JPH03183361A - 多出力電源型スイッチングレギュレータ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は、半導体等のスイッチング特性を利用し、所定
の周波数以上の高周波にて断続制御を行って出力を安定
化する多出力電源型スイッチングレギュレータに関する
ものである。

（従来の技術） 従来、この種の分野の技術としては、例えば、第２図の
ようなものがあった。以下、その構成を図を用いて説明
する。

第２図は、従来の多出力電源型スイッチングレギュレー
タの一措成例を示す回路図である。

このスイッチングレギュレータはフライバック方式であ
り、交流入力重圧（以下、ＡＣ電圧という）の入力開閉
用のスイッチ回路］−を有している。

そのスイッチ回Ｒ１１の出力１則には、ラインフィルタ
２、ＡＣ電圧を直流電圧（以下、ＤＣ電圧という）に整
流する整流回路３、及び平滑回路４が順次接続されてい
る。さらに、平滑回路４には一次コイル５ａ、二次コイ
ル５ｂ−１，５ｂ−２、及び三次コイルＣ５ｃを存する
高周波トランス５が接続されている。その−・次コイル
５ａと三次コイル５ｃとの間に１ユスイツナング素子で
あるＦＥＴ６が直列接続されている。

−ｈ−２オ滑［Ｉ１１′、ｉ８・ｊ・２”）両端にはＪ
”　Ｅ　’丁゛６を起動するための起動囲路゛７が接続
され、その起動回路７、Ｆ　Ｅ　Ｔ　６のゲート、及び
平滑回路４が、ＦＥＴ６のデユーティ（動作周期〉を制
御する制御回路８に接続されている。

また、高周波ｔ・ランス５の二次コイル５ｂ−１の両端
にはダイオード９ａ−１およびコンデンサ９ａ−２から
なる整流平滑回路９ａが接続され、その整流平滑回路９
ａの出力側には誤差検出回路ＩＯ及び出力電圧■１用の
出力端子１１ａ、↓１ｂが共通接続されている。その上
、二次コイル５ｂ−２にはダイオード９ｂ−１およびコ
ンデンサ９ｂ−２からなる整流平滑回路９ｂが接続され
、その整流平滑回路９ｂの出力１則には出力電圧■２用
の出力端子１１ｃ、ｌｉｄが接続されている。

次に、動作を説明する。

スイッチ回路）によりＡＣ電圧が入力されると、ライン
フィルタ２を介して整流回路３でＤＣ電圧に整流される
。そのＤＣ電圧は起動回路７によって分圧され、その分
圧されたＤＣ電圧かＦＥＴ６のケー１〜に印加され、起
動がかかる。

続いて、一次コイル５ａに一次電流が流れ始めた際に三
次コイル５Ｃに発生する電圧は制御回路８を介してＦＥ
Ｔ６のゲートに供給され、ＦＥＴ６が急速にオンされ、
ＦＥＴ６がオフするまでゲート電圧が供給される。また
、ＦＥＴ６がオフになると、三次コイル５ｃに発生する
電圧はＦＥＴ６かオン時に比較して極性が反転するため
、ＦＥＴ６のグー１〜電位は制御回路８を介して減少さ
せられ、ＦＥＴ６を急速にオフさせる。このＦＥＴ６の
オフ状態は、オン期間時にトランス５に蓄積されたエネ
ルギーの二次側及び三次側への放出終了まで継続する。

オフが終了すると、起動回路７によるゲート電圧でＦＥ
Ｔ６はオンし、以後、本動作を繰り返す。

整流平滑回路９ａは、ＦＥＴ６がオン時にトランス５に
対してエネルギーを蓄積させ、ＦＥＴ６かオフ時にトラ
ンス５に蓄積されていたエネルギーを引き込む。さらに
、出力電圧Ｖ１が予め設定した値よりも高いことを誤差
検出回路１０により検出された場合、制御回路８により
ＦＥＴ６がオフされる。このような制御により二次側の
出力電圧■↓を一定に保つように動作する。

その上、二次コイル５ｂ−２には二次コイル５ｂ−１と
の巻数比に対応した電圧が発生する。その結果、二次コ
イル５ｂ−■と同じタイミングでダイオード９ｂ−１を
介してコンデンサ９ｂ−２や出力端子１１ｃ、ｌｉｄに
エネルギーが供給される。多出力電源型の場合、電圧安
定のためのコントロールは１つの電圧出力（出力電圧Ｖ
ｌ）で行っており、他の出力〈出力電圧Ｖ２）はコント
ロールされず、二次コイル５ｂ−１，５ｂ−２の巻数比
より得ていた。

（発明が解決しようとする課題〉 しかしながら、上記構成の多出力電源型スイッチングレ
ギュレータでは、次のような課題があった。

誤差検出回路１０によりフィードバックされる出力電圧
（以下、コン］へロール出力という）Ｖｌの負荷Ｑｌが
重く、かつフィードバックされない出力電圧（以下、非
コントロール出力という）Ｖ２の負荷Ｑ２が軽い場合、
非コントロール出力Ｖ２が上昇するという欠点かあった
。

第３図は、非コントロール出力Ｖ２の負荷Ｑ２と非コン
トロー出力Ｖ２との関係を示す関係図である。この第３
図が示すように、負荷Ｑ１がｑｌ。

ｑ２．ｑ３と上昇して重くなると、ダイオード９ａ−１
の電圧降下が大きくなり、その分、二次コイル５ｂ−１
の端子電圧が上昇する。そのため、二次コイル５ｂ−２
の端子電圧も二次コイル５ｂ２との巻数比に応じて上昇
する。巻数比が小さくコントロール出力Ｖｌと非コント
ロール出力Ｖ２との差が大きくない場合はさほど問題に
ならないか、巻数比が大きい場合はコントロール出力Ｖ
】−および非コントロール出力■２差も大きくなり、一
定電圧を出力すべき安定化電源としていは無視できなく
なるという欠点かあった。

この欠点を解決するため、非コントロール出力側にダミ
ー負荷抵抗を設ける解決策もあるが、この解決策では、
ダミー負荷抵抗により回路形成面積の増大および内部温
度上昇の増加を招くという問題があった。

本発明は、前記従来技術が持っていた課題として、非コ
ンＩ・ロール出力が増加するという点について解決した
多出力電源型スイッチングレギュレータを提供するもの
である。

〈課題を解決するための手段〉 本発明では、前記課題を解決するために、ギャップを有
する鉄心に一次コイルおよび巻数の異なる複数の二次コ
イルが巻装された高周波トランスと、前記一次コイルに
流れる一次電流をオン・オフするスイッチング素子と、
前記各二次コイルの出力をそれぞれ整流、平滑する複数
の整流平滑回路と、前記各整流平滑回路の内、所定の整
流平滑回路の出力と基準値との差を検出する誤差検出回
路とを備え、前記誤差検出回路の出力に基づき前記スイ
ッチング素子をオン・オフ制御する多出力電源型スイッ
チングレギュレータにおいて、次のような手段を講じた
ものである。

前記所定の整流平滑回路以外の整流平滑回路の出力の変
化を検出する検出手段と、前記検出手段の出力を入力し
、その出力に応じた可変電圧または一定電圧を出力する
駆動手段と、前記ギャップ間に介装され、前記駆動手段
の出力に基づき前記ギャップの距離を変化させる例えば
、電歪素子または機械的手段等で構成したギャップ可変
手段とを設けたものである。

（作用〉 本発明によれば、以上のように多出力電源型スイッチン
グレギュレータを構成したので、検出手段は、非コント
ロール出力の変化を検出するように働き、駆動手段はそ
の検出手段の出力を増幅し、その出力に応じた可変電圧
または一定電圧を出力する。ギャップ可変手段は駆動手
段の出力に基づき、非コントロール出力に接続された二
次コイルのギャップの距離を変化させる。

したがって前記課題を解決できるのである。

（実施例〉 第千図は、本発明の第↓の実施例を示す多出力電源型ス
イッチングレギュレータの回路図である。

このスイッチングレギュレータは、フライバック方式で
あり、ＡＣ電圧の入力開閉用のスイッチ回路２１を有し
、そのスイッチ回路２１の出力１則には、ラインフィル
タ２２、ＡＣ電圧をＤＣ電圧に整流するためのダイオ−
ドブリッチ構成の整流回路２３、及びコンデンサからな
る平滑回路２４が順次接続されている。さらに、平滑回
路２４には、鉄心２５ａに一次コイル２５ｂ、二次コイ
ル２５ｃｍ１，２５ｃｍ２、及び三次コイル２５ｄがそ
れぞれ巻装された高周波トランス２５が接続されている
。その一次コイル２５ｂと三次コイル２５ｄとの間には
スイッチング素子であるＦＥＴ２６及び電流検出用の抵
抗２７ａが直列接続されている。

一方、平滑回路２４の両端にはＦＥＴ２６を起動するた
めの起動回＃Ｉ２７が接続されている。この起動回路２
７は、直列接続された抵抗２７ａ。

２７ｂが平滑回路２４に並列接続され、抵抗２７ａ、２
７ｂの接続点Ｎ１と平滑回路２４の一端とが制御回路２
８にそれぞれ接続されている。

この制御回８２８は、ＦＥＴ２６のオン・オフ動作のデ
ユーティを制御する回路であり、接続点Ｎ１と三次コイ
ル２５ｄの一方端との間にＮＰＮトランジスタ２８ａが
接続され、そのトランジスタ２８ａのペース・エミッタ
間に抵抗２８ｂが、ベースとＦＥＴ２６のソースとの間
に抵抗２８ｃがそれぞれ接続されている。ここで、この
トランジスタ２８ａ、抵抗２８ｃ、２８ｂとで過電流防
止機能を有している。

さらに、トランジスタ２８ａのベースと三次コイル２５
ｄの他方端との間には受光素子であるホｌヘトランジス
タ２８ｄ、抵抗２８ｅ、及びダイオード２８ｆか直列接
続されている。そして、その三次コイル２５ｄの他方端
とトランジスタ２８ａのコレクタとの間にＦＥＴ２６の
ドライブ用のコンデンサ２８ｇ及び抵抗２８ｈが直列接
続されている。

また、高周波トランス２５の二次コイル２５ｃ−１の両
端には二次コイル２５ｃｍ１の出力を整流、平滑する整
流平滑回路２つ一■が接続されている。この整流平滑回
路２９−１は、整流用のダイオード２９−↓ａと平滑用
のコンデンサ２つ一１ｂとで構成され、その出力側には
誤差検出回路３０が並列接続されている。この誤差検出
回路３０は、整流平滑回＃Ｉ２９−１の出力と基準電圧
との差を検出し、その検出結果を制御回路２８に伝達す
回路であり、コンデンサ３１ｂの両端に、直列接続され
た分圧用の抵抗３０ｄ、３０ｅを有している。さらに、
コンデンサ２９−１ｂの両端には、抵抗３０ａ、発光ダ
イオード３０ｂ、及び所定の基準電圧が予め設定さｈた
シャントレギュレータ３０ｃが直列接続されるとともに
、コントロール出力■１用の出力端子３４ａ、３４ｂが
接続されている。

また、高周波トランス２５は二次コイル２５ｃｍ王の一
方端に接続され、その二次コイル２５ｃｍ１−と異なる
巻数を有する二次コイル２５ｃｍ２を備えている。その
二次コイル２５ｃｍ２の他方端と前記二次コイル２５ｃ
ｍ■の一方端との間に、整流平滑回路２９−２が接続さ
れている。この整流平滑回路２つ−２は整流用のタイオ
ード２９２ａと平滑用のコンデンサ２９−２ｂとで構成
され、その出力側には接続点Ｔを介して非コントロール
出力Ｖ２用の出力端子３４ｃ、３４ｄが接続されている
。

そして、接続点Ｔには、検出手段３１が接続され、その
検出手段３１の出力側には駆動手段３２およびギャップ
可変手段３３が順次、縦続接続されている。検出手段３
工は、非コントロール出力■２の変化を検出する手段で
あり、ツェナーダイオードで楢戒されている。駆動手段
３２は、例えばＮＰＮ　トランジスタで構成され、検出
手段３１の出力を入力し、その出力に対応した可変電圧
または一定電圧を出力する手段である。

第４図は、第１図中の高周波トランス２５の概略断面図
である。

この高周波トランス２５は、磁力線を通すための鉄心２
５ａを有し、その鉄心２５ａには所定のギャップＧｌ、
２．３が設けられている。さらに、鉄心２５ａの中央に
は一次コイル２５１〕が、両側には二次コイル２５ｃｍ
１．２５ｃｍ２がそれぞれ巻装され、その一次コイル２
５ｂの一方端２５ｄ−］が起動回路２７に、他方端２５
１）−２がＦＥＴ２６のドレインにそれぞれ接続されて
いる。

その上、二次コイル２５ｃｍ１の両端２５ｃｍ１ａ、２
５ｃｍ１ｂが整流平滑回路２つ−１の入力側にそれぞれ
接続されている。さらに、二次コイル２５ｃｍ２の一方
端は二次コイル２５ｃｍ１の一方端に接続され、他方端
２５ｃｍ２ａが整流平滑回路２９−２の入力側に接続さ
れている。

そして、鉄心のギャップＧ３が設けられている部分の一
端に電歪素子等で構成されたギャップ変化手段３３が取
り付けられ、そのギャップ可変手段３３の入力端子３３
ａ、３３ｂが駆動回路３２にそれぞれ接続されている。

次に、動作を説明する。

スイッチ回路２１によりＡＣ電圧が入力されると、ライ
ンフィルタ２２を介して整流回路２３でＤＣ電圧に整流
される。そのＤＣ電圧は抵抗２７ａ、２７ｂによって分
圧され、その分圧されたＤＣ電圧がＦＥＴ２６のゲート
に印加され、起動がかかる。

例えば′、コントロール出力Ｖ１の負荷Ｑ１が大きい場
合、一次コイル２５ｂに一次電流Ａ１が流れ始めた際に
三次コイル２５ｄに発生する電圧は、抵抗２８ｈ及びコ
ンデンサ２８ｇを介してＦＥＴ２６のゲートに供給され
る。その結果、ＦＥＴ２６か急速にオンされ、ＦＥＴ２
６がオフするまでゲート電圧が供給される。ここで、負
荷Ｑ１が大きくなり、一次電流Ａ１が増加した場合、抵
抗２７ａに発生したの電圧により、トランジスタ２８ａ
がオンされる。そのため、ＦＥＴ２６のゲートの電位は
低下され、ＦＥＴ２６がオフされる。また、ＦＥＴ２６
がオフ状態に入ると、三次コイル２５ｄに発生ずる電圧
はＦＥＴ２６がオン時に比較して極性が反転するため、
ＦＥＴ２６のゲート電位は、抵抗２８１〕及びコンデン
サ２８ｇを介して減少させられ、ＦＥＴ２６を急速にオ
フさせる。

このＦＥＴ２６のオフ状態は、オン期間時に）〜ランス
２５に蓄積されたエネルギーの二次コイル２５ｃｍ１．
２５ｃｍ２及び三次コイル２５ｄへの放出絆了まで継続
される。オフが終了すると、抵抗２７ａ、２７ｂによる
分圧がＦＥＴ２６のゲートに印加されるのでＦＥＴ２６
はオンされ、以後、本動作を繰り返す。

また、整流平滑回路２９−１．２９−２は、ＦＥＴ２６
がオン時にダイオード２９−．１ａ、２９２ａが逆バイ
アスされ、トランス２５にエネルギーを蓄積させ、ＦＥ
Ｔ２６がオフ時にダイオード２９−１ａ、、２９−２ａ
を導通させてコンデンサ２９−１ｂ、２９−２ｂヘトラ
ンス２５に蓄積されていたエネルギーを移動させる。そ
して、出力端子３４ａ、３４’ｂにコントロール出力Ｖ
１を発生させている。

また、コントロール出力Ｖ１は抵抗３０ｄ、３０ｅによ
り分圧される。コントロール出力Ｖ１の負荷Ｑ上が小さ
い場合、出力Ｖｌｏが高くなり、シャントレーギュレイ
タ３０ｃに設定された基準電圧よりも大きくなると、シ
ャントレーギュレイタ３０ｃが導通状態となり、発光ダ
イオード３０ｂに流れる電流が増大する。このため、そ
の電流に対応した光がホトトランジスタ２８ｄへ発光さ
れ、タイオード２８ｆ及び抵抗２８ｅを介してホトトラ
ンジスタ３２ｂに流れる電流が増大される。

すると、トランジスタ２８ａがオンされ、その結果、Ｆ
ＥＴ２６がオフされる。このように制御されることで、
ＦＥＴ２６のスイッチングが速くなり、オン・オフの時
間が短縮され、一次電流Ａｌか抑えられる。

ところが、負荷Ｑ↓が大きい時には、この分圧電圧が、
シャントレーギュレイタ３２ｃに設定された基準電圧よ
りも低いので、シャントレーギュレイタ３０ｃは導通状
態とならない。したがって、発光ダイオード３０ｂは発
光しない。そして、ダイオード２９−１ａを流れる電流
が増加し、電圧降下も大きくなる。電圧降下刃吠きくな
っても帰還回路である誤差検出回路３０は、ダイオード
２９−１ａのカン−１１則にあるため、コントロール出
力■）は変化しない。一方、二次コイル２５ｃｍ１の端
子電圧はダイオード２９−１ａの電圧降下分だけ上昇す
る。すると、二次コイル２５ｃ２には二次コイル２５ｃ
ｍ↓の巻数比で決まる電圧分、上昇する。この時、出力
端子３４ｃ、３４ｄ間の負荷Ｑ２が大きければ、電圧上
昇分のエネルギーは負荷Ｑ２に流れ、最終的には非コン
１〜ロール出力■２の上昇は少なくて済む。しかし、負
荷Ｑ２が小さい場合は、エネルギーが消費できず、非コ
ントロール出力Ｖ２は上昇する。その出力Ｖ２の上昇が
検出手段３工のツェナーダイオードで設定された電圧を
越えると駆動手段３２が動作し、ギャップＧ３を変化さ
せる。その結果、トランス２５の磁気抵抗が変化する。

第５図は、第４図の高周波トランス２５の等価回路を示
す回路図である。第５図において、Ｒ１は二次コイル２
５ｃｍ１．Ｒ２は一次コイル２５ｂ、Ｒ３は二次コイル
２５ｃｍ２のそれぞれの磁気抵抗である。例えば、磁束
Φｌ用の磁路の磁気抵抗Ｒ３は、 Ｒ３＝ＩＱ／μＳ 但し、μ；磁束Φ■の磁路の透磁率 ｇ；磁束Φ工の磁路の長さ Ｓ；磁束Φ↓の磁路の断面積 で示されるので、ギャップＧ３の変化により、磁気抵抗
Ｒ３は変化する。空隙中の透磁率はコイル内の透磁率よ
りも大きいので、僅かなギャップＧ３の変化で磁気抵抗
Ｒ３は大きく変化し、二次コイル２５ｃｍ２を通る磁束
Φ１を変化させる。二次コイル２５ｃｍ２の端子電圧、
即ち、非コントロール出力■２が上昇した際、ギャップ
可変手段３３の電歪素子を伸長して、ギャップＧ３を狭
めることで、磁気抵抗Ｒ３が大きくなるようする。

二次コイル２５ｃｍ２を鎖交する磁束Φ（は減少し、こ
の二次コイル２５ｃｍ２に伝わるエネルギーも減少して
非コントロール出力■２が低下する。

さらに、非コントロール出力Ｖ２か正常な電圧になれば
、ギャップ可変手段３３の電歪素子が元に縮小され、そ
の結果、ギャップＧ３が元に戻る。

本実施例は次のような利点を有している。

非コントロール出力■２の上昇時にトランス２５のギャ
ップＧ３を狭めることにより、磁気抵抗りを大きくする
ようにしたのしで、コントロール出力■１の負荷Ｑｌが
大きく、非コントロール出力■２の負荷Ｑ２が小さい時
であっても、コントロール出力Ｖ１の上昇を抑止でき、
安定した直流電圧を供給することができる。これにより
、ダミー負荷抵抗を設ける必要性が減少できるので、回
路形成面積が減少すると共に、温度上昇を抑止できる。

さらに、従来のように、非コントロール出力Ｖ２の上昇
を抑止できないと、負荷変動範囲が制限されるが、本実
施例では負荷変動範囲を広くすることができる。

第６図は、本発明の第２の実施例を示す多出力電源型ス
イッチングレギュレータの要部構成図であり、第１図中
と共通の要素には同一の符号か付されている。

このスイッチングレギュレータは、第１図中のツェナー
タイオード等からなる検出手段３工とＮＰＮトランジス
タ等からなる駆動手段３２とを、演算増幅器３１ａに置
き換えた構成である。その演算増幅器３１ａの入力側が
第１図中の接続点Ｔと基準電圧Ｖｆにとに接続されてい
る。この演算増幅器３１ａの出力側にはギャップ可変手
段３３が接続され、その他の構成は第上図と同一である
。

非コントロール出力Ｖ２が演算増幅器３１ａに入力され
ると、その演算増幅器３１ａにおいて、非コントロール
出力Ｖ２と基準電圧Ｖｆとの差が検出される。その検出
信号が増幅されて、ギャップ可変手段３３へ出力される
。その後、ギャップ可変手段３３は、演算増幅器３１ａ
の出力を入力し、その出力に対応して可変的に伸縮する
９本実施例は次のような利点がある。

（１）非コントロール出力Ｖ２の変動に対応して、ギャ
ップ可変手段３３を可変的に伸縮するようにしたのでせ
、第１の実施例に比較し、変動した非コントロール出力
■２をより短時間に安定させることができる。

（２〉演算増幅器３１ａのみで、検出手段３１および駆
動手段３２を構成することができる。

なお、本発明は図示の実施例に限定されず、種々の変形
が可能である。例えば、その変形例として次のようなも
のがある。

（Ｉ）第１および第２の実施例では、ギャップ可変手段
３３に電歪素子を用いたが、カム等の機械的機構を用い
て構成してもよい。

（ＩＩ）第１および第２の実施例では、出力電源として
、出力端子３４ａ、３４ｂ間の出力電圧であるコントロ
ール出力■１および出力端子３４ｃ。

３４ｄ間の出力電圧である非コントロール出力Ｖ２の２
つの出力電源で構成したが、コントロール出力および゛
非コントロール出力がそれぞれ複数に構成された回路に
も適用できる。

（発明の効果〉 以上詳細に説明したように、非コントロール出力の変動
時に高周波トランスの鉄心にもうけられたギャップの距
離を変化させるようにしたので、磁気抵抗が的確に変化
し、非コントロール出力の変動を抑止することができる
。これにより、従来のようにダミー負荷抵抗を用いない
ので、回路形成面積が縮小し、しかも装置内部の温度上
昇を防止できる。

【図面の簡単な説明】

第上図は本発明の第↓の実施例を示す多出力電源型スイ
ッチングレギュレータの回銘図、第２図は従来のスイッ
チングレギュレータの構成プロッり図、第３図は非コン
トロール出力の負荷と非コントロール出力との関係図、
第４図は第１図中の高周波トランスの概略断面図、第５
図は第４図の高周波トランスの等価回路を示す回路図、
第６図は本発明の第２の実施例を示す多出力電源型スイ
ノチンダレギュレータの要部楢戒図である。 ２５・・・・・・高周波ｌ−ランス、２５ａ・・・・・
・鉄心、２５ｂ・・・・・・一次コイル、２５ｃｍ１．
．２５ｃｍ２・・・・・二次コイル、２６・・・・・・
スイッチング素子、２９１−．２９−２・・・・・・整
流平滑回路、３０・・・・・・誤差検出回路、３１・・
・・・・検出手段、３２・・・・・・駆動手段、３３・
・・・・・ギャップ可変手段、Ａｌ・・・・・・一次電
流、Ｖｌ・・・・・・コン１−ロール出力、■２・・・
・・・非コントロール出力。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、ギャップを有する鉄心に一次コイルおよび巻数の異
   なる複数の二次コイルが巻装された高周波トランスと、
   前記一次コイルに流れる一次電流をオン・オフするスイ
   ッチング素子と、前記各二次コイルの出力をそれぞれ整
   流、平滑する複数の整流平滑回路と、前記各整流平滑回
   路の内、所定の整流平滑回路の出力と基準値との差を検
   出する誤差検出回路とを備え、 前記誤差検出回路の出力に基づき前記スイッチング素子
   をオン・オフ制御する多出力電源型スイッチングレギュ
   レータにおいて、 前記所定の整流平滑回路以外の整流平滑回路の出力の変
   化を検出する検出手段と、 前記検出手段の出力を入力し、その出力に応じた可変電
   圧または一定電圧を出力する駆動手段と、前記ギャップ
   間に介装され、前記駆動手段の出力に基づき前記ギャッ
   プの距離を変化させるギャップ可変手段とを、 設けたことを特徴とする多出力電源型スイッチングレギ
   ュレータ。 ２、請求項１記載の多出力電源型スイッチングレギュレ
   ータにおいて、 前記ギャップ可変手段は、 前記駆動手段の出力に基づいて伸縮する電歪素子または
   機械的手段で構成した多出力電源型スイッチングレギュ
   レータ。