JPH0746840A - 自励式ｄｃ−ｄｃコンバータ - Google Patents
自励式ｄｃ−ｄｃコンバータInfo
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- JPH0746840A JPH0746840A JP5188094A JP18809493A JPH0746840A JP H0746840 A JPH0746840 A JP H0746840A JP 5188094 A JP5188094 A JP 5188094A JP 18809493 A JP18809493 A JP 18809493A JP H0746840 A JPH0746840 A JP H0746840A
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- capacitor
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 自励式ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧を容
易に調整し、複数のスイッチング素子を流れる電流の量
を均一化する。 【構成】 本発明による自励式ＤＣ−ＤＣコンバータで
は、整流回路の出力電圧のレベルに対応してオペアンプ
３２及びフォトカプラによりコンデンサ２１、２２を充
電する電流の量を制御して、トランジスタ３、４をオフ
に切り替えるタイミングを調整するので、自励式ＤＣ−
ＤＣコンバータの出力電圧を容易に調整できる。また、
トランジスタ３、４に流れる電流の多い方の制御用トラ
ンジスタ１７及び１８の一方が早くオンとなり、電流の
多い方のトランジスタ３、４が早くオフするので、これ
らを流れる電流の量が均一化され、２個のトランジスタ
３、４のオン時間のバラツキを解消することができる。
易に調整し、複数のスイッチング素子を流れる電流の量
を均一化する。 【構成】 本発明による自励式ＤＣ−ＤＣコンバータで
は、整流回路の出力電圧のレベルに対応してオペアンプ
３２及びフォトカプラによりコンデンサ２１、２２を充
電する電流の量を制御して、トランジスタ３、４をオフ
に切り替えるタイミングを調整するので、自励式ＤＣ−
ＤＣコンバータの出力電圧を容易に調整できる。また、
トランジスタ３、４に流れる電流の多い方の制御用トラ
ンジスタ１７及び１８の一方が早くオンとなり、電流の
多い方のトランジスタ３、４が早くオフするので、これ
らを流れる電流の量が均一化され、２個のトランジスタ
３、４のオン時間のバラツキを解消することができる。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、スイッチングレギュレ
ータ、特に自励式型ＤＣ−ＤＣコンバータに関するもの
である。
ータ、特に自励式型ＤＣ−ＤＣコンバータに関するもの
である。
【０００２】
【従来の技術】図４に示す従来のプッシュプル型ＤＣ−
ＤＣコンバータの動作について説明する。公知の手段に
より、スイッチング用のトランジスタ４１がオンする
と、可飽和トランス３９の第１の１次巻線３９ａに直流
電源１の電圧が印加される。これにより、第１の駆動巻
線３９ｅに電圧が発生して、抵抗４３を通してトランジ
スタ４１のベースに制御電流が流れ、トランジスタ４１
はオンに維持される。第２の駆動巻線３９ｆには、第２
のトランジスタ４２を逆バイアスさせる方向の電流が誘
起し、第２のトランジスタ４２がオフに維持される。第
１の２次巻線３９ｃには、整流ダイオード２４をオンさ
せる方向の電圧が発生して、平滑コンデンサ２８を通し
て負荷３４に電圧が供給される。
ＤＣコンバータの動作について説明する。公知の手段に
より、スイッチング用のトランジスタ４１がオンする
と、可飽和トランス３９の第１の１次巻線３９ａに直流
電源１の電圧が印加される。これにより、第１の駆動巻
線３９ｅに電圧が発生して、抵抗４３を通してトランジ
スタ４１のベースに制御電流が流れ、トランジスタ４１
はオンに維持される。第２の駆動巻線３９ｆには、第２
のトランジスタ４２を逆バイアスさせる方向の電流が誘
起し、第２のトランジスタ４２がオフに維持される。第
１の２次巻線３９ｃには、整流ダイオード２４をオンさ
せる方向の電圧が発生して、平滑コンデンサ２８を通し
て負荷３４に電圧が供給される。
【０００３】一定時間を経過すると、可飽和トランス３
９が飽和し、各巻線に発生した電圧は急速に無くなるか
ら、トランジスタ４１はオフとなる。トランジスタ４１
のオフにより、可飽和トランス３９は飽和から開放され
てリンキングが発生する。このリンキングにより、第２
のトランジスタ４２がオンし、可飽和トランス３９の第
２の１次巻線３９ｂに直流電源１の電圧が印加される。
したがって、第２の駆動巻線３９ｆに電圧が発生して、
抵抗４４を通して第２のトランジスタ４２のベースに制
御電流が流れ、第２のトランジスタ４２はオンに維持さ
れる。第１の駆動巻線３９ｅには、トランジスタ４１を
逆バイアスさせる方向の電流が誘起し、トランジスタ４
１がオフに維持される。第２の２次巻線３９ｄには整流
ダイオード４０をオンさせる方向の電圧が発生して、平
滑コンデンサ２８を通して負荷３４に電圧が供給され
る。
９が飽和し、各巻線に発生した電圧は急速に無くなるか
ら、トランジスタ４１はオフとなる。トランジスタ４１
のオフにより、可飽和トランス３９は飽和から開放され
てリンキングが発生する。このリンキングにより、第２
のトランジスタ４２がオンし、可飽和トランス３９の第
２の１次巻線３９ｂに直流電源１の電圧が印加される。
したがって、第２の駆動巻線３９ｆに電圧が発生して、
抵抗４４を通して第２のトランジスタ４２のベースに制
御電流が流れ、第２のトランジスタ４２はオンに維持さ
れる。第１の駆動巻線３９ｅには、トランジスタ４１を
逆バイアスさせる方向の電流が誘起し、トランジスタ４
１がオフに維持される。第２の２次巻線３９ｄには整流
ダイオード４０をオンさせる方向の電圧が発生して、平
滑コンデンサ２８を通して負荷３４に電圧が供給され
る。
【０００４】一定時間経過すると、ふたたび可飽和トラ
ンス３９が飽和する。以上、前記動作の反復により、直
流電源１の電圧が可飽和トランス３９の巻数比に応じて
変圧され、負荷３４に印加される。
ンス３９が飽和する。以上、前記動作の反復により、直
流電源１の電圧が可飽和トランス３９の巻数比に応じて
変圧され、負荷３４に印加される。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】図４に示すＤＣ−ＤＣ
コンバータの出力電圧は、可飽和トランス３９の巻数比
で決定されるため、入力電圧の変動及び負荷電流の変動
に伴うラインドロップ等による出力電圧の変動を補償で
きず、このため、出力電圧を全く調整できない欠点があ
った。また、従来より他励方式コンバータでは出力電圧
を調整する方法があったが、回路構造が複雑になる欠点
があった。
コンバータの出力電圧は、可飽和トランス３９の巻数比
で決定されるため、入力電圧の変動及び負荷電流の変動
に伴うラインドロップ等による出力電圧の変動を補償で
きず、このため、出力電圧を全く調整できない欠点があ
った。また、従来より他励方式コンバータでは出力電圧
を調整する方法があったが、回路構造が複雑になる欠点
があった。
【０００６】本発明は、出力電圧を容易に調整できる自
励式ＤＣ−ＤＣコンバータを提供することを目的とす
る。
励式ＤＣ−ＤＣコンバータを提供することを目的とす
る。
【０００７】また、本発明は複数のスイッチング素子に
流れる電流の量を均一化できる自励式ＤＣ−ＤＣコンバ
ータを提供することを目的とする。
流れる電流の量を均一化できる自励式ＤＣ−ＤＣコンバ
ータを提供することを目的とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】本発明による自励式ＤＣ
−ＤＣコンバータは、トランスの１次巻線に第１の方向
の直流電圧を印加するように、前記１次巻線と直流電源
との間に接続された第１のスイッチング素子と、前記ト
ランスの１次巻線に第２の方向の直流電圧を印加するよ
うに、前記１次巻線と、直流電源との間に接続された第
２のスイッチング素子と、前記トランスの２次巻線に接
続された整流平滑回路とからなる自励式ＤＣ−ＤＣコン
バータにおいて、前記第１のスイッチング素子の制御端
子に接続された前記トランスの第１の駆動巻線と、前記
第２のスイッチング素子の制御端子に接続された前記ト
ランスの第２の駆動巻線と、前記第１の駆動巻線に第１
の抵抗を介して接続された第１のコンデンサと、前記第
２の駆動巻線に第２の抵抗を介して接続された第２のコ
ンデンサと、前記平滑回路の出力電圧のレベルに対応し
て前記第１及び第２のコンデンサの充電電流を制御し、
前記第１のコンデンサが一定の充電レベルに達したとき
に前記第１のスイッチング素子をオフに切り替え、前記
第２のコンデンサが一定の充電レベルに達したときに前
記第２のスイッチング素子をオフに切り替える制御回路
とを備えている。
−ＤＣコンバータは、トランスの１次巻線に第１の方向
の直流電圧を印加するように、前記１次巻線と直流電源
との間に接続された第１のスイッチング素子と、前記ト
ランスの１次巻線に第２の方向の直流電圧を印加するよ
うに、前記１次巻線と、直流電源との間に接続された第
２のスイッチング素子と、前記トランスの２次巻線に接
続された整流平滑回路とからなる自励式ＤＣ−ＤＣコン
バータにおいて、前記第１のスイッチング素子の制御端
子に接続された前記トランスの第１の駆動巻線と、前記
第２のスイッチング素子の制御端子に接続された前記ト
ランスの第２の駆動巻線と、前記第１の駆動巻線に第１
の抵抗を介して接続された第１のコンデンサと、前記第
２の駆動巻線に第２の抵抗を介して接続された第２のコ
ンデンサと、前記平滑回路の出力電圧のレベルに対応し
て前記第１及び第２のコンデンサの充電電流を制御し、
前記第１のコンデンサが一定の充電レベルに達したとき
に前記第１のスイッチング素子をオフに切り替え、前記
第２のコンデンサが一定の充電レベルに達したときに前
記第２のスイッチング素子をオフに切り替える制御回路
とを備えている。
【０００９】前記制御回路は、前記第１のスイッチング
素子と直列に接続された第１の電流検出手段を備え、前
記第１の電流検出手段より得られた電圧を前記第１のコ
ンデンサの電圧に重畳して得られた値が所定値に達した
ときに前記第１のスイッチング素子をオフに切り替え
る。第２のスイッチング素子と直列に接続された第２の
電流検出手段を備え、前記第２の電流検出手段より得ら
れた電圧を前記第２のコンデンサの電圧に重畳して得ら
れた値が所定値に達したときに前記第２のスイッチング
素子をオフに切り替える。
素子と直列に接続された第１の電流検出手段を備え、前
記第１の電流検出手段より得られた電圧を前記第１のコ
ンデンサの電圧に重畳して得られた値が所定値に達した
ときに前記第１のスイッチング素子をオフに切り替え
る。第２のスイッチング素子と直列に接続された第２の
電流検出手段を備え、前記第２の電流検出手段より得ら
れた電圧を前記第２のコンデンサの電圧に重畳して得ら
れた値が所定値に達したときに前記第２のスイッチング
素子をオフに切り替える。
【００１０】本発明の他の実施例では、トランスの１次
巻線に第１の方向の直流電圧を印加するように、前記１
次巻線と、直流電源に並列接続された分圧用コンデンサ
との間に接続された第１のスイッチング素子と、前記ト
ランスの１次巻線に第２の方向の直流電圧を印加するよ
うに、前記１次巻線と前記直流電源に並列接続された分
圧用コンデンサとの間に接続された第２のスイッチング
素子と、前記トランスの２次巻線に接続された整流平滑
回路とからなる自励式ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
前記第１のスイッチング素子の制御端子に接続された前
記トランスの第１の駆動巻線と、前記第２のスイッチン
グ素子の制御端子に接続された前記トランスの第２の駆
動巻線と、前記第１の駆動巻線に第１の抵抗を介して接
続された第１のコンデンサと、前記第２の駆動巻線に第
２の抵抗を介して接続された第２のコンデンサと、前記
整流平滑回路の出力電圧レベルに対応して前記第１のコ
ンデンサの充電電流を制御し、前記第１のコンデンサが
一定の充電レベルに達したときに前記第１のスイッチン
グ素子をオフに切り替える第１の制御回路と、前記整流
平滑回路の出力電圧レベルに対応して前記第２のコンデ
ンサの充電電流を制御し、前記第２のコンデンサが一定
の充電レベルに達したときに前記第２のスイッチング素
子をオフに切り替える２の電圧制御回路とが設けられ
る。
巻線に第１の方向の直流電圧を印加するように、前記１
次巻線と、直流電源に並列接続された分圧用コンデンサ
との間に接続された第１のスイッチング素子と、前記ト
ランスの１次巻線に第２の方向の直流電圧を印加するよ
うに、前記１次巻線と前記直流電源に並列接続された分
圧用コンデンサとの間に接続された第２のスイッチング
素子と、前記トランスの２次巻線に接続された整流平滑
回路とからなる自励式ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
前記第１のスイッチング素子の制御端子に接続された前
記トランスの第１の駆動巻線と、前記第２のスイッチン
グ素子の制御端子に接続された前記トランスの第２の駆
動巻線と、前記第１の駆動巻線に第１の抵抗を介して接
続された第１のコンデンサと、前記第２の駆動巻線に第
２の抵抗を介して接続された第２のコンデンサと、前記
整流平滑回路の出力電圧レベルに対応して前記第１のコ
ンデンサの充電電流を制御し、前記第１のコンデンサが
一定の充電レベルに達したときに前記第１のスイッチン
グ素子をオフに切り替える第１の制御回路と、前記整流
平滑回路の出力電圧レベルに対応して前記第２のコンデ
ンサの充電電流を制御し、前記第２のコンデンサが一定
の充電レベルに達したときに前記第２のスイッチング素
子をオフに切り替える２の電圧制御回路とが設けられ
る。
【００１１】
【作用】前記整流平滑回路の出力電圧のレベルに対応し
て制御回路により前記第１及び第２のコンデンサを充電
する電流の量を制御して、第１のスイッチング素子及び
第２のスイッチング素子をオフに切り替えるタイミング
を調整するので、自励式ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電
圧を容易に調整できる。
て制御回路により前記第１及び第２のコンデンサを充電
する電流の量を制御して、第１のスイッチング素子及び
第２のスイッチング素子をオフに切り替えるタイミング
を調整するので、自励式ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電
圧を容易に調整できる。
【００１２】また、前記第１のスイッチング素子に接続
された第１の電流検出手段より得られた電圧を前記第１
のコンデンサの電圧に重畳して得られた値が所定値に達
したときに、前記第１のスイッチング素子をオフに切り
替えるとともに、前記第２のスイッチング素子に接続さ
れた第２の電流検出手段より得られた電圧を前記第２の
コンデンサの電圧に重畳して得られた値が所定値に達し
たときに前記第２のスイッチング素子をオフに切り替え
る。このため、電流の多い方のスイッチング素子が早く
オフするので、これらを流れる電流の量が均一化され、
２個のスイッチング素子のオン時間のバラツキを解消す
ることができる。
された第１の電流検出手段より得られた電圧を前記第１
のコンデンサの電圧に重畳して得られた値が所定値に達
したときに、前記第１のスイッチング素子をオフに切り
替えるとともに、前記第２のスイッチング素子に接続さ
れた第２の電流検出手段より得られた電圧を前記第２の
コンデンサの電圧に重畳して得られた値が所定値に達し
たときに前記第２のスイッチング素子をオフに切り替え
る。このため、電流の多い方のスイッチング素子が早く
オフするので、これらを流れる電流の量が均一化され、
２個のスイッチング素子のオン時間のバラツキを解消す
ることができる。
【００１３】
【実施例】以下、本発明による自励式ＤＣ−ＤＣコンバ
ータの実施例を図１〜図３について説明する。これらの
図面では、図４を含め同一の部分には同一の符号を付
し、重複する説明を省略する。
ータの実施例を図１〜図３について説明する。これらの
図面では、図４を含め同一の部分には同一の符号を付
し、重複する説明を省略する。
【００１４】図１は本発明による自励方式のセンタータ
ップ型ＤＣ−ＤＣコンバータの第１の実施例を示す回路
図である。図１において、２はトランス、３と４はそれ
ぞれ第１及び第２のスイッチング素子としてのトランジ
スタ、５と６は電流検出用抵抗、７と８は起動用抵抗、
９と１０は直流阻止用コンデンサ、１１と１２は充放電
用抵抗、１３と１４は共振用コンデンサ、１５と１６は
逆流防止用ダイオード、１７と１８は制御用トランジス
タ、１９と２０は逆流防止用ダイオード、２１と２２は
時定数用コンデンサ、２３はリアクトル、２４と２５は
整流ダイオード、２６と２７はコンデンサ、２９と３０
は分圧用抵抗、３１は基準電圧、３２はオペアンプ、３
３はフォトカプラの発光ダイオード、３５はフォトカプ
ラの電源、３６はフォトカプラを構成する受光トランジ
スタである。制御用トランジスタ１７、１８、分圧用抵
抗２９、３９、基準電圧３１、オペアンプ３２、発光ダ
イオード３３、電源３５及び受光トランジスタ３６は制
御回路を構成する。
ップ型ＤＣ−ＤＣコンバータの第１の実施例を示す回路
図である。図１において、２はトランス、３と４はそれ
ぞれ第１及び第２のスイッチング素子としてのトランジ
スタ、５と６は電流検出用抵抗、７と８は起動用抵抗、
９と１０は直流阻止用コンデンサ、１１と１２は充放電
用抵抗、１３と１４は共振用コンデンサ、１５と１６は
逆流防止用ダイオード、１７と１８は制御用トランジス
タ、１９と２０は逆流防止用ダイオード、２１と２２は
時定数用コンデンサ、２３はリアクトル、２４と２５は
整流ダイオード、２６と２７はコンデンサ、２９と３０
は分圧用抵抗、３１は基準電圧、３２はオペアンプ、３
３はフォトカプラの発光ダイオード、３５はフォトカプ
ラの電源、３６はフォトカプラを構成する受光トランジ
スタである。制御用トランジスタ１７、１８、分圧用抵
抗２９、３９、基準電圧３１、オペアンプ３２、発光ダ
イオード３３、電源３５及び受光トランジスタ３６は制
御回路を構成する。
【００１５】次に、図１の回路図の動作について説明す
る。直流電源１から起動用抵抗７、８を通してトランジ
スタ３、４のゲートに制御電圧が印加される。トランジ
スタ３が４より先にオンする場合、直流電源１の電圧が
トランス２の第１の１次巻線２ａに印加される。これに
より、第１の駆動巻線２ｄに電圧が発生し、コンデンサ
９を通してトランジスタ３のゲートに制御電圧が印加さ
れ、トランジスタ３はオンに維持される。第２の駆動巻
線２ｅには、トランジスタ４を逆バイアスさせる方向の
電圧が発生し、トランジスタ４はオフに維持される。ま
た、第１の駆動巻線２ｄに発生した電圧により、抵抗１
１を通って第１のコンデンサ２１に充電電流が流れる。
一定時間経過後に、第１のコンデンサ２１の電圧が制御
用のトランジスタ１７のしきい値を超えると、トランジ
スタ１７がオンするから、ダイオード１５を通してトラ
ンジスタ３のゲート電圧がしきい値以下に低下し、トラ
ンジスタ３はオフとなる。トランジスタ３のオフによっ
て、トランス２に前記とは逆方向のリンギング電圧が発
生して、トランジスタ４がオンする。これにより、直流
電源１の電圧がトランス２の第２の１次巻線２ｂに印加
される。また、第２の駆動巻線２ｅに電圧が発生して、
コンデンサ１０を通して、トランジスタ４のゲートに制
御電圧が印加され、トランジスタ４はオンに維持され
る。第１の駆動巻線２ｄには、トランジスタ３を逆バイ
アスさせる方向に電圧が印加され、トランジスタ３をオ
フに維持する。また、第２の駆動巻線２ｅに発生した電
圧により、抵抗１２を通って第２のコンデンサ２２に充
電電流が流れる。一定時間経過後に、第２のコンデンサ
２２の電圧が制御用のトランジスタ１８のしきい値を超
えると、トランジスタ１８がオンするから、ダイオード
１６を通してトランジスタ４のゲート電圧がしきい値以
下に低下し、トランジスタ４はオフとなる。以降前記動
作の反復により、トランジスタ３と４が交互にオン・オ
フする。
る。直流電源１から起動用抵抗７、８を通してトランジ
スタ３、４のゲートに制御電圧が印加される。トランジ
スタ３が４より先にオンする場合、直流電源１の電圧が
トランス２の第１の１次巻線２ａに印加される。これに
より、第１の駆動巻線２ｄに電圧が発生し、コンデンサ
９を通してトランジスタ３のゲートに制御電圧が印加さ
れ、トランジスタ３はオンに維持される。第２の駆動巻
線２ｅには、トランジスタ４を逆バイアスさせる方向の
電圧が発生し、トランジスタ４はオフに維持される。ま
た、第１の駆動巻線２ｄに発生した電圧により、抵抗１
１を通って第１のコンデンサ２１に充電電流が流れる。
一定時間経過後に、第１のコンデンサ２１の電圧が制御
用のトランジスタ１７のしきい値を超えると、トランジ
スタ１７がオンするから、ダイオード１５を通してトラ
ンジスタ３のゲート電圧がしきい値以下に低下し、トラ
ンジスタ３はオフとなる。トランジスタ３のオフによっ
て、トランス２に前記とは逆方向のリンギング電圧が発
生して、トランジスタ４がオンする。これにより、直流
電源１の電圧がトランス２の第２の１次巻線２ｂに印加
される。また、第２の駆動巻線２ｅに電圧が発生して、
コンデンサ１０を通して、トランジスタ４のゲートに制
御電圧が印加され、トランジスタ４はオンに維持され
る。第１の駆動巻線２ｄには、トランジスタ３を逆バイ
アスさせる方向に電圧が印加され、トランジスタ３をオ
フに維持する。また、第２の駆動巻線２ｅに発生した電
圧により、抵抗１２を通って第２のコンデンサ２２に充
電電流が流れる。一定時間経過後に、第２のコンデンサ
２２の電圧が制御用のトランジスタ１８のしきい値を超
えると、トランジスタ１８がオンするから、ダイオード
１６を通してトランジスタ４のゲート電圧がしきい値以
下に低下し、トランジスタ４はオフとなる。以降前記動
作の反復により、トランジスタ３と４が交互にオン・オ
フする。
【００１６】トランス２の２次巻線２ｃには、整流ダイ
オード２４と２５とを交互にオン・オフさせる方向の電
圧が発生して、リアクトル２３を通してコンデンサ２６
と２７に交互に共振電流が流れる。コンデンサ２６と２
７の電圧の和が平滑コンデンサ２８により平滑されて出
力電圧となる。出力電圧は、分圧抵抗２９と３０により
分圧されて、オペアンプ３２により基準電圧３１と比較
される。オペアンプ３２の出力はフォトカプラを構成す
る発光ダイオード３３を通じて受光トランジスタ３６を
制御する。受光トランジスタ３６は、第１のコンデンサ
２１と第２のコンデンサの充電電流の量を増加して、ト
ランジスタ１７と１８のオン時点を調整する。これによ
り、トランジスタ３、４のオン時間を制御し、出力電圧
を一定に保持することができる。
オード２４と２５とを交互にオン・オフさせる方向の電
圧が発生して、リアクトル２３を通してコンデンサ２６
と２７に交互に共振電流が流れる。コンデンサ２６と２
７の電圧の和が平滑コンデンサ２８により平滑されて出
力電圧となる。出力電圧は、分圧抵抗２９と３０により
分圧されて、オペアンプ３２により基準電圧３１と比較
される。オペアンプ３２の出力はフォトカプラを構成す
る発光ダイオード３３を通じて受光トランジスタ３６を
制御する。受光トランジスタ３６は、第１のコンデンサ
２１と第２のコンデンサの充電電流の量を増加して、ト
ランジスタ１７と１８のオン時点を調整する。これによ
り、トランジスタ３、４のオン時間を制御し、出力電圧
を一定に保持することができる。
【００１７】本実施例のプッシュプル型ＤＣ−ＤＣコン
バータでは、トランジスタ３と４とでオン時間が不均一
になると、トランジスタ３、４に流れる電流の値が相違
する。トランジスタ３と４に流れる電流の大きさは電流
検出手段としての抵抗５と６によって検出する。抵抗５
と６に印加された電圧はそれぞれ第１のコンデンサ２１
と第２のコンデンサ２２に重畳される。したがって、対
応するトランジスタ３、４に流れる電流の多い方のトラ
ンジスタ１７と１８の一方が早くオンする。即ち、電流
の多い方のトランジスタ３、４が早くオフするので、こ
れらを流れる電流の量が均一化され、２個のトランジス
タ３、４のオン時間のバラツキを解消することができ
る。
バータでは、トランジスタ３と４とでオン時間が不均一
になると、トランジスタ３、４に流れる電流の値が相違
する。トランジスタ３と４に流れる電流の大きさは電流
検出手段としての抵抗５と６によって検出する。抵抗５
と６に印加された電圧はそれぞれ第１のコンデンサ２１
と第２のコンデンサ２２に重畳される。したがって、対
応するトランジスタ３、４に流れる電流の多い方のトラ
ンジスタ１７と１８の一方が早くオンする。即ち、電流
の多い方のトランジスタ３、４が早くオフするので、こ
れらを流れる電流の量が均一化され、２個のトランジス
タ３、４のオン時間のバラツキを解消することができ
る。
【００１８】図１に示す回路では、共振用コンデンサ１
３と１４が各トランジスタ３、４の両端に接続されてい
るので、トランジスタ３、４のスイッチング波形中にリ
アクトルＬと共振コンデンサＣの共振波形の一部の正弦
波が現れる。これにより、大幅なスイッチングロスの低
減と低ノイズ化が可能となる。
３と１４が各トランジスタ３、４の両端に接続されてい
るので、トランジスタ３、４のスイッチング波形中にリ
アクトルＬと共振コンデンサＣの共振波形の一部の正弦
波が現れる。これにより、大幅なスイッチングロスの低
減と低ノイズ化が可能となる。
【００１９】図２は、図１の回路の各部の波形を示す。
図２（ａ）はトランジスタ３の両端の電圧波形、図２
（ｂ）はトランジスタ４の両端の電圧波形、図２（ｃ）
はトランジスタ３を流れる電流波形、図２（ｄ）はトラ
ンジスタ４を流れる電流波形である。
図２（ａ）はトランジスタ３の両端の電圧波形、図２
（ｂ）はトランジスタ４の両端の電圧波形、図２（ｃ）
はトランジスタ３を流れる電流波形、図２（ｄ）はトラ
ンジスタ４を流れる電流波形である。
【００２０】次に、本発明の第２の実施例を示す図３に
ついて説明する。図１と共通する部分には同一の符号を
付す。図中、３６と３８はフォトカプラの受光トランジ
スタ、３５と３７はフォトカプラのバイアス用電源、４
５はトランス、４６は平滑用リアクトル、３３と４８は
フォトカプラの発光ダイオード、４９と５０は直流電源
１の分圧用コンデンサである。
ついて説明する。図１と共通する部分には同一の符号を
付す。図中、３６と３８はフォトカプラの受光トランジ
スタ、３５と３７はフォトカプラのバイアス用電源、４
５はトランス、４６は平滑用リアクトル、３３と４８は
フォトカプラの発光ダイオード、４９と５０は直流電源
１の分圧用コンデンサである。
【００２１】上記の構成において、トランジスタ３、４
のうち、トランジスタ３が先にオンした場合、コンデン
サ４９の電圧がリアクトル２３を通って、トランス４５
の１次巻線４５ａに印加される。これにより、第１の駆
動巻線４５ｂに電圧が発生し、コンデンサ９を通してト
ランジスタ３のゲートに制御電圧が印加されるから、ト
ランジスタ３はオンに維持される。第２の駆動巻線４５
ｃは、逆バイアス方向の電圧をトランジスタ４のゲート
に印加し、トランジスタ４をオフに維持する。また、第
１の駆動巻線４５ｂに発生した電圧により、抵抗１１を
通って第１のコンデンサ２１に充電電流が流れる。一定
時間経過後に、第１のコンデンサ２１の電圧がトランジ
スタ１７のしきい値以上に上昇すると、トランジスタ１
７がオンとなる。このため、ダイオード１５を通してト
ランジスタ３のゲート電圧がしきい値以下に低下するか
ら、トランジスタ３はオフとなる。トランジスタ３のオ
フによって、逆方向のリンギング電圧がトランス４５に
発生して、トランジスタ４がオンとなる。これにより、
コンデンサ５０の電圧が前記とは逆極性でリアクトル２
３を通ってトランス４５の１次巻線４５ａに印加され
る。これにより、第２の駆動巻線４５ｃに電圧が発生し
て、コンデンサ１０を通してトランジスタ４のゲートに
制御電圧が印加され、トランジスタ４がオンに維持され
る。第１の駆動巻線４５ｂには、トランジスタ３を逆バ
イアスさせる方向の電圧が印加され、トランジスタ３は
オフに維持される。また、第２の駆動巻線４５ｃの巻線
に発生した電圧により、抵抗１２を通って第２のコンデ
ンサ２２に充電電流が流れる。一定時間経過後に、第２
のコンデンサ２２の電圧がトランジスタ１８のしきい値
以上に上昇するとトランジスタ１８がオンする。したが
って、ダイオード１６を通してトランジスタ４のゲート
電圧はしきい値以下に低下し、トランジスタ４はオフと
なる。以降、前記動作の反復により、トランジスタ３と
４が交互にオン・オフする。
のうち、トランジスタ３が先にオンした場合、コンデン
サ４９の電圧がリアクトル２３を通って、トランス４５
の１次巻線４５ａに印加される。これにより、第１の駆
動巻線４５ｂに電圧が発生し、コンデンサ９を通してト
ランジスタ３のゲートに制御電圧が印加されるから、ト
ランジスタ３はオンに維持される。第２の駆動巻線４５
ｃは、逆バイアス方向の電圧をトランジスタ４のゲート
に印加し、トランジスタ４をオフに維持する。また、第
１の駆動巻線４５ｂに発生した電圧により、抵抗１１を
通って第１のコンデンサ２１に充電電流が流れる。一定
時間経過後に、第１のコンデンサ２１の電圧がトランジ
スタ１７のしきい値以上に上昇すると、トランジスタ１
７がオンとなる。このため、ダイオード１５を通してト
ランジスタ３のゲート電圧がしきい値以下に低下するか
ら、トランジスタ３はオフとなる。トランジスタ３のオ
フによって、逆方向のリンギング電圧がトランス４５に
発生して、トランジスタ４がオンとなる。これにより、
コンデンサ５０の電圧が前記とは逆極性でリアクトル２
３を通ってトランス４５の１次巻線４５ａに印加され
る。これにより、第２の駆動巻線４５ｃに電圧が発生し
て、コンデンサ１０を通してトランジスタ４のゲートに
制御電圧が印加され、トランジスタ４がオンに維持され
る。第１の駆動巻線４５ｂには、トランジスタ３を逆バ
イアスさせる方向の電圧が印加され、トランジスタ３は
オフに維持される。また、第２の駆動巻線４５ｃの巻線
に発生した電圧により、抵抗１２を通って第２のコンデ
ンサ２２に充電電流が流れる。一定時間経過後に、第２
のコンデンサ２２の電圧がトランジスタ１８のしきい値
以上に上昇するとトランジスタ１８がオンする。したが
って、ダイオード１６を通してトランジスタ４のゲート
電圧はしきい値以下に低下し、トランジスタ４はオフと
なる。以降、前記動作の反復により、トランジスタ３と
４が交互にオン・オフする。
【００２２】トランス４５の第１の２次巻線４５ｄと第
２の２次巻線４５ｅには、整流ダイオード２４と２５と
を交互にオン・オフさせる方向の電圧が発生し、平滑用
リアクトル４６と平滑コンデンサ２８により平滑されて
出力電圧となる。出力電圧は、分圧抵抗２９と３０によ
り分圧されて、オペアンプ３２の基準電圧３１と比較さ
れる。発光ダイオード３３と受光トランジスタ３６は第
１のフォトカプラを構成し、発光ダイオード４８と受光
トランジスタ３８は第２のフォトカプラを構成する。オ
ペアンプ３２の出力は、第１のフォトカプラを構成する
発光ダイオード３３と第２のフォトカプラを構成する発
光ダイオード４８に供給され、これにより、１次側の受
光トランジスタ３６と３８がそれぞれ制御される。第１
のフォトカプラの受光トランジスタ３６は、トランジス
タ１７のしきい値以上に上昇する第１のコンデンサ２１
の充電電流の量を増加することにより、トランジスタ３
のオン時間を制御する。また、第２のフォトカプラの受
光トランジスタ３８は、トランジスタ１８のしきい値以
上に上昇する第２のコンデンサ２２の充電電流を制御す
ることにより、トランジスタ４のオン時間を制御する。
これにより、出力電圧を一定に保持することができる。
２の２次巻線４５ｅには、整流ダイオード２４と２５と
を交互にオン・オフさせる方向の電圧が発生し、平滑用
リアクトル４６と平滑コンデンサ２８により平滑されて
出力電圧となる。出力電圧は、分圧抵抗２９と３０によ
り分圧されて、オペアンプ３２の基準電圧３１と比較さ
れる。発光ダイオード３３と受光トランジスタ３６は第
１のフォトカプラを構成し、発光ダイオード４８と受光
トランジスタ３８は第２のフォトカプラを構成する。オ
ペアンプ３２の出力は、第１のフォトカプラを構成する
発光ダイオード３３と第２のフォトカプラを構成する発
光ダイオード４８に供給され、これにより、１次側の受
光トランジスタ３６と３８がそれぞれ制御される。第１
のフォトカプラの受光トランジスタ３６は、トランジス
タ１７のしきい値以上に上昇する第１のコンデンサ２１
の充電電流の量を増加することにより、トランジスタ３
のオン時間を制御する。また、第２のフォトカプラの受
光トランジスタ３８は、トランジスタ１８のしきい値以
上に上昇する第２のコンデンサ２２の充電電流を制御す
ることにより、トランジスタ４のオン時間を制御する。
これにより、出力電圧を一定に保持することができる。
【００２３】図１と同様に図３に示す自励式ハーフブリ
ッジ型ＤＣ−ＤＣコンバータでも、トランジスタ３と４
のオン時間が不均一になると、トランジスタ３、４に流
れる電流の値が相違するので、トランジスタ３と４に流
れる電流の大きさを抵抗５と６によって検出する。抵抗
５と６に印加された電圧はそれぞれ第１のコンデンサ２
１と第２のコンデンサ２２に重畳される。したがって、
対応するトランジスタ３、４に流れる電流の多い方のト
ランジスタ１７と１８の一方が早くオンする。即ち、電
流の多い方のトランジスタ３、４が早くオフするので、
これらを流れる電流の量が均一化され、２個のトランジ
スタ３、４のオン時間のバラツキを解消することができ
る。
ッジ型ＤＣ−ＤＣコンバータでも、トランジスタ３と４
のオン時間が不均一になると、トランジスタ３、４に流
れる電流の値が相違するので、トランジスタ３と４に流
れる電流の大きさを抵抗５と６によって検出する。抵抗
５と６に印加された電圧はそれぞれ第１のコンデンサ２
１と第２のコンデンサ２２に重畳される。したがって、
対応するトランジスタ３、４に流れる電流の多い方のト
ランジスタ１７と１８の一方が早くオンする。即ち、電
流の多い方のトランジスタ３、４が早くオフするので、
これらを流れる電流の量が均一化され、２個のトランジ
スタ３、４のオン時間のバラツキを解消することができ
る。
【００２４】図３に示す回路でも、図１の回路と同様に
トランジスタ３、４の両端に共振用コンデンサ１３と１
４を付けて、大幅なスイッチングロスの低減と低ノイズ
化が可能となる。図３の回路の各部の波形は、図２の回
路の各部の波形とほぼ同様である。
トランジスタ３、４の両端に共振用コンデンサ１３と１
４を付けて、大幅なスイッチングロスの低減と低ノイズ
化が可能となる。図３の回路の各部の波形は、図２の回
路の各部の波形とほぼ同様である。
【００２５】本発明の実施態様は、前記実施例に限定さ
れず、その他の変形例が可能である。
れず、その他の変形例が可能である。
【００２６】図１の回路では、整流ダイオード２４と２
５に変えてブリッジ整流回路を使用してもよい。また、
センタータップ型の整流回路にしてもよい。１次側にリ
アクトル２３を設けてもよい。リアクトル２３を複数の
巻線としてもよい。リアクトル２３の代わりに、トラン
スのリーケージインダクタンスを用いることができる。
出力平滑回路を平滑用リアクトルを用いたＬＣ平滑とす
ることが可能である。
５に変えてブリッジ整流回路を使用してもよい。また、
センタータップ型の整流回路にしてもよい。１次側にリ
アクトル２３を設けてもよい。リアクトル２３を複数の
巻線としてもよい。リアクトル２３の代わりに、トラン
スのリーケージインダクタンスを用いることができる。
出力平滑回路を平滑用リアクトルを用いたＬＣ平滑とす
ることが可能である。
【００２７】図３の回路では、平滑用リアクトル４６を
省略することが可能である。ブリッジ型又は倍電圧型の
何れかに出力整流回路を変更することも可能である。リ
アクトル２３を２次側に移すことも可能である。リアク
トル２３を複数の巻線としてもよい。
省略することが可能である。ブリッジ型又は倍電圧型の
何れかに出力整流回路を変更することも可能である。リ
アクトル２３を２次側に移すことも可能である。リアク
トル２３を複数の巻線としてもよい。
【００２８】図１及び図３の実施例では第１のコンデン
サ２１と第２のコンデンサ２２に供給される電流の増加
量を制御するように構成したが、第１のコンデンサ２１
と第２のコンデンサ２２に供給される電流の供給量を減
少するように構成することもできる。
サ２１と第２のコンデンサ２２に供給される電流の増加
量を制御するように構成したが、第１のコンデンサ２１
と第２のコンデンサ２２に供給される電流の供給量を減
少するように構成することもできる。
【００２９】
【発明の効果】前記のように、本発明では、自励式ＤＣ
−ＤＣコンバータにおいて出力電圧を容易に調整するこ
とができ、また、複数のスイッチング素子に流れる電流
を均一化することもできる。
−ＤＣコンバータにおいて出力電圧を容易に調整するこ
とができ、また、複数のスイッチング素子に流れる電流
を均一化することもできる。
【図１】 本発明による自励式センタータップ型ＤＣ−
ＤＣコンバータの回路図
ＤＣコンバータの回路図
【図２】 図１の各部の波形図
【図３】 本発明の他の実施例を示す回路図
【図４】 従来のプッシュプル型ＤＣ−ＤＣコンバータ
の回路図
の回路図
１．．直流電源、 ２、４５．．トランス、 ２ａ．．
第１の１次巻線、 ２ｂ．．第２の１次巻線、 ２
ｃ．．２次巻線、 ２ｄ．．第１の駆動巻線、 ２
ｅ．．第２の駆動巻線、 ３、４．．トランジスタ（ス
イッチング素子）、 ５、６．．電流検出用抵抗、
７、８．．起動用抵抗、 １７、１８．．トランジスタ
（制御回路）、 ２１．．第１のコンデンサ、 ２
２．．第２のコンデンサ、 ２３．．リアクトル、 ２
４、２５．．整流ダイオード（整流回路）、 ２６、２
７．．コンデンサ、 ２９、３０．．分圧用抵抗、 ３
１．．基準電圧、３２．．オペアンプ、 ３３．．発光
ダイオード、 ３４．．負荷、３６．．受光トランジス
タ、 ４５ａ．．１次巻線、 ４５ｂ．．第１の駆動巻
線、 ４５ｃ．．第２の駆動巻線、 ４５ｄ．．第１の
２次巻線、 ４５ｅ．．第２の２次巻線、
第１の１次巻線、 ２ｂ．．第２の１次巻線、 ２
ｃ．．２次巻線、 ２ｄ．．第１の駆動巻線、 ２
ｅ．．第２の駆動巻線、 ３、４．．トランジスタ（ス
イッチング素子）、 ５、６．．電流検出用抵抗、
７、８．．起動用抵抗、 １７、１８．．トランジスタ
（制御回路）、 ２１．．第１のコンデンサ、 ２
２．．第２のコンデンサ、 ２３．．リアクトル、 ２
４、２５．．整流ダイオード（整流回路）、 ２６、２
７．．コンデンサ、 ２９、３０．．分圧用抵抗、 ３
１．．基準電圧、３２．．オペアンプ、 ３３．．発光
ダイオード、 ３４．．負荷、３６．．受光トランジス
タ、 ４５ａ．．１次巻線、 ４５ｂ．．第１の駆動巻
線、 ４５ｃ．．第２の駆動巻線、 ４５ｄ．．第１の
２次巻線、 ４５ｅ．．第２の２次巻線、
Claims (4)
- 【請求項１】 トランスの１次巻線に第１の方向の直流
電圧を印加するように、前記１次巻線と直流電源との間
に接続された第１のスイッチング素子と、 前記トランスの１次巻線に第２の方向の直流電圧を印加
するように、前記１次巻線と、直流電源との間に接続さ
れた第２のスイッチング素子と、 前記トランスの２次
巻線に接続された整流平滑回路とからなる自励式ＤＣ−
ＤＣコンバータにおいて、 前記第１のスイッチング素子の制御端子に接続された前
記トランスの第１の駆動巻線と、 前記第２のスイッチング素子の制御端子に接続された前
記トランスの第２の駆動巻線と、 前記第１の駆動巻線に第１の抵抗を介して接続された第
１のコンデンサと、 前記第２の駆動巻線に第２の抵抗を介して接続された第
２のコンデンサと、 前記平滑回路の出力電圧のレベルに対応して前記第１及
び第２のコンデンサの充電電流を制御し、 前記第１のコンデンサが一定の充電レベルに達したとき
に前記第１のスイッチング素子をオフに切り替え、 前記第２のコンデンサが一定の充電レベルに達したとき
に前記第２のスイッチング素子をオフに切り替える制御
回路と、 を備えたことを特徴とする自励式ＤＣ−ＤＣコンバー
タ。 - 【請求項２】 前記制御回路は、前記第１のスイッチン
グ素子と直列に接続された第１の電流検出手段を備え、
前記第１の電流検出手段より得られた電圧を前記第１の
コンデンサの電圧に重畳して得られた値が所定値に達し
たときに前記第１のスイッチング素子をオフに切り替
え、 第２のスイッチング素子と直列に接続された第２の電流
検出手段を備え、前記第２の電流検出手段より得られた
電圧を前記第２のコンデンサの電圧に重畳して得られた
値が所定値に達したときに前記第２のスイッチング素子
をオフに切り替える「請求項１」に記載の自励式ＤＣ−
ＤＣコンバータ。 - 【請求項３】 トランスの１次巻線に第１の方向の直流
電圧を印加するように、前記１次巻線と、直流電源に並
列接続された分圧用コンデンサとの間に接続された第１
のスイッチング素子と、 前記トランスの１次巻線に第２の方向の直流電圧を印加
するように、前記１次巻線と前記直流電源に並列接続さ
れた分圧用コンデンサとの間に接続された第２のスイッ
チング素子と、 前記トランスの２次巻線に接続された整流平滑回路とか
らなる自励式ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、 前記第１のスイッチング素子の制御端子に接続された前
記トランスの第１の駆動巻線と、 前記第２のスイッチング素子の制御端子に接続された前
記トランスの第２の駆動巻線と、 前記第１の駆動巻線に第１の抵抗を介して接続された第
１のコンデンサと、 前記第２の駆動巻線に第２の抵抗を介して接続された第
２のコンデンサと、 前記整流平滑回路の出力電圧レベルに対応して前記第１
のコンデンサの充電電流を制御し、 前記第１のコンデンサが一定の充電レベルに達したとき
に前記第１のスイッチング素子をオフに切り替える第１
の制御回路と、 前記整流平滑回路の出力電圧レベルに対応して前記第２
のコンデンサの充電電流を制御し、 前記第２のコンデンサが一定の充電レベルに達したとき
に前記第２のスイッチング素子をオフに切り替える第２
の制御回路と、 を備えたことを特徴とする自励式ＤＣ−ＤＣコンバー
タ。 - 【請求項４】 前記第１の制御回路は、前記第１のスイ
ッチング素子と直列に接続された第１の電流検出手段を
備え、前記第１の電流検出手段より得られた電圧を前記
第１のコンデンサの電圧に重畳して得られた値が所定値
に達したときに前記第１のスイッチング素子をオフに切
り替え、 第２の制御回路は、前記第２のスイッチング素子と直列
に接続された第２の電流検出手段を備え、前記第２の電
流検出手段より得られた電圧を前記第２のコンデンサの
電圧に重畳して得られた値が所定値に達したときに前記
第２のスイッチング素子をオフに切り替える「請求項
３」に記載の自励式ＤＣ−ＤＣコンバータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5188094A JPH0746840A (ja) | 1993-07-29 | 1993-07-29 | 自励式ｄｃ−ｄｃコンバータ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5188094A JPH0746840A (ja) | 1993-07-29 | 1993-07-29 | 自励式ｄｃ−ｄｃコンバータ |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0746840A true JPH0746840A (ja) | 1995-02-14 |
Family
ID=16217601
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5188094A Pending JPH0746840A (ja) | 1993-07-29 | 1993-07-29 | 自励式ｄｃ−ｄｃコンバータ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0746840A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7046526B2 (en) | 2003-05-23 | 2006-05-16 | Rohm Co., Ltd. | DC-AC converter, and method for supplying AC power |
| EP2475087A1 (en) * | 2011-01-11 | 2012-07-11 | Osram AG | Power supply device, for example for light sources |
-
1993
- 1993-07-29 JP JP5188094A patent/JPH0746840A/ja active Pending
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7046526B2 (en) | 2003-05-23 | 2006-05-16 | Rohm Co., Ltd. | DC-AC converter, and method for supplying AC power |
| US7126831B2 (en) | 2003-05-23 | 2006-10-24 | Rohm Co. Ltd. | DC-AC converter, and method for supplying AC power |
| US7248488B2 (en) | 2003-05-23 | 2007-07-24 | Rohm Co., Ltd. | DC-AC converter, and method for supplying AC power |
| US7633769B2 (en) | 2003-05-23 | 2009-12-15 | Rohm Co., Ltd. | DC-AC converter, and method for supplying AC power |
| EP2475087A1 (en) * | 2011-01-11 | 2012-07-11 | Osram AG | Power supply device, for example for light sources |
| US8901839B2 (en) | 2011-01-11 | 2014-12-02 | Osram Ag | Two-switch flyback power supply device |
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