JPH0564030B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 この発明は、電源装置、特に高周波矩形波イン
バータ出力を昇圧トランスによつて昇圧し、さら
に整流する直流高電圧電源装置に関するものであ
る。

従来この種の装置として第１図に示すものがあ
つた。図において、１は定電圧装置、２はインバ
ータ回路、３ａはインバータ２の制御装置（以下
インバータ制御装置という）、４は昇圧トランス、
５は昇圧トランス４の漏洩インダクタンス、６は
昇圧トランス４の浮遊容量、７は制動抵抗、８は
高電圧の整流回路、９はフイルター抵抗、１０は
フイルターコンデンサ、１１は高電圧を測定する
分圧器、１２は負荷、１３ａはインバータ２の出
力電圧（以下インバータ出力電圧という）、１４
ａは昇圧トランス４の２次側高電圧（以下昇圧ト
ランス２次側電圧という）、１５ａはインバータ
２の出力電流（以下インバータ出力電流という）
である。

次に動作について説明する。定電圧装置１の直
流電圧はインバータ回路２により高周波化され、
昇圧トランス４の一次側に印加される。昇圧トラ
ンス４で昇圧された高周波電圧は整流回路８で整
流され、フイルター抵抗９およびフイルターコン
デンサ１０により平滑化され、負荷１２に印加さ
れる。負荷１２の印加電圧は分圧器１１により測
定され、定電圧装置１にフイードバツクされて負
荷１２の印加電圧が一定になるように制御され
る。インバータ制御装置３ａは第２図の矩形波の
インバータ出力電圧１３ａを発生させるようにイ
ンバータ回路２内のスイツチング素子（第１図で
はトランジスタ）を動作させる。

高電圧装置では昇圧トランス４の昇圧比が大き
く、昇圧トランス４の二次巻線数が非常に大きく
なる。その結果、昇圧トランス４の二次側に大き
な巻線間浮遊量６が生じる。従つて、第２図に示
す矩形波の高周波インバータ出力電圧１３ａを昇
圧トランス４に印加すると、浮遊容量６と昇圧ト
ランス４の漏洩インダクタンス５により共振現象
が生じる。特に、負荷１２が軽負荷の場合、第２
図に示すように昇圧トランス２次側電圧１４ａが
激しく振動し、そのピーク値は定常時の２倍にも
達する。また、インバータ出力電流１５ａも第２
図に示すように激しく振動し、特に、浮遊容量も
充電する突入電流は負荷１２の値に関係なく、定
電圧装置１およびインバータ回路２の出し得る最
大電流値にも達するピーク電流を持つ。故に、イ
ンバータ回路２の出力側に制動抵抗７を入れる必
要があるが、制動制動７の抵抗値は制動抵抗７の
発熱量によつて制限され大きい値にすることはで
きず、共振現象を止めることができない。

従来の装置は以上のように構成されているの
で、制動抵抗による発熱が大きく、またインバー
タ動作の半サイクルの度に大きな突入電流が流れ
るので、インバータ回路、制動抵抗および昇圧ト
ランスの発熱を増長し、さらに軽負荷時に昇圧ト
ランスの２次側電圧が大きく振動するので電圧レ
ギユレーシヨンが極めて悪くなり、それを補償す
る定電圧装置の制御系の安定度が悪くなるなどの
欠点があつた。

この発明は上記のような従来のものの欠点を除
去するためになされたもので、制動抵抗を用いず
に、インバータを構成するスイツチング素子のス
イツチング動作によりインバータの出力電圧を時
間制御し、その制御時間幅を負荷電流によつてフ
イードバツク制御することによつて、昇圧トラン
スの高周波特性を補償するインバータ制御装置を
提供することを目的としている。

以下、この発明の一実施例を図について説明す
る。第３図においては制動抵抗７が取除かれてお
り、代りに負荷１２と直列に電流検出抵抗１７が
接続されていて、その抵抗１７両端間電圧がイン
バータ制御装置３ｂに入力されている。また、イ
ンバータ出力電圧、昇圧トランス２次側電圧、お
よびインバータ出力電流はそれぞれ符号１３ｂ，
１４ｂおよび１５ｂで示されている。他の構成は
第１図と同様なので説明を省略する。

第４図は第３図の動作を説明するための各部の
波形を示す図であり、１８はインバータ出力電圧
１３ｂの半サイクルを２つのパルスに分割した場
合の第１のパルス（以下前パルスという）、１９
は前パルス１８に続く第２のパルス（以下主パル
スという）、２０は前パルス１８の時間幅（以下
前パルス幅という）、２１は前パルス１８と主パ
ルス１９の間の休止期間の時間幅（以下休止期間
幅という）である。

第５図はインバータ制御装置３ｂの内部構成図
であり、２３は従来と同じ方式のゲートパルス発
振器、２４ａ，２４ｂおよび２４ｃはパルスの立
上り部分で短パルスを発生するトリガーパルス発
生回路、２５ａ，２５ｂおよび２５ｃはアンド回
路、２６ａおよび２６ｂはトリガーパルス発生回
路２４ａ，２４ｂおよび２４ｃの出力パルスを発
生し、その時間幅が外部信号により定められるパ
ルス幅変調回路、２７ａおよび２７ｂはノツト回
路、２８ａ，２８ｂ，２８ｃおよび２８ｄはイン
バータ回路２を構成するトランジスタを駆動する
ためにそれぞれベース信号２２ａ，２２ｃ，２２
ｄおよび２２ｂ（第３図にも示されている）を出
力するゲートアンプ、２９は前パルス幅２０を定
める基準電圧、３０は休止期間幅２１を定める電
流検出抵抗１７（第３図）からの帰還電圧であ
る。

第６図は第５図の各部の波形を示す図である。

次に動作について説明する。この発明によれ
ば、第３図に示すようにインバータ回路２の出力
側に制動抵抗は用いず、インバータ出力電圧１３
ｂが第４図に示す波形になるようにインバータ制
御装置３ｂでインバータ回路２を制御する。イン
バータ出力電圧１３ｂは前パルス１８および主パ
ルス１９により構成され、前パルス１８は主に浮
遊容量６を充電するために用いられ、主パルス１
９は主に負荷１２に電力を供給するために用いら
れる。浮遊容量６の充電は前パルス幅２０および
休止期間幅２１中に行なわれ、休止期間幅２１中
には漏洩インダタンス５中の電流エネルギーが浮
遊容量６を充電する。前パルス幅２０は、休止期
間幅２１を小さくするため、インバータ出力電流
１５ｂの許容最大値で制限される値まで広げる。
休止期間幅２１は、主パルス１９の開始時に漏洩
インダクタンス５の電流エネルギーが全て浮遊容
量６に移行し、かつ浮遊容量６が定格電圧に充電
されるように定める。この場合、主パルス１９は
浮遊容量６を無視して動作するため、インバータ
出力電流１５ｂおよび昇圧トランス２次側電圧１
４ｂの振動は第４図に示すように著しく抑制され
る。

前パルス幅２０、休止期間幅２１を設定する具
体的方法は、２次側電圧１４ｂ、インバータ出力
電流１５ｂを測定し、第４図の波形に一致させる
ようにそれぞれの時間幅を調整することで行なわ
れる。

前パルス幅２０および休止期間幅２１は一定値
に設定するだけでも多大の効果があるが、休止期
間幅２１を負荷電流に応じて変化するようにすれ
ばさらに改善される。負荷電流は電流検出抵抗１
７により検出され、検出信号はインバータ制御装
置３ｂに入力される。負荷１２が重負荷の場合、
負荷１２が漏洩インダクタンス５と浮遊容量６で
構成される共振回路の制動抵抗となるのでインバ
ータ出力電流１５ｂおよび昇圧トランス２次側電
圧１４ｂの共振は比較的緩やかであり、休止期間
幅を小さくできる。従つて、主パルス１９のエネ
ルギーが大きくなるので重負荷時でもインバータ
出力電圧１３ｂをほとんど上げる必要がなく、負
荷１２に対するレギユレーシヨンが著しく改善さ
れる。その結果、定電圧厚装置１の安定度が増
し、電源装置全体の周波数応答が改善される。

第５図に示すインバータ制御装置３ｂの一実施
例の動作を第６図の波形図を用いて説明する。ゲ
ートパルス発生器２３の出力信号ＡおよびＢをそ
れぞれトリガーパルス発生回路２４ａ，２４ｂに
入力し、その出力をアンド回路２５ａに入力すれ
ば、トリガー信号Ｃが得られる。パルス幅変調回
路２６ａをこのトリガー信号Ｃで動作させ、その
パルス幅を基準電圧２９で制御すると前パルス１
８に対応するパルス信号Ｄが得られる。このパル
ス信号Ｄをノツト回路２７ａ、トリガーパルス発
生回路２４ｃに入力すると、パルス信号Ｄの立下
がり部分に対応するトリガー信号Ｅが得られる。
パルス幅変調回路２６ｂをこのトリガーパルス信
号Ｅで動作させ、そのパルス幅を負荷電流に対応
する帰還電圧３０で制御すると休止期間幅２１に
対応するパルス信号Ｆが得られる。このパルス信
号Ｆはノツト回路２７ｂに入力されパルス信号Ｇ
となる。故に、ゲートパルス発生器２３の出力信
号Ａ，Ｂとパルス信号Ｇをアンド回路２５ｂ，２
５ｃに入力し、ゲートアンプ２８ｃ，２８ｄで増
幅すればベース信号２２ｄ，２２ｂが得られる。
ベース信号２２ａ，２２ｃはゲートパルス発生器
２３の出力信号Ａ，Ｂをゲートアンプ２８ａ，２
８ｂで増幅して得られる。これらのベース信号２
２ａ，２２ｂ，２２ｃ，２２ｄでインバータ回路
２のトランジスタを駆動すれば、所望のインバー
タ出力電圧１３ｂが得られる。

なお、上記実施例ではスイツチング素子にトラ
ンジスタを使用したものを示したが、スイツチン
グ素子にサイリスタを使用してもよい。上記実施
例では負荷電流によりインバータをフイードバツ
ク制御したものを示したが、負荷の量が別の制御
系により定められる場合、例えば負荷が電子ビー
ム溶接機の電子ビーム電流の場合には、電子ビー
ム電流の設定信号によりインバータを制御しても
よい。また、上記実施例ではインバータ回路に全
ブリツジ形回路を使用したものを示したが、他の
インバータ回路（ブツシユブル形回路、半ブリツ
ジ形回路など）に使用してもよい。また、上記実
施例では１個の前パルスを使用する例を示した
が、２個以上の前パルスを使用して共振現象を制
御してもよい。また、上記実施例では直流高電圧
装置について説明したが、定電圧制御のインバー
タ回路の負荷が容量性である電源装置であつても
よく、上記実施例と同様の効果を奏する。また、
上記実施例では休止期間幅をフイードバツク制御
する例について説明したが、定電圧制御のインバ
ータ回路の負荷が容量性であり、かつその容量が
可変する場合は前パルス幅または前パルス幅と休
止期間幅の両方をフイードバツク制御してもよ
く、上記実施例と同様の効果を奏する。

以上の様に、この発明によれば、容量性の負荷
を持つインバータ回路において、インバータの出
力電圧をインバータを構成するスイツチング素子
のスイツチング動作により時間制御し、その時間
幅を負荷電流によつてフイードバツク制御を行な
うように構成したので、発熱の大きい制御抵抗を
用いなくてもインバータ出力回路の共振現象を抑
制することができ、しかも負荷容量への突入電流
を自由に調整することができ、また、負荷変動に
よる電圧レギユレーシヨンを著しく改善すること
ができ、その結果、定電圧電源の制御系が安定し
て周波数応答を上げることができ、また、付加す
る制御装置もIC等で容易に作成できるため、小
形かつ安価である効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来のインバータ回路を用いた直流高
電圧電源装置を示す構成図、第２図は第１図の構
成図の各部の波形を示す図、第３図はこの発明の
一実施例によるインバータ回路を用いた直流高電
圧電源装置を示す回路構成図、第４図は第３図の
動作を説明するための波形図、第５図はこの発明
の一実施例によるインバータ制御装置を示す回路
構成図、第６図は第５図の動作を説明するための
波形図である。図において、１は定電圧装置、２
はインバータ回路、３はインバータ制御装置、４
は昇圧トランス、８は整流回路、１１は分圧器、
１２は負荷、１７は電流検出抵抗である。なお、
図中、同一符号は同一、または相当部分を示す。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 定電圧装置の直流電圧を高周波化するインバ
   ータ回路、 インバータ回路の矩形波電圧出力を昇圧して高
   周波電圧を出力する昇圧トランス、 前記高周波電圧を整流して負荷に印加する整流
   回路、 前記負荷の印加電圧を前記定電圧装置へフイー
   ドバツクする分圧器、 前記負荷に直列接続され負荷電流を検出する電
   流検出抵抗、 並びに 前記矩形波電圧出力が正負の半サイクル期間
   に、前記負荷電流に基づいて制御される休止期間
   の時間幅を挟んで、前記昇圧トランスの浮遊容量
   を充電する第１のパルス及び前記負荷に電力を供
   給する第２のパルスを有するように前記インバー
   タ回路を導通制御するインバータ制御装置 を備えたことを特徴とする電源装置。