JP2002199718A - 共振型スイッチング電源装置 - Google Patents
共振型スイッチング電源装置Info
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- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
- H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
- H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
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- H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/4815—Resonant converters
- H02M7/4818—Resonant converters with means for adaptation of resonance frequency, e.g. by modification of capacitance or inductance of resonance circuits
-
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- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
- Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
- Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes
Abstract
(57)【要約】
【課題】 最適な共振条件を作り出し、スイッチングロ
スを定常的に軽減する。 【解決手段】 リーケージインダクタンスの可変可能な
コンバータトランス５０を用い、制御回路６０により、
スイッチング回路５に入力される入力電圧と、上記電流
検出抵抗７０を介して流れる負荷電流に比例した上記電
流検出抵抗７０による降下電圧を検出して、上記コンバ
ータトランス５０のリーケージインダクタンスＬl を制
御する。
スを定常的に軽減する。 【解決手段】 リーケージインダクタンスの可変可能な
コンバータトランス５０を用い、制御回路６０により、
スイッチング回路５に入力される入力電圧と、上記電流
検出抵抗７０を介して流れる負荷電流に比例した上記電
流検出抵抗７０による降下電圧を検出して、上記コンバ
ータトランス５０のリーケージインダクタンスＬl を制
御する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、直流入力をスイッ
チングするスイッチング手段と、このスイッチング回路
によるスイッチング出力が供給されるコンバータトラン
スと、上記コンバータトランスのコイルを共振素子とす
る共振手段と、上記コンバータトランスの出力を整流し
て負荷に供給する整流手段と、上記整流手段による整流
出力に応じて上記スイッチング回路のスイッチング周波
数を制御するスイッチング制御手段とを備える共振型ス
イッチング電源装置に関する。
チングするスイッチング手段と、このスイッチング回路
によるスイッチング出力が供給されるコンバータトラン
スと、上記コンバータトランスのコイルを共振素子とす
る共振手段と、上記コンバータトランスの出力を整流し
て負荷に供給する整流手段と、上記整流手段による整流
出力に応じて上記スイッチング回路のスイッチング周波
数を制御するスイッチング制御手段とを備える共振型ス
イッチング電源装置に関する。
【０００２】
【従来の技術及び発明が解決しようとする課題】従来よ
り、商用交流を整流・平滑化して得られた直流電流を、
例えば１００ｋＨｚ程度の高周波でスイッチングして変
圧器により所望の電圧に高効率に変換するようにしたス
イッチング電源装置が広く用いられている。
り、商用交流を整流・平滑化して得られた直流電流を、
例えば１００ｋＨｚ程度の高周波でスイッチングして変
圧器により所望の電圧に高効率に変換するようにしたス
イッチング電源装置が広く用いられている。
【０００３】上記スイッチング電源装置における出力電
圧の制御方式としては、出力電圧の変化に応じてスイッ
チングパルスのデューティ比を制御するパルス幅変調(P
WM:Pulse Width Modulation)制御方式、スイッチングパ
ルスの周波数や位相を制御する共振等の周波数制御方式
や位相制御方式等が採用されている。
圧の制御方式としては、出力電圧の変化に応じてスイッ
チングパルスのデューティ比を制御するパルス幅変調(P
WM:Pulse Width Modulation)制御方式、スイッチングパ
ルスの周波数や位相を制御する共振等の周波数制御方式
や位相制御方式等が採用されている。
【０００４】図８は、従来より知られている電流共振型
スイッチング電源装置２００の基本的な回路構成を示し
ている。
スイッチング電源装置２００の基本的な回路構成を示し
ている。
【０００５】この図８に示す電流共振型スイッチング電
源装置２００は、商用電源１にノイズフィルタ２を介し
て接続されたＡＣ整流部３、このＡＣ整流部３による整
流出力を平滑する平滑コンデンサ４、この平滑コンデン
サ４により平滑されたことにより得られる直流出力をス
イッチングするスイッチング回路５等を備え、コンバー
タトランス１０の１次コイル１０Ａと共振コンデンサ６
Ｃとを直列接続してなる電流共振回路６が上記スイッチ
ング回路５を介して上記ＡＣ整流部３に接続されてい
る。上記コンバータトランス１０の２次コイル１０Ｂに
は、ダイオード２１Ａ，２１Ｂ、コンデンサ２２Ａ，２
２Ｂ及びチョークコイル２３からなる整流・平滑回路２
０が接続されている。そして、この整流・平滑回路２０
には、上記スイッチング回路のスイッチング動作を制御
するスイッチング制御回路２５が誤差検出回路２４を介
して接続されているとともに、出力端子２６Ａ，２６Ｂ
が接続されている。
源装置２００は、商用電源１にノイズフィルタ２を介し
て接続されたＡＣ整流部３、このＡＣ整流部３による整
流出力を平滑する平滑コンデンサ４、この平滑コンデン
サ４により平滑されたことにより得られる直流出力をス
イッチングするスイッチング回路５等を備え、コンバー
タトランス１０の１次コイル１０Ａと共振コンデンサ６
Ｃとを直列接続してなる電流共振回路６が上記スイッチ
ング回路５を介して上記ＡＣ整流部３に接続されてい
る。上記コンバータトランス１０の２次コイル１０Ｂに
は、ダイオード２１Ａ，２１Ｂ、コンデンサ２２Ａ，２
２Ｂ及びチョークコイル２３からなる整流・平滑回路２
０が接続されている。そして、この整流・平滑回路２０
には、上記スイッチング回路のスイッチング動作を制御
するスイッチング制御回路２５が誤差検出回路２４を介
して接続されているとともに、出力端子２６Ａ，２６Ｂ
が接続されている。
【０００６】このような構成の電流共振型スイッチング
電源装置２００では、上記整流・平滑回路２０から出力
端子２６Ａ，２６Ｂを介して出力される２次側の電圧を
上記誤差検出回路２４において電圧比較器２４Ａにより
基準電圧Ｖref と比較することにより得られる誤差電圧
が、フォトカプラ２４Ｂを介して上記スイッチング制御
回路２４にフィードバックされ、上記スイッチング素子
５Ａ，５Ｂを交互にスイッチングさせる周波数が変化さ
せることにより、入力及び負荷の変動に対し、安定した
電圧を取り出すようにしている。
電源装置２００では、上記整流・平滑回路２０から出力
端子２６Ａ，２６Ｂを介して出力される２次側の電圧を
上記誤差検出回路２４において電圧比較器２４Ａにより
基準電圧Ｖref と比較することにより得られる誤差電圧
が、フォトカプラ２４Ｂを介して上記スイッチング制御
回路２４にフィードバックされ、上記スイッチング素子
５Ａ，５Ｂを交互にスイッチングさせる周波数が変化さ
せることにより、入力及び負荷の変動に対し、安定した
電圧を取り出すようにしている。
【０００７】この電流共振型スイッチング電源装置２０
０では、コンバータトランス１０のリーケージインダク
タンスleと共振コンデンサ６Ｃの容量で形成される共振
回路により損失の軽減が図られている。
０では、コンバータトランス１０のリーケージインダク
タンスleと共振コンデンサ６Ｃの容量で形成される共振
回路により損失の軽減が図られている。
【０００８】従来の電流共振型スイッチング電源装置２
００において、上記コンバータトランス１０のリーケー
ジインダクタンスleと共振コンデンサ６Ｃの容量は固定
の値であり、この自己共振周波数ｆr付近でスイッチン
グ回路５におけるスイッチング素子５Ａ，５Ｂのスイッ
チグロスが最小となり、最高の出力電力が得られるとと
もに動作特性から最小の損失比率となる。この時の動作
は、図９のようにようになり、入力電圧が最低で負荷電
流が最大の条件を満たすときに、スイッチグロスが最小
となり、変換効率が最高となる。
００において、上記コンバータトランス１０のリーケー
ジインダクタンスleと共振コンデンサ６Ｃの容量は固定
の値であり、この自己共振周波数ｆr付近でスイッチン
グ回路５におけるスイッチング素子５Ａ，５Ｂのスイッ
チグロスが最小となり、最高の出力電力が得られるとと
もに動作特性から最小の損失比率となる。この時の動作
は、図９のようにようになり、入力電圧が最低で負荷電
流が最大の条件を満たすときに、スイッチグロスが最小
となり、変換効率が最高となる。
【０００９】入力電圧が上昇したり、負荷が軽くなると
きには、スイッチング周波数を上昇させることにより、
出力電圧が一定になるように制御する。この時の動作
は、図１０のようになり、ＩＱ１で示される自己共振で
流れようとしている電流をスイッチング素子５Ａにて強
制的にオフするため、電流値が大きいときにオフされる
ことによりスイッチグロスが増大する。
きには、スイッチング周波数を上昇させることにより、
出力電圧が一定になるように制御する。この時の動作
は、図１０のようになり、ＩＱ１で示される自己共振で
流れようとしている電流をスイッチング素子５Ａにて強
制的にオフするため、電流値が大きいときにオフされる
ことによりスイッチグロスが増大する。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】しかし、現実的には、
入力電圧も１００〜２４０Ｖと地域毎に異なり、負荷電
流も組み込まれる機器の動作によって大きく変化する。
また、通常、入力電圧が高くなるほど、また、負荷が軽
くなるほどスイッチング周波数を高くすることにより、
２次側へ変換される電力をセーブし出力を安定化させる
ようにしている。したがって、従来の電流共振型スイッ
チング電源装置２００では、通常使用されている領域で
は損失比率の低いところで動作していない。
入力電圧も１００〜２４０Ｖと地域毎に異なり、負荷電
流も組み込まれる機器の動作によって大きく変化する。
また、通常、入力電圧が高くなるほど、また、負荷が軽
くなるほどスイッチング周波数を高くすることにより、
２次側へ変換される電力をセーブし出力を安定化させる
ようにしている。したがって、従来の電流共振型スイッ
チング電源装置２００では、通常使用されている領域で
は損失比率の低いところで動作していない。
【００１１】そこで、本発明の目的は、上述の如き従来
の電流共振型スイッチング電源装置における問題点に鑑
み、常に高い変換効率を得られるようにすることにあ
る。
の電流共振型スイッチング電源装置における問題点に鑑
み、常に高い変換効率を得られるようにすることにあ
る。
【００１２】
【課題を解決するための手段】本発明では、入力電圧及
び負荷の変化に対応させてコンバータトランスのリーケ
ージインダクタンスを変化させることにより、常に、最
適な共振条件を作り出し、スイッチングロスを定常的に
軽減する。
び負荷の変化に対応させてコンバータトランスのリーケ
ージインダクタンスを変化させることにより、常に、最
適な共振条件を作り出し、スイッチングロスを定常的に
軽減する。
【００１３】すなわち、本発明は、直流入力をスイッチ
ングするスイッチング手段と、このスイッチング回路に
よるスイッチング出力が供給されるコンバータトランス
と、上記コンバータトランスのコイルを共振素子とする
共振手段と、上記コンバータトランスの出力を整流して
負荷に供給する整流手段と、上記整流手段による整流出
力に応じて上記スイッチング回路のスイッチング周波数
を制御するスイッチング制御手段とを備える共振型スイ
ッチング電源装置であって、上記コンバータトランスと
してリーケージインダクタンスが可変可能なコンバータ
トランスを備え、上記スイッチング手段に入力される入
力電圧と上記整流手段から負荷に供給される出力電流を
検出する検出手段と、上記検出手段による検出出力に基
づいて、上記コンバータトランスのリーケージインダク
タンスを可変制御する制御手段とを設けたことを特徴と
する。
ングするスイッチング手段と、このスイッチング回路に
よるスイッチング出力が供給されるコンバータトランス
と、上記コンバータトランスのコイルを共振素子とする
共振手段と、上記コンバータトランスの出力を整流して
負荷に供給する整流手段と、上記整流手段による整流出
力に応じて上記スイッチング回路のスイッチング周波数
を制御するスイッチング制御手段とを備える共振型スイ
ッチング電源装置であって、上記コンバータトランスと
してリーケージインダクタンスが可変可能なコンバータ
トランスを備え、上記スイッチング手段に入力される入
力電圧と上記整流手段から負荷に供給される出力電流を
検出する検出手段と、上記検出手段による検出出力に基
づいて、上記コンバータトランスのリーケージインダク
タンスを可変制御する制御手段とを設けたことを特徴と
する。
【００１４】
【発明の実施の形態】以下、図面を参照して本発明の実
施の形態について、図面を参照して詳細に説明する。
施の形態について、図面を参照して詳細に説明する。
【００１５】本発明に係る共振型スイッチング電源装置
は、例えば図１に示すように構成される。
は、例えば図１に示すように構成される。
【００１６】この図１に示す電流共振型スイッチング電
源装置１００は、図８に示した電流共振型スイッチング
電源装置２００に本発明を適用したものであって、リー
ケージインダクタンスが固定のコンバータトランス１０
に代えて、リーケージインダクタンスが可変可能なコン
バータトランス５０を備えるととともに、上記コンバー
タトランス５０のリーケージインダクタンスを制御する
制御回路６０を備える。
源装置１００は、図８に示した電流共振型スイッチング
電源装置２００に本発明を適用したものであって、リー
ケージインダクタンスが固定のコンバータトランス１０
に代えて、リーケージインダクタンスが可変可能なコン
バータトランス５０を備えるととともに、上記コンバー
タトランス５０のリーケージインダクタンスを制御する
制御回路６０を備える。
【００１７】なお、この電流共振型スイッチング電源装
置１００において、上記図８に示した電流共振型スイッ
チング電源装置２００の構成要素と同一の構成要素につ
いては、図１中に同一符号を付して、その詳細な説明を
省略する。
置１００において、上記図８に示した電流共振型スイッ
チング電源装置２００の構成要素と同一の構成要素につ
いては、図１中に同一符号を付して、その詳細な説明を
省略する。
【００１８】上記リーケージインダクタンスが可変可能
なコンバータトランス５０は、例えば、図２の（Ａ），
（Ｂ）に示すように、それぞれフェライト材により形成
された４本の磁脚を有するコアを互いの磁脚を突き合わ
せてなる磁気コア５１を備え、１次コイル５０Ａ及び２
次コイル５０Ｂが共通する２本に磁脚に跨るように巻回
され、上記１次コイル５０Ａ及び２次コイル５０Ｂと直
交するように制御コイル５０Ｃが２本に磁脚に跨るよう
に巻回されてなる。
なコンバータトランス５０は、例えば、図２の（Ａ），
（Ｂ）に示すように、それぞれフェライト材により形成
された４本の磁脚を有するコアを互いの磁脚を突き合わ
せてなる磁気コア５１を備え、１次コイル５０Ａ及び２
次コイル５０Ｂが共通する２本に磁脚に跨るように巻回
され、上記１次コイル５０Ａ及び２次コイル５０Ｂと直
交するように制御コイル５０Ｃが２本に磁脚に跨るよう
に巻回されてなる。
【００１９】また、上記コンバータトランス５０は、例
えば、図３のに示すように、それぞれフェライト材によ
り形成された３本の磁脚を有するＥ型コアを互いの磁脚
を突き合わせてなる磁気コア５２を備え、中央の磁脚に
制御コイルが巻回され、両側の磁脚に上記１次コイル５
０Ａ及び２次コイル５０Ｂが巻回された構造としてもよ
い。
えば、図３のに示すように、それぞれフェライト材によ
り形成された３本の磁脚を有するＥ型コアを互いの磁脚
を突き合わせてなる磁気コア５２を備え、中央の磁脚に
制御コイルが巻回され、両側の磁脚に上記１次コイル５
０Ａ及び２次コイル５０Ｂが巻回された構造としてもよ
い。
【００２０】このような構造のコンバータトランス５０
は、制御コイル５０Ｃに流す制御電流Ｉｃにより、１次
コイル５０Ａ及び２次コイル５０Ｂに使用しているコア
の一部を飽和させることにより、図４に示すように、コ
イルに形成されるインダクタンス値Ｌとともにリーケー
ジインダクタンスＬｌを変化させることができる。
は、制御コイル５０Ｃに流す制御電流Ｉｃにより、１次
コイル５０Ａ及び２次コイル５０Ｂに使用しているコア
の一部を飽和させることにより、図４に示すように、コ
イルに形成されるインダクタンス値Ｌとともにリーケー
ジインダクタンスＬｌを変化させることができる。
【００２１】この電流共振型スイッチング電源装置１０
０において、上記コンバータトランス５０の２次コイル
５０Ｂは、その一端が電流検出抵抗７０を介して出力端
子２６Ｂに接続されている。
０において、上記コンバータトランス５０の２次コイル
５０Ｂは、その一端が電流検出抵抗７０を介して出力端
子２６Ｂに接続されている。
【００２２】また、制御回路６０は、スイッチング回路
５に入力される入力電圧の変動を検出するための第１の
電圧比較器６１、整流・平滑回路２０から出力される整
流出力電圧の変動を検出するための第２の電圧比較器６
２、上記電流検出抵抗７０を介して流れる負荷電流に比
例した上記電流検出抵抗７０による降下電圧を検出する
第３の電圧比較器６３、上記コンバータトランス５０の
制御コイル５０Ｃに接続されたトランジスタ６４などか
ら構成されている。
５に入力される入力電圧の変動を検出するための第１の
電圧比較器６１、整流・平滑回路２０から出力される整
流出力電圧の変動を検出するための第２の電圧比較器６
２、上記電流検出抵抗７０を介して流れる負荷電流に比
例した上記電流検出抵抗７０による降下電圧を検出する
第３の電圧比較器６３、上記コンバータトランス５０の
制御コイル５０Ｃに接続されたトランジスタ６４などか
ら構成されている。
【００２３】第１の電圧比較器６１は、上記スイッチン
グ回路５に入力される入力電圧を第１の基準電圧Ｖref1
と比較して、上記入力電圧の変動分を第１の誤差電圧と
して第１のフォトカプラを介して抵抗加算回路６６に供
給する。
グ回路５に入力される入力電圧を第１の基準電圧Ｖref1
と比較して、上記入力電圧の変動分を第１の誤差電圧と
して第１のフォトカプラを介して抵抗加算回路６６に供
給する。
【００２４】この抵抗加算回路６６は、上記整流・平滑
回路２０から出力される整流出力電圧に上記第１の誤差
電圧を加算する。そして、第２の電圧比較器６２は、上
記第１の誤差電圧が加算された整流出力電圧を第２の基
準電圧Ｖref2と比較し、その比較出力として上記入力電
圧及び上記整流出力電圧の変動に対応した電圧変動情報
を出力する。この第２の電圧比較器６２の比較出力をダ
イオード６７を介して上記トランジスタ６４のベースに
与えることにより、上記入力電圧及び上記整流出力電圧
の変動に対応した制御電流を上記制御コイル５０Ｃに流
すように上記トランジスタ６４を制御する。
回路２０から出力される整流出力電圧に上記第１の誤差
電圧を加算する。そして、第２の電圧比較器６２は、上
記第１の誤差電圧が加算された整流出力電圧を第２の基
準電圧Ｖref2と比較し、その比較出力として上記入力電
圧及び上記整流出力電圧の変動に対応した電圧変動情報
を出力する。この第２の電圧比較器６２の比較出力をダ
イオード６７を介して上記トランジスタ６４のベースに
与えることにより、上記入力電圧及び上記整流出力電圧
の変動に対応した制御電流を上記制御コイル５０Ｃに流
すように上記トランジスタ６４を制御する。
【００２５】さらに、第３の電圧比較器６３は、上記電
流検出抵抗７０を介して流れる負荷電流に比例した上記
電流検出抵抗７０による降下電圧を検出する。この第３
の電圧比較器６３による比較出力を上記トランジスタ６
４のベースに与えることにより、上記負荷電流に比例し
た制御電流を上記制御コイル５０Ｃに流すように上記ト
ランジスタ６４を制御する。
流検出抵抗７０を介して流れる負荷電流に比例した上記
電流検出抵抗７０による降下電圧を検出する。この第３
の電圧比較器６３による比較出力を上記トランジスタ６
４のベースに与えることにより、上記負荷電流に比例し
た制御電流を上記制御コイル５０Ｃに流すように上記ト
ランジスタ６４を制御する。
【００２６】この制御回路６０は、上記スイッチング回
路５に入力される入力電圧と、上記電流検出抵抗７０を
介して流れる負荷電流に比例した上記電流検出抵抗７０
による降下電圧を検出して、上記コンバータトランス５
０のリーケージインダクタンスＬl を次のように制御す
る。
路５に入力される入力電圧と、上記電流検出抵抗７０を
介して流れる負荷電流に比例した上記電流検出抵抗７０
による降下電圧を検出して、上記コンバータトランス５
０のリーケージインダクタンスＬl を次のように制御す
る。
【００２７】すなわち、入力電圧が低く、負荷電流が大
きいときには、制御コイル５０Ｃに流す制御電流Ｉｃを
流さないようにすることにより、最高の出力電力が得ら
れるとともに最小の損失比率となるにする。
きいときには、制御コイル５０Ｃに流す制御電流Ｉｃを
流さないようにすることにより、最高の出力電力が得ら
れるとともに最小の損失比率となるにする。
【００２８】そして、入力電圧が上昇した場合、及び／
又は、負荷電流が小さくなった場合には、図５に示すよ
うに、スイッチング周波数ｆswを高くして出力電圧を下
げるようにスイッチング制御回路２５が動作するが、上
記入力電圧の上昇及び／又は負荷電流の減少の程度に応
じて、制御電流Ｉｃを制御コイル５０Ｃに流すことによ
り、上記コンバータトランス５０のリーケージインダク
タンスＬl が減少し、上記スイッチング周波数ｆswに近
いところに上記電流共振回路６の共振周波数ｆrが来る
ように、上記制御回路６０で上記コンバータトランス５
０のリーケージインダクタンスＬlを制御する。
又は、負荷電流が小さくなった場合には、図５に示すよ
うに、スイッチング周波数ｆswを高くして出力電圧を下
げるようにスイッチング制御回路２５が動作するが、上
記入力電圧の上昇及び／又は負荷電流の減少の程度に応
じて、制御電流Ｉｃを制御コイル５０Ｃに流すことによ
り、上記コンバータトランス５０のリーケージインダク
タンスＬl が減少し、上記スイッチング周波数ｆswに近
いところに上記電流共振回路６の共振周波数ｆrが来る
ように、上記制御回路６０で上記コンバータトランス５
０のリーケージインダクタンスＬlを制御する。
【００２９】この電流共振型スイッチング電源装置１０
０では、このように入力電圧の上昇及び／又は負荷電流
の減少の程度に応じて制御コイル５０Ｃに流す制御電流
Ｉｃを制御することによって、自己共振で流れる電流Ｉ
Ｑ１をスイッチング素子５Ａにて強制的にオフすること
によるスイッチグロスを小さく抑えて、常に高い変換効
率を維持することができる。
０では、このように入力電圧の上昇及び／又は負荷電流
の減少の程度に応じて制御コイル５０Ｃに流す制御電流
Ｉｃを制御することによって、自己共振で流れる電流Ｉ
Ｑ１をスイッチング素子５Ａにて強制的にオフすること
によるスイッチグロスを小さく抑えて、常に高い変換効
率を維持することができる。
【００３０】なお、上記制御回路６０に入力する情報と
して、上記スイッチング制御回路２５の発振周波数を利
用しても、同様の効果を得ることができる。
して、上記スイッチング制御回路２５の発振周波数を利
用しても、同様の効果を得ることができる。
【００３１】以上説明した実施の形態では、リーケージ
インダクタンスＬl が可変可能なコンバータトランス５
０として、４本磁脚のコア又は３本磁脚のＥ型コアを用
いたものを示したが、制御コイルを用いてトランスのイ
ンダクタンスを可変できる構造のトランスや、制御信号
によりトランスの磁気回路中の抵抗を変化させる（ギャ
ップ量を変化させるなど）ことによりリーケージインダ
クタンスを変化させるようにしたトランスなどを使用す
ることも可能である。
インダクタンスＬl が可変可能なコンバータトランス５
０として、４本磁脚のコア又は３本磁脚のＥ型コアを用
いたものを示したが、制御コイルを用いてトランスのイ
ンダクタンスを可変できる構造のトランスや、制御信号
によりトランスの磁気回路中の抵抗を変化させる（ギャ
ップ量を変化させるなど）ことによりリーケージインダ
クタンスを変化させるようにしたトランスなどを使用す
ることも可能である。
【００３２】また、図６の（Ａ）に基本的な構造を示す
コンバータトランスＴ１ は、図６の（Ｂ），（Ｃ），
（Ｄ）にように、トランスＴ２，Ｔ３，Ｔ４とコイルＬ
２，Ｌ３，Ｌ４，Ｌ５を組み合わせた構造としてもよ
く、トランスＴ２，Ｔ３，Ｔ４と組み合わされるコイル
Ｌ２，Ｌ３，Ｌ４，Ｌ５のインダクタンス（リーケージ
インダクタンスに相当する）を制御信号により可変でき
る構造とすることによって、リーケージインダクタンス
が可変可能なコンバータトランス５０として使用するこ
とができる。なお、各コイルＬ２，Ｌ３，Ｌ４，Ｌ
５は、トランスＴ２，Ｔ３，の１次コイル側でなく、２
次コイル側に設けるようにしてもよい。
コンバータトランスＴ１ は、図６の（Ｂ），（Ｃ），
（Ｄ）にように、トランスＴ２，Ｔ３，Ｔ４とコイルＬ
２，Ｌ３，Ｌ４，Ｌ５を組み合わせた構造としてもよ
く、トランスＴ２，Ｔ３，Ｔ４と組み合わされるコイル
Ｌ２，Ｌ３，Ｌ４，Ｌ５のインダクタンス（リーケージ
インダクタンスに相当する）を制御信号により可変でき
る構造とすることによって、リーケージインダクタンス
が可変可能なコンバータトランス５０として使用するこ
とができる。なお、各コイルＬ２，Ｌ３，Ｌ４，Ｌ
５は、トランスＴ２，Ｔ３，の１次コイル側でなく、２
次コイル側に設けるようにしてもよい。
【００３３】また、図７に示すように、上記コンバータ
トランスＴ１の１次コイル及び２次コイルとは独立に設
けられたコイル１０Ｄと共振コンデンサ６Ｃにより電流
共振回路６を構成し、上記電流共振回路６のコイル１０
Ｄのインダクタンスを上記制御回路６０により制御し
て、その共振周波数ｆr をスイッチング周波数ｆswと一
致させるようにしても、高い変換効率を維持することが
できる。
トランスＴ１の１次コイル及び２次コイルとは独立に設
けられたコイル１０Ｄと共振コンデンサ６Ｃにより電流
共振回路６を構成し、上記電流共振回路６のコイル１０
Ｄのインダクタンスを上記制御回路６０により制御し
て、その共振周波数ｆr をスイッチング周波数ｆswと一
致させるようにしても、高い変換効率を維持することが
できる。
【００３４】
【発明の効果】以上のように、本発明によれば、入力電
圧及び負荷の変化に対応させてコンバータトランスのリ
ーケージインダクタンスを変化させることにより、常
に、最適な共振条件を作り出し、スイッチングロスを定
常的に軽減することができる。
圧及び負荷の変化に対応させてコンバータトランスのリ
ーケージインダクタンスを変化させることにより、常
に、最適な共振条件を作り出し、スイッチングロスを定
常的に軽減することができる。
【００３５】したがって、本発明によれば、常に高い変
換効率を得られる共振型スイッチング電源装置を提供す
ることができる。
換効率を得られる共振型スイッチング電源装置を提供す
ることができる。
【図１】本発明に係る電流共振型スイッチング電源装置
の構成を示す回路図である。
の構成を示す回路図である。
【図２】上記電流共振型スイッチング電源装置に使用す
るリーケージインダクタンスが可変可能なコンバータト
ランスの構造を模式的に示す図である。
るリーケージインダクタンスが可変可能なコンバータト
ランスの構造を模式的に示す図である。
【図３】上記電流共振型スイッチング電源装置に使用す
るリーケージインダクタンスが可変可能なコンバータト
ランスの他の構造を模式的に示す図である。
るリーケージインダクタンスが可変可能なコンバータト
ランスの他の構造を模式的に示す図である。
【図４】上記コンバータトランスにおける制御コイルに
流す制御電流とリーケージインダクタンスの関係を示す
図である。
流す制御電流とリーケージインダクタンスの関係を示す
図である。
【図５】上記電流共振型スイッチング電源装置の動作を
示す波形図である。
示す波形図である。
【図６】上記電流共振型スイッチング電源装置に使用す
るリーケージインダクタンスが可変可能なコンバータト
ランスの構造を模式的に示す図である。
るリーケージインダクタンスが可変可能なコンバータト
ランスの構造を模式的に示す図である。
【図７】本発明に係る電流共振型スイッチング電源装置
の変形例を示す回路図である。
の変形例を示す回路図である。
【図８】従来より知られている電流共振型スイッチング
電源装置の基本的な回路構成を示す回路図である。
電源装置の基本的な回路構成を示す回路図である。
【図９】従来の電流共振型スイッチング電源装置の理想
的な動作状態を示す波形図である。
的な動作状態を示す波形図である。
【図１０】従来の電流共振型スイッチング電源装置の実
際の動作状態を示す波形図である。
際の動作状態を示す波形図である。
【符号の説明】 １ 商用電源、２ ノイズフィルタ、３ ＡＣ整流部、
５ スイッチング回路、５Ａ，５Ｂ スイッチング素
子、６ 電流共振回路、６Ｃ 共振コンデンサ、２０
整流・平滑回路、２１Ａ，２１Ｂ ダイオード、２２
Ａ，２２Ｂ コンデンサ、２３ チョークコイル、２４
誤差検出回路、２４Ａ 電圧比較器、２４Ｂフォトカ
プラ、２５ スイッチング制御回路、２６Ａ，２６Ｂ
出力端子、５０ コンバータトランス、５０Ａ １次コ
イル、５０Ｂ ２次コイル、５０Ｃ制御コイル、６０
制御回路、６１，６２，６３ 電圧比較器、６４ トラ
ンジスタ、６５ フォトカプラ、６６ 抵抗加算回路、
７０ 電流検出抵抗、１００電流共振型スイッチング電
源装置
５ スイッチング回路、５Ａ，５Ｂ スイッチング素
子、６ 電流共振回路、６Ｃ 共振コンデンサ、２０
整流・平滑回路、２１Ａ，２１Ｂ ダイオード、２２
Ａ，２２Ｂ コンデンサ、２３ チョークコイル、２４
誤差検出回路、２４Ａ 電圧比較器、２４Ｂフォトカ
プラ、２５ スイッチング制御回路、２６Ａ，２６Ｂ
出力端子、５０ コンバータトランス、５０Ａ １次コ
イル、５０Ｂ ２次コイル、５０Ｃ制御コイル、６０
制御回路、６１，６２，６３ 電圧比較器、６４ トラ
ンジスタ、６５ フォトカプラ、６６ 抵抗加算回路、
７０ 電流検出抵抗、１００電流共振型スイッチング電
源装置
Claims (1)
- 【請求項１】 直流入力をスイッチングするスイッチン
グ手段と、このスイッチング回路によるスイッチング出
力が供給されるコンバータトランスと、上記コンバータ
トランスのコイルを共振素子とする共振手段と、上記コ
ンバータトランスの出力を整流して負荷に供給する整流
手段と、上記整流手段による整流出力に応じて上記スイ
ッチング回路のスイッチング周波数を制御するスイッチ
ング制御手段とを備える共振型スイッチング電源装置で
あって、 上記コンバータトランスとしてリーケージインダクタン
スが可変可能なコンバータトランスを備え、 上記スイッチング手段に入力される入力電圧と上記整流
手段から負荷に供給される出力電流を検出する検出手段
と、 上記検出手段による検出出力に基づいて、上記コンバー
タトランスのリーケージインダクタンスを可変制御する
制御手段とを設けたことを特徴とする共振型スイッチン
グ電源装置。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000391186A JP2002199718A (ja) | 2000-12-22 | 2000-12-22 | 共振型スイッチング電源装置 |
| US10/013,370 US6654259B2 (en) | 2000-12-22 | 2001-12-13 | Resonance type switching power supply unit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000391186A JP2002199718A (ja) | 2000-12-22 | 2000-12-22 | 共振型スイッチング電源装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2002199718A true JP2002199718A (ja) | 2002-07-12 |
Family
ID=18857389
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2000391186A Withdrawn JP2002199718A (ja) | 2000-12-22 | 2000-12-22 | 共振型スイッチング電源装置 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6654259B2 (ja) |
| JP (1) | JP2002199718A (ja) |
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| WO2018233555A1 (zh) * | 2017-06-23 | 2018-12-27 | 中兴通讯股份有限公司 | 偏磁抑制方法及装置 |
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| US7280026B2 (en) | 2002-04-18 | 2007-10-09 | Coldwatt, Inc. | Extended E matrix integrated magnetics (MIM) core |
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| JP4099595B2 (ja) * | 2004-09-30 | 2008-06-11 | ソニー株式会社 | スイッチング電源回路 |
| JP2006191746A (ja) * | 2005-01-06 | 2006-07-20 | Sony Corp | スイッチング電源回路 |
| JP2006211744A (ja) * | 2005-01-25 | 2006-08-10 | Sony Corp | スイッチング電源回路 |
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| US8638578B2 (en) | 2009-08-14 | 2014-01-28 | Power System Technologies, Ltd. | Power converter including a charge pump employable in a power adapter |
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| WO2011116225A1 (en) | 2010-03-17 | 2011-09-22 | Power Systems Technologies, Ltd. | Control system for a power converter and method of operating the same |
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| US8792256B2 (en) | 2012-01-27 | 2014-07-29 | Power Systems Technologies Ltd. | Controller for a switch and method of operating the same |
| US9190898B2 (en) | 2012-07-06 | 2015-11-17 | Power Systems Technologies, Ltd | Controller for a power converter and method of operating the same |
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| US9214264B2 (en) | 2012-07-16 | 2015-12-15 | Power Systems Technologies, Ltd. | Magnetic device and power converter employing the same |
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2000
- 2000-12-22 JP JP2000391186A patent/JP2002199718A/ja not_active Withdrawn
-
2001
- 2001-12-13 US US10/013,370 patent/US6654259B2/en not_active Expired - Fee Related
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