、３．０ｖ）と比較し、帰還電圧ＦＢが高くなると、比較出力が反転する。比較器２１９、２２０の出力及び比較器２１８の出力の反転信号をオア回路２４５を介してタイマーブロック２０６に印加し、所定時間を計測して出力する。このタイマーブロック２０６の出力により、ＦＦ２４２をセットし、このＦＦ回路２４２のＱ出力によりロジックブロック２０３の動作を停止する。
【００４２】
次に、以上のように構成されるインバーターの動作を、ＰＷＭ制御及びそのバースト制御について説明する。
【００４３】
デューティ信号ＤＵＴＹがバースト用三角波信号ＢＣＴを越えている間（ＯＮＤＵＴＹ）は、ＰＷＭ制御が行われる。一方、デューティ信号ＤＵＴＹがバースト用三角波信号ＢＣＴを下回っている間（ＯＦＦ ＤＵＴＹ）は、ＰＷＭ制御が停止され、冷陰極蛍光灯ＦＬへの電力供給は停止される。
【００４４】
ＰＷＭ用三角波信号ＣＴの周波数は例えば５０ｋＨｚであり、これを周波数が例えば１５０Ｈｚの三角波信号ＢＣＴでバースト制御するから、視覚上で何らの問題はない。そして、デューティ信号ＤＵＴＹの大きさを制御することにより、ＰＷＭ制御のみによって冷陰極蛍光灯ＦＬへ供給可能な範囲を超えて、さらに広範囲に電力供給、即ち光量の制御を行うことができる。
【００４５】
具体的に回路動作を見ると、デューティ信号ＤＵＴＹがバースト用三角波信号ＢＣＴを下回っている間は、比較器２２１の出力は低（Ｌ）レベルにあり、ＮＰＮ２３４はオフしている。
【００４６】
これにより、ダイオード２３２が定電流源Ｉ２により順バイアスされ、第１誤差増幅器２１１の入力は高い値になり、ＮＰＮトランジスタ２３５がオンされ、帰還電圧ＦＢは低い電圧に規制される。
【００４７】
ＰＷＭ比較器２１４は、２つの負（−）入力のうちのより低い方の電圧と、正（＋）の三角波信号ＣＴとが比較される。従って、この場合には、ＰＷＭ制御信号は出力されない。
【００４８】
次に、デューティ信号ＤＵＴＹがバースト用三角波信号ＢＣＴを上回ると、ＮＰＮ２３４はオンし、ダイオード２３２は逆バイアスされてオフする。このとき、検出電圧ＩＳは低い値にあるから、第１誤差増幅器２１１は入力される検出電圧ＩＳに応じた出力を発生し、ＮＰＮ２３５の導通度を制御する。そのＮＰＮ２３５のコレクタ電圧、即ち帰還電圧ＦＢは、第８、第９ピン間に接続されているコンデンサ１３６の作用により、緩やかに上昇して行き、本来の帰還に応じた定常値に達する。これにより、ＰＷＭ比較器２１４からＰＷＭ制御信号がロジックブロック２０３に供給されて、ゲート駆動信号Ｐ１〜Ｎ２が出力されて、ＮＭＯＳ１０１、１０２がＰＷＭ制御される。これと同期して、ＰＭＯＳ１０３、１０４が制御される。
【００４９】
ＰＷＭ制御時のロジックブロック２０３、出力ブロック２０４におけるゲート駆動信号Ｐ１〜Ｎ２の形成ロジックを、図３の第１例のタイミングチャート、図４の各タイミングにおける動作状態を参照して、詳しく説明する。また、本発明の作用を、図５の波形図を参照して説明する。
【００５０】
パルス幅変調信号、即ちＰＷＭ用三角波信号ＣＴと帰還電圧ＦＢ、に基づいて、第１半導体スイッチであるＮＭＯＳ１０１を駆動する第１ゲート駆動信号Ｎ１と、第２半導体スイッチであるＮＭＯＳ１０２を駆動する第２ゲート駆動信号Ｎ２と、第３半導体スイッチであるＰＭＯＳ１０３を駆動する第３ゲート駆動信号Ｐ１と、第４半導体スイッチであるＰＭＯＳ１０４を駆動する第４ゲート駆動信号Ｐ２とが、出力ブロック２０４から出力される。
【００５１】
これらのゲート駆動信号Ｐ１〜Ｎ２は、三角波信号列ＣＴの三角波信号の１つ置きに、ＮＭＯＳ１０１とＰＭＯＳ１０３の第１組半導体スイッチ群とＮＭＯＳ１０２とＰＭＯＳ１０４の第２組半導体スイッチ群が交互にオンし、且つ第１組半導体スイッチ群と第２組半導体スイッチ群が交互にオンする間にＮＭＯＳ１０１〜ＰＭＯＳ１０４が全てオフするオフ期間を設けるタイミングで、発生される。
【００５２】
具体的には、ＮＭＯＳ１０１及びＰＭＯＳ１０３は、三角波信号列ＣＴの１つおきの三角波信号の一方頂点（但し、帰還信号ＦＢより低い側）の時点でオンし、その直後の三角波信号と帰還信号ＦＢとが等しくなるまでオンを継続する。また、ＮＭＯＳ１０２及びＰＭＯＳ１０４は、三角波信号列ＣＴのＮＭＯＳ１０１及びＰＭＯＳ１０３がオンする三角波信号とは異なる１つおきの三角波信号の一方頂点（但し、帰還信号ＦＢより低い側）の時点でオンし、その直後の三角波信号と帰還信号ＦＢとが等しくなるまでオンを継続する。
【００５３】
図３の区間ｉにおいて、ゲート駆動信号Ｎ１はＨレベルであり、ＮＭＯＳ１０１がオンし、一次巻線１０７にはセンタータップＴから第１端子Ａを通って第１方向に、直流電源ＢＡＴ（電源電圧ＶＣＣ）から電流が流れている。この状態が、図４（ａ）に示されている。また、ゲート駆動信号Ｐ１はＬレベルにあり、ＰＭＯＳ１０３がオンするから、センタータップＴから他端側端子（以下、第２端子）Ｂの一次巻線１０７と、第１コンデンサＣ１とＰＭＯＳ１０３とによるループが形成され、図示矢印方向に電流が流れる。第１端子Ａの電圧（以下、Ａ点電圧）Ｖａは、グランド電圧ＧＮＤである。
【００５４】
区間iiになると、ゲート駆動信号Ｎ１がＬレベルになり、ゲート駆動信号Ｐ１がＨレベルになり、ＮＭＯＳ１０１〜ＰＭＯＳ１０４は、全てオフになる。この状態が、図４（ｂ）に示されている。この区間iiでは、変圧器ＴＲの蓄積エネルギーにより、第１方向の電流が、ＮＭＯＳ１０２のボディダイオード、第２端子Ｂ、センタータップＴを介して直流電源ＢＡＴ（電源電圧ＶＣＣ）に流れる。一方、同じく、変圧器ＴＲの蓄積エネルギーにより、第２コンデンサ１０６、ＰＭＯＳ１０４のボディダイオード、センタータップＴ、第１端子Ａのループを電流が流れる。この状態では、Ａ点電圧Ｖａは、電源電圧ＶＣＣの２倍に、ボディダイオードによる降下電圧Ｖｆを加算した電圧、２×ＶＣＣ＋Ｖｆ、になる。
【００５５】
区間iiの後半になって、変圧器ＴＲの蓄積エネルギーによる第１方向の電流が零になると、区間ii′として破線で示すようにＡ点電圧Ｖａは電源電圧ＶＣＣになる。このように電流が零になる状態は、パルス幅変調信号のデューティファクターが小さいとき、即ちゲート駆動信号Ｐ１〜Ｎ２のオン信号期間が短いときに発生することがある。この場合には、一次巻線１０７の電流の方向を切り替える以前に、一次巻線１０７に流れる電流が零の状態が形成される。
【００５６】
区間iiiにおいて、ゲート駆動信号Ｎ２はＨレベルであり、ＮＭＯＳ１０２がオンし、一次巻線１０７にはセンタータップＴから第２端子Ｂを通って第２方向に、直流電源ＢＡＴ（電源電圧ＶＣＣ）から電流が流れている。この状態が、図４（ｃ）に示されている。また、ゲート駆動信号Ｐ２はＬレベルにあり、ＰＭＯＳ１０４がオンするから、センタータップＴから第１端子Ａの一次巻線１０７と、第２コンデンサ１０６とＰＭＯＳ１０４とによるループが形成され、図示矢印方向に電流が流れる。Ａ点電圧Ｖａは、電源電圧ＶＣＣの２倍（２×ＶＣＣ）である。
【００５７】
区間ivになると、ゲート駆動信号Ｎ２がＬレベルになり、ゲート駆動信号Ｐ２がＨレベルになり、ＮＭＯＳ１０１〜ＰＭＯＳ１０４は、全てオフになる。この状態が、図４（ｄ）に示されている。この区間ivでは、変圧器ＴＲの蓄積エネルギーにより、第２方向の電流が、ＮＭＯＳ１０１のボディダイオード、第１端子Ａ、センタータップＴを介して直流電源ＢＡＴ（電源電圧ＶＣＣ）に流れる。一方、同じく、変圧器ＴＲの蓄積エネルギーにより、第１コンデンサ１０５、ＰＭＯＳ１０３のボディダイオード、センタータップＴ、第２端子Ｂのループを電流が流れる。この状態では、Ａ点電圧Ｖａは、グランド電圧より、ボディダイオードによる降下電圧Ｖｆだけ低い電圧、−Ｖｆ、になる。
【００５８】
区間ivの後半になって、変圧器ＴＲの蓄積エネルギーによる第２方向の電流が零になると、区間ii′におけると同様に、区間iv′として破線で示すようにＡ点電圧Ｖａは電源電圧ＶＣＣになる。なお、第２端子ＢのＢ点電圧は、各区間ｉ〜ivにおいて、Ａ点電圧Ｖａと逆になる。
【００５９】
図５は、Ａ点電圧Ｖａと、冷陰極蛍光灯ＦＬに流れる負荷電流Ｉｏの特性を測定したものである。図５（ａ）は、図１の第１の実施の形態における、Ａ点電圧Ｖａと負荷電流Ｉｏであり、図５（ｂ）は、ＰＭＯＳ１０３と第１コンデンサ１０５との直列回路、及びＰＭＯＳ１０４と第２コンデンサ１０６との直列回路を図１に設けない場合のＡ点電圧Ｖａと負荷電流Ｉｏである。
【００６０】
本発明の特性を示す図５（ａ）では、Ａ点電圧Ｖａの上限は、電源電圧ＶＣＣの２倍の電圧にボディダイオードによる降下電圧Ｖｆを加えた電圧（２×ＶＣＣ＋Ｖｆ）になっている。これに対して、ＰＭＯＳ１０３、１０４とコンデンサ１０５、１０６との直列回路を設けない場合の特性を示す図５（ｂ）では、Ａ点電圧Ｖａは、区間iiに入ったときに、非常に高いスパイク状の異常電圧Ｖｐｅａｋが発生する。この異常電圧Ｖｐｅａｋは、電源電圧ＶＣＣの５〜６倍程度になることが測定されている。
【００６１】
この異常電圧Ｖｐｅａｋが発生する場合には、その異常電圧Ｖｐｅａｋに耐え得る高耐圧設計の素子を使用する必要があるし、また、その異常電圧Ｖｐｅａｋが周囲へのノイズ発生源となってしまう。
【００６２】
本発明では、一次巻線１０７のセンタータップＴと両端Ａ、Ｂ間に、ＰＭＯＳ１０３、１０４とコンデンサ１０５、１０６との直列回路を設ける。そして、ＰＭＯＳ１０３、１０４、を、ＮＭＯＳ１０１、１０２と所定の関係で同期させてオンする。これにより、簡易な構成で、負荷への電力供給をきめ細かく調整するとともに、切替時の異常な高電圧の発生を防止し、耐圧の低い回路素子を使用してインバーターを構成できる。また、フライバックエネルギーの回収も行われるから、電力変換効率も向上する。
【００６３】
図６は、図１の本発明の実施の形態に係るインバーターにおいて、ＰＭＯＳ１０３、１０４のオンになるタイミングを図３のタイミングチャートとは異ならせた第２例のタイミングチャートである。図７は、図６の各タイミングにおける動作状態を示す図である。
【００６４】
この図６は、図３とは、ＰＭＯＳ１０３、１０４のオンになるタイミングが異なるだけで、その他は同じである。
【００６５】
図６において、ゲート駆動信号Ｎ１で駆動されるＮＭＯＳ１０１は、三角波信号列ＣＴの１つおきの三角波信号の一方頂点の時点でオンし、その直後の三角波信号と帰還信号ＦＢとが等しくなるまでオンを継続する。
【００６６】
ゲート駆動信号Ｎ２で駆動されるＮＭＯＳ１０２は、ＮＭＯＳ１０１がオンする三角波信号とは異なる１つおきの三角波信号の一方頂点の時点でオンし、その直後の三角波信号と帰還信号ＦＢとが等しくなるまでオンを継続する。
【００６７】
ＰＭＯＳ１０３は、ＮＭＯＳ１０１がオンするより早く、且つＮＭＯＳ１０２がオンを終了してから所定時間Ｔｏｆｆ後にオンし、ＮＭＯＳ１０１がオンしている間はオンを継続する。
【００６８】
ＰＭＯＳ０４は、ＮＭＯＳ１０２がオンするより早く、且つＮＭＯＳ１０１がオンを終了してから所定時間Ｔｏｆｆ後にオンし、ＮＭＯＳ１０２がオンしている間はオンを継続する。
【００６９】
所定時間Ｔｏｆｆは、ＮＭＯＳ１０１、１０２、ＰＭＯＳ１０３、１０４が全てオフしている期間を確保するために設けられている。区間iiにおいては、所定時間Ｔｏｆｆが経過した後に、ＰＭＯＳ１０４がオンする。また、区間ivにおいては、所定時間Ｔｏｆｆが経過した後に、ＰＭＯＳ１０３がオンする。
【００７０】
この状態は、図７（ｂ）、（ｄ）おいて、ＰＭＯＳ１０４、１０３は、初期の段階の期間Ｔｏｆｆではオフされておりそのボディダイオードを介して電流が流れ、期間Ｔｏｆｆの後にはオンされることを示している。
【００７１】
このようにＮＭＯＳ１０１、１０２のオンに先行して、ＰＭＯＳ１０３、１０４をオンさせることにより、電流がＰＭＯＳ１０３、１０４のボディダイオードを流れる期間を短くし、その降下電圧Ｖｆ分の損失を低減することができる。
【００７２】
図８〜図９は、図１におけるインバータの主回路構成を変更した他の実施の形態を示す図である。
【００７３】
図８は、第３半導体スイッチであるＰＭＯＳ１０３と第１コンデンサ１０５との直列回路の接続の順序、及び第４半導体スイッチであるＰＭＯＳ１０４と第２コンデンサ１０６との直列回路の接続の順序を、図１のものと逆にしたものである。この図８の主回路構成によっても同様にインバータ動作を行う。
【００７４】
図９は、図８における第３半導体スイッチ１０３、及び第４半導体スイッチ１０４としてＮＭＯＳを用いるものである。このように構成することにより、第１〜第４半導体スイッチ１０１〜１０４を全てＮＭＯＳとすることができるから、価格、面積などの点でより有利なインバータを構成することができる。この場合には、第３半導体スイッチ１０３、第４半導体スイッチ１０４をＮＭＯＳとすることに伴い、インバーター制御用ＩＣ２００から、第３及び第４半導体スイッチ１０３、１０４を、図３および図６におけると同様のタイミングで適切に駆動するためのゲート駆動信号Ｎ３、Ｎ４を供給する。
【００７５】
図１０は、変圧器ＴＲのセンタータップＴが共通電位点であるグランドに接続される。電池電源ＢＡＴから供給されている直流電源電圧ＶＣＣは、第１半導体スイッチであるＮＭＯＳ１０１を介して、第１端子Ａに接続され、変圧器ＴＲの一次巻線１０７への第１方向の電流経路を形成する。また、直流電源電圧ＶＣＣは、第２半導体スイッチであるＮＭＯＳ１０２を介して、第２端子Ｂに接続され、変圧器ＴＲの一次巻線１０７への第２方向の電流経路を形成する。
【００７６】
また、一次巻線１０７のセンタータップＴと第２端子Ｂとの間に、第１コンデンサ１０５と第３半導体スイッチであるＮＭＯＳ１０３との直列回路が接続される。同様に、一次巻線１０７のセンタータップＴと第１端子Ａとの間に、第２コンデンサ１０６と第４半導体スイッチであるＮＭＯＳ１０４との直列回路が接続される。
【００７７】
これら第１〜第４半導体スイッチ１０１〜１０４は、図１における第１〜第４半導体スイッチ１０１〜１０４と同様にオン及びオフされる。なお、この図１０において、第１、第２半導体スイッチ１０１、１０２をそれぞれＰＭＯＳとすることができる。
【００７８】
この図１０の場合にも、第１〜第４半導体スイッチ１０１〜１０４を、図３および図６におけると同様のタイミングで適切に駆動するためのゲート駆動信号Ｎ３、Ｎ４を、インバーター制御用ＩＣ２００から、を供給する。
【００７９】
以上の説明では、第１〜第４半導体スイッチとしてＭＯＳＦＥＴを用いることとして説明した。この第１〜第４半導体スイッチとしては、駆動信号によりオン、オフされ、ボディダイオードを有するものであれば良く、或いは、スイッチにボディダイオードと同様の機能を果たすダイオードを別に設けたものでもよい。
【００８０】
【発明の効果】
本発明によれば、直流電源から、負荷を駆動するための交流電圧を発生するためのインバーターにおいて、直流電源電圧が供給されるセンタータップ付き一次巻線を持つ変圧器を用い、その一次巻線の各端と共通電位点間に交互にオンされる第１、第２半導体スイッチを設け、負荷に流れる電流を帰還して各半導体スイッチをパルス幅変調（ＰＷＭ）制御することにより、簡易な構成で、負荷への電力供給をきめ細かく調整することができる。
【００８１】
また、一次巻線のセンタータップと両端間に、第１コンデンサと第３半導体スイッチとの直列回路及び第２コンデンサと第４半導体スイッチとの直列回路を接続して、これら第３、第４半導体スイッチを第１、第２半導体スイッチと同期させてオンすることにより、切替時の異常な高電圧の発生を防止する。これにより、耐圧の低い回路素子を使用して、インバーターを構成することができる。
【００８２】
また、半導体スイッチをＭＯＳトランジスタとすることにより、そのボディダイオード（即ち、バックゲートダイオード）の作用を有効に利用することができる。
【００８３】
また、第１、第２半導体スイッチのオンに先行して、第３、第４半導体スイッチをオンさせることにより、電流が半導体スイッチのボディダイオードを流れる期間を短くし、その降下電圧分の損失を低減することができる。
【００８４】
また、パルス幅変調制御と共に、オン時間とオフ時間との比を調整可能なバースト制御を行うことにより、パルス幅変調制御の限界を超えて、負荷への供給電力を広範囲に調整することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１実施の形態に係るインバーターの全体構成図。
【図２】図１のためのインバーター制御用ＩＣの内部構成図。
【図３】図１のインバーターの第１例のタイミングチャート。
【図４】図３の各タイミングにおける動作状態を示す図。
【図５】本発明の作用を、従来のものと対比して説明するための波形図。
【図６】図１のインバーターの第２例のタイミングチャート。
【図７】図６の各タイミングにおける動作状態を示す図。
【図８】図１のインバータの主回路構成を変更した他の例を示す図。
【図９】図１のインバータの主回路構成を変更した別の他の例を示す図。
【図１０】図１のインバータの主回路構成を変更したさらに別の他の例を示す図。
【符号の説明】
ＴＲ センタータップ付き変圧器
ＦＬ 冷陰極蛍光灯
ＢＡＴ 直流電源
１０１〜１０４ 第１〜第４半導体スイッチ
Ｐ１、Ｐ２、Ｎ１、Ｎ２ ゲート駆動信号
２００ インバーター制御用ＩＣ
ＣＴ ＰＷＭ用三角波信号
Ｆｂ 帰還電圧
ＩＳ 検出電圧
ＢＣＴ バースト用三角波信号
ＤＵＴＹ バースト用デューティ信号

Claims (6)

  1. センタータップ付き一次巻線と少なくとも１つの二次巻線とを持ち、前記センタータップが直流電源の第１電位点に接続される変圧器と、
    前記一次巻線の一端と前記直流電源の第２電位点との間に接続され、前記一次巻線に第１方向に電流を流すための第１半導体スイッチと、
    前記一次巻線の他端と前記第２電位点との間に接続され、前記一次巻線に第２方向に電流を流すための第２半導体スイッチと、
    前記一次巻線の他端と前記センタータップ間に直列に接続された第１コンデンサと第３半導体スイッチと、
    前記一次巻線の一端と前記センタータップ間に直列に接続された第２コンデンサと第４半導体スイッチと、
    前記二次巻線に接続された負荷に流れる電流を検出するための電流検出回路と、
    前記電流検出回路の検出電流に基づいて形成された帰還信号と三角波信号列とを比較して、パルス幅変調信号を発生するパルス幅変調回路と、
    前記パルス幅変調信号に基づいて、前記第１半導体スイッチをオンさせる第１スイッチ駆動信号、前記第２半導体スイッチをオンさせる第２スイッチ駆動信号、前記第３半導体スイッチをオンさせる第３スイッチ駆動信号、前記第４半導体スイッチをオンさせる第４スイッチ駆動信号を発生するスイッチ駆動信号出力用のロジック回路とを備え、
    前記第１〜第４スイッチ駆動信号は、前記三角波信号列の三角波信号の１つ置きに、前記第１半導体スイッチと前記第３半導体スイッチの第１組半導体スイッチ群と前記第２半導体スイッチと前記第４半導体スイッチの第２組半導体スイッチ群が交互にオンし、且つ前記第１組半導体スイッチ群と前記第２組半導体スイッチ群が交互にオンする間に前記第１乃至第４半導体スイッチが全てオフするオフ期間を設けるタイミングで、発生されることを特徴とする直流−交流変換装置。
  2. 前記第１及び第３半導体スイッチは、前記三角波信号列の１つおきの三角波信号の一方頂点の時点でオンし、その直後の三角波信号と前記帰還信号とが等しくなるまでオンを継続し、
    前記第２及び第４半導体スイッチは、前記三角波信号列の前記第１及び第３半導体スイッチがオンする三角波信号とは異なる１つおきの三角波信号の一方頂点の時点でオンし、その直後の三角波信号と前記帰還信号とが等しくなるまでオンを継続することを特徴とする、請求項１記載の直流−交流変換装置。
  3. 前記第１半導体スイッチは、前記三角波信号列の１つおきの三角波信号の一方頂点の時点でオンし、その直後の三角波信号と前記帰還信号とが等しくなるまでオンを継続し、
    前記第２半導体スイッチは、前記三角波信号列の前記第１半導体スイッチがオンする三角波信号とは異なる１つおきの三角波信号の一方頂点の時点でオンし、その直後の三角波信号と前記帰還信号とが等しくなるまでオンを継続し、
    前記第３半導体スイッチは、前記第１半導体スイッチがオンするより早く、且つ前記第２半導体スイッチがオンを終了してから所定時間後にオンし、前記第１半導体スイッチがオンしている間はオンを継続し、
    前記第４半導体スイッチは、前記第２半導体スイッチがオンするより早く、且つ前記第１半導体スイッチがオンを終了してから所定時間後にオンし、前記第２半導体スイッチがオンしている間はオンを継続することを特徴とする、請求項１記載の直流−交流変換装置。
  4. 前記第１半導体スイッチ乃至第４半導体スイッチは、ＭＯＳ電界効果トランジスタであることを特徴とする、請求項１乃至３記載の直流−交流変換装置。
  5. オン時間とオフ時間との比を調整可能なパルス列形状のバースト制御信号を形成し、このバースト制御信号により前記第１〜前記第４スイッチ駆動信号を発生あるいは停止させることを特徴とする、請求項１乃至４記載の直流−交流変換装置。
  6. センタータップ付き一次巻線と少なくとも１つの二次巻線とを持つ変圧器の二次巻線に接続された負荷に、直流電源の電源電圧を変換した交流電力を供給する電力供給方法であって、
    前記センタータップを前記直流電源の第１電位点に接続し、
    前記一次巻線の一端と前記直流電源の第２電位点との間に、前記一次巻線に第１方向に電流を流すための第１半導体スイッチを接続し、
    前記一次巻線の他端と前記直流電源の第２電位点との間に、前記一次巻線に第２方向に電流を流すための第２半導体スイッチを接続し、
    前記一次巻線の他端と前記センタータップ間に第１コンデンサと第３半導体スイッチとを直列に接続し、
    前記一次巻線の一端と前記センタータップ間に、第２コンデンサと第４半導体スイッチとを直列に接続し、
    電流検出回路により前記二次巻線に接続された負荷に流れる電流を検出し、
    前記電流検出回路の検出電流に基づいて帰還信号を形成し、その帰還信号と三角波信号列とを比較して、パルス幅変調信号を発生し、
    前記パルス幅変調信号に基づいて、前記第１半導体スイッチをオンさせる第１スイッチ駆動信号、前記第２半導体スイッチをオンさせる第２スイッチ駆動信号、前記第３半導体スイッチをオンさせる第３スイッチ駆動信号、前記第４半導体スイッチをオンさせる第４スイッチ駆動信号を発生させ、
    前記第１〜第４スイッチ駆動信号は、前記三角波信号列の三角波信号の１つ置きに、前記第１半導体スイッチと前記第３半導体スイッチの第１組半導体スイッチ群と前記第２半導体スイッチと前記第４半導体スイッチの第２組半導体スイッチ群が交互にオンし、且つ前記第１組半導体スイッチ群と前記第２組半導体スイッチ群が交互にオンする間に前記第１乃至第４半導体スイッチが全てオフするオフ期間を設けるタイミングで、発生されることを特徴とする、交流電力供給方法。
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