JP4301342B2 - Ｄｃ／ｄｃコンバータ - Google Patents

Description

本発明は、大容量のＤＣ／ＤＣコンバータに関し、特に小型化及び高効率化の技術に関する。

図４は従来のＤＣ／ＤＣコンバータの回路構成図である（特許文献１）。図４に示すＤＣ／ＤＣコンバータは、電流共振ＤＣ／ＤＣコンバータで構成されており、直流電源Ｖｉｎの両端には、ＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子Ｑ１とＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子Ｑ２との直列回路が接続されている。

スイッチング素子Ｑ２のドレイン−ソース間には、ダイオードＤ２及びコンデンサＣ２が並列に接続されるとともに、共振リアクトルＬＲとトランスＴの１次巻線３ａと共振コンデンサＣＲとの直列回路が接続されている。共振リアクトルＬＲはトランスＴの１次２次間のリーケージインダクタンスからなり、１次巻線３ａには励磁インダクタンスがリアクトルＬＰとして等価的に接続されている。スイッチング素子Ｑ１のドレイン−ソース間には、ダイオードＤ１及びコンデンサＣ１が並列に接続されている。

トランスＴの２次巻線３ｂの一端には、ダイオードＤ３のアノードが接続され、トランスＴの２次巻線３ｂの他端とトランスＴの２次巻線３ｃの一端は平滑用のコンデンサＣＬの一端に接続され、トランスＴの２次巻線３ｃの他端はダイオードＤ４のアノードに接続されている。ダイオードＤ３のカソードとダイオードＤ４のカソードはコンデンサＣＬの他端に接続されている。コンデンサＣＬの両端には負荷ＲＬが接続されている。

制御回路１０ａは、コンデンサＣＬからの出力電圧Ｖｏに基づきスイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２とを交互にオン／オフさせてＰＦＭ制御（周波数制御）を行い、コンデンサＣＬの出力電圧Ｖｏが一定になるように制御する。

次にこのように構成された従来のＤＣ／ＤＣコンバータの動作を図５に示すタイミングチャートを参照しながら詳細に説明する。

図５において、Ｑ１ｖはスイッチング素子Ｑ１のドレイン−ソース間電圧、Ｑ１ｉはスイッチング素子Ｑ１のドレイン電流、Ｑ２ｉはスイッチング素子Ｑ２のドレイン電流、ＩｏはダイオードＤ３，Ｄ４の整流後の出力電流である。

まず、時刻ｔ１０〜ｔ１１において、スイッチング素子Ｑ１がオンすると、Ｖｉｎ→Ｑ１→ＬＲ→３ａ→ＣＲ→Ｖｉｎの経路で電流Ｑ１ｉが流れる。また、３ｂ→Ｄ３→ＣＬ→３ｂの経路で電流Ｉｏが流れる。

次に、時刻ｔ１１〜ｔ１２において、スイッチング素子Ｑ１がオフしスイッチング素子Ｑ２がオンすると、ＣＲ→３ａ→ＬＲ→Ｑ２→ＣＲの経路で電流Ｑ２ｉが流れる。また、３ｃ→Ｄ４→ＣＬ→３ｃの経路で電流Ｉｏが流れる。

このような電流共振ＤＣ／ＤＣコンバータによれば、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の耐電圧は電源電圧Ｖｉｎとなり、ダイオードＤ３，Ｄ４の耐電圧は出力電圧Ｖｏの２倍となるので、低電圧の素子を使用できる。また、ゼロ電圧スイッチング動作が行われ、１次巻線３ａに流れる電流が略正弦波となるため、高効率で小型なＤＣ／ＤＣコンバータを提供できる。

しかし、図５に示すように、出力電流Ｉｏはリップル電流が大きく、大容量化した場合には、コンデンサＣＬが大型化するという問題があった。

そこで、前記問題を解決したものとして、図６に示すＤＣ／ＤＣコンバータが考えられる。図６に示すＤＣ／ＤＣコンバータは、３つの電流共振ＤＣ／ＤＣコンバータ１ａ〜１ｃを並列に接続して構成されており、各々の電流共振ＤＣ／ＤＣコンバータ１ａ〜１ｃは、図４に示す電流共振ＤＣ／ＤＣコンバータと略同一構成であり、直流電源Ｖｉｎと平滑用のコンデンサＣＬと負荷ＲＬとを共通にしている。

図６に示すＤＣ／ＤＣコンバータでは、制御回路１０ｂが３つの電流共振ＤＣ／ＤＣコンバータ１ａ〜１ｃの各々を１２０度位相差で動作させることにより、大容量化及びリップル電流の低減を図っている。

しかしながら、共振コンデンサＣＲ１，ＣＲ２，ＣＲ３及び共振リアクトルＬＲ１，ＬＲ２，ＬＲ３による共振回路の共振周波数以上の動作周波数で、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６を動作させる方式の電流共振ＤＣ／ＤＣコンバータでは、各コンバータ１ａ〜１ｃの共振コンデンサＣＲ１，ＣＲ２，ＣＲ３及び共振リアクトルＬＲ１，ＬＲ２，ＬＲ３の少なくとも一方の定数にアンバランスがあった場合、即ち、部品のばらつきがあった場合には以下の問題がある。

例えば、共振リアクトルＬＲ１の値を、共振リアクトルＬＲ２，ＬＲ３の値の１．１倍とした場合には、図７に示すように、共振リアクトルＬＲ１による共振周波数ｆｏ１は、共振リアクトルＬＲ２，ＬＲ３による共振周波数ｆｏ２，ｆｏ３よりも小さくなる。

また、図７に示すように、共振周波数ｆｏ１，ｆｏ２，ｆｏ３以上の動作周波数ｆで、各コンバータ１ａ〜１ｃを動作させると、図７及び図８に示すように、共振コンデンサＣＲ１に流れる共振電流Ｉｃｒ１よりも、共振コンデンサＣＲ２に流れる共振電流Ｉｃｒ２及び共振コンデンサＣＲ３に流れる共振電流Ｉｃｒ３が大きくなり、共振電流Ｉｃｒ１と共振電流Ｉｃｒ２，Ｉｃｒ３とがアンバランスとなる。

その結果、コンデンサＣＬに流れる出力電流Ｉｏは、リップル電流が増加するため、共振周波数を合わせるためにバランスリアクトルを挿入する必要があった。つまり、複雑なバランスリアクトルを設けなければならず、回路が複雑化してしまう。

本発明は、小型化及び高効率化を図ることができる大容量のＤＣ／ＤＣコンバータを提供することにある。

前記課題を解決するために以下の手段を採用した。請求項１の発明は、１２０度の位相差を有する３台の電流共振ＤＣ／ＤＣコンバータを並列に接続し、共振周波数より高い動作周波数で動作させるＤＣ／ＤＣコンバータであって、前記３台の電流共振ＤＣ／ＤＣコンバータは、それぞれに、１次巻線と２次巻線と３次巻線とを有するトランスと、直流電源の両端に第１スイッチング素子と第２スイッチング素子とが直列に接続される第１直列回路と、前記第１スイッチング素子又は前記第２スイッチング素子の両端に共振リアクトルと前記トランスの１次巻線と共振コンデンサとが直列に接続される第２直列回路と、前記トランスの２次巻線に発生する電圧を整流して平滑コンデンサに出力する整流回路とを有し、前記３次巻線のそれぞれとリアクトルとをリング状に接続することにより、前記３次巻線のそれぞれに誘起する電圧が補正され、前記第２直列回路のそれぞれに流れる電流をバランスさせることを特徴とする。

請求項２の発明は、請求項１記載のＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、磁路が形成される３脚以上からなるコアを有する磁気回路を備え、前記３脚以上からなるコアの内の３脚の各脚には、各脚に対応して前記１次巻線及び２次巻線が巻回されてなることを特徴とする。

請求項３の発明は、請求項２記載のＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、前記１次巻線及び２次巻線が巻回された３脚以外の脚に設けられ且つ距離を調整することにより前記リアクトルのインダクタンスを調整するギャップを備えることを特徴とする。

請求項４の発明は、請求項３記載のＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、前記リアクトルは、前記各脚に対応して巻回された前記１次巻線間のリーケージインダクタンスからなることを特徴とする。

本発明によれば、トランスの３次巻線のそれぞれとリアクトルとをリング状に接続したので、３次巻線の電圧を補正することができ、各コンバータの動作をバランスさせることができる。従って、小型化及び高効率化を図ることができる大容量のＤＣ／ＤＣコンバータを提供できる。

また、１つのコアを用いて、３つのトランスを一体化することにより、小型化できる。

以下、本発明のＤＣ／ＤＣコンバータの実施の形態を図面を参照しながら詳細に説明する。

図１は実施例１のＤＣ／ＤＣコンバータの回路構成図である。図１に示すＤＣ／ＤＣコンバータは、共振周波数より高い動作周波数で動作する３つの電流共振ＤＣ／ＤＣコンバータ１Ａ〜１Ｃを並列に接続し、制御回路１０により各々の電流共振ＤＣ／ＤＣコンバータ１Ａ〜１Ｃの位相を１２０度ずらしながら動作させるＤＣ／ＤＣコンバータである。

トランスＴ１は、１次巻線５ａ（巻数ｎｐ）と２次巻線５ｂ（巻数ｎｓ１），５ｃ（巻数ｎｓ２）と３次巻線５ｄ（巻数ｎｆ）とを有している。トランスＴ２は、１次巻線６ａ（巻数ｎｐ）と２次巻線６ｂ（巻数ｎｓ１），６ｃ（巻数ｎｓ２）と３次巻線６ｄ（巻数ｎｆ）とを有している。トランスＴ３は、１次巻線７ａ（巻数ｎｐ）と２次巻線７ｂ（巻数ｎｓ１），７ｃ（巻数ｎｓ２）と３次巻線７ｄ（巻数ｎｆ）とを有している。

電流共振ＤＣ／ＤＣコンバータ１Ａにおいて、直流電源Ｖｉｎの両端には、ＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子Ｑ１とＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子Ｑ２との直列回路が接続されている。

スイッチング素子Ｑ２のドレイン−ソース間には、ダイオードＤ２及びコンデンサＣ２が並列に接続されるとともに、共振リアクトルＬＲ１とトランスＴ１の１次巻線５ａと共振コンデンサＣＲ１との直列回路が接続されている。共振リアクトルＬＲ１はトランスＴ１の１次２次間のリーケージインダクタンスからなり、１次巻線５ａには励磁インダクタンスがリアクトルＬＰ１として等価的に接続されている。スイッチング素子Ｑ１のドレイン−ソース間には、ダイオードＤ１及びコンデンサＣ１が並列に接続されている。

トランスＴ１の２次巻線５ｂの一端には、ダイオードＤ７のアノードが接続され、トランスＴ１の２次巻線５ｂの他端とトランスＴ１の２次巻線５ｃの一端は平滑用のコンデンサＣＬの一端に接続され、トランスＴ１の２次巻線５ｃの他端はダイオードＤ８のアノードに接続されている。ダイオードＤ７のカソードとダイオードＤ８のカソードはコンデンサＣＬの他端に接続されている。コンデンサＣＬの両端には負荷ＲＬが接続されている。

電流共振ＤＣ／ＤＣコンバータ１Ｂにおいて、直流電源Ｖｉｎの両端には、ＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子Ｑ３とＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子Ｑ４との直列回路が接続されている。

スイッチング素子Ｑ４のドレイン−ソース間には、ダイオードＤ４及びコンデンサＣ４が並列に接続されるとともに、共振リアクトルＬＲ２とトランスＴ２の１次巻線６ａと共振コンデンサＣＲ２との直列回路が接続されている。共振リアクトルＬＲ２はトランスＴ２の１次２次間のリーケージインダクタンスからなり、１次巻線６ａには励磁インダクタンスがリアクトルＬＰ２として等価的に接続されている。スイッチング素子Ｑ３のドレイン−ソース間には、ダイオードＤ３及びコンデンサＣ３が並列に接続されている。

トランスＴ２の２次巻線６ｂの一端には、ダイオードＤ９のアノードが接続され、トランスＴ２の２次巻線６ｂの他端とトランスＴ２の２次巻線６ｃの一端はコンデンサＣＬの一端に接続され、トランスＴ２の２次巻線６ｃの他端はダイオードＤ１０のアノードに接続されている。ダイオードＤ９のカソードとダイオードＤ１０のカソードはコンデンサＣＬの他端に接続されている。

電流共振ＤＣ／ＤＣコンバータ１Ｃにおいて、直流電源Ｖｉｎの両端には、ＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子Ｑ５とＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子Ｑ６との直列回路が接続されている。

スイッチング素子Ｑ６のドレイン−ソース間には、ダイオードＤ６及びコンデンサＣ６が並列に接続されるとともに、共振リアクトルＬＲ３とトランスＴ３の１次巻線７ａと共振コンデンサＣＲ３との直列回路が接続されている。共振リアクトルＬＲ３はトランスＴ３の１次２次間のリーケージインダクタンスからなり、１次巻線７ａには励磁インダクタンスがリアクトルＬＰ３として等価的に接続されている。スイッチング素子Ｑ５のドレイン−ソース間には、ダイオードＤ５及びコンデンサＣ５が並列に接続されている。

トランスＴ３の２次巻線７ｂの一端には、ダイオードＤ１１のアノードが接続され、トランスＴ３の２次巻線７ｂの他端とトランスＴ３の２次巻線７ｃの一端はコンデンサＣＬの一端に接続され、トランスＴ３の２次巻線７ｃの他端はダイオードＤ１２のアノードに接続されている。ダイオードＤ１１のカソードとダイオードＤ１２のカソードはコンデンサＣＬの他端に接続されている。

また、トランスＴ１の３次巻線５ｄとトランスＴ２の３次巻線６ｄとトランスＴ３の３次巻線７ｄとリアクトルＬｆとはリング状（閉ループ状）に接続されている。

制御回路１０は、コンデンサＣＬからの出力電圧Ｖｏに基づき、スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２とを交互にオン／オフさせ、スイッチング素子Ｑ３とスイッチング素子Ｑ４とを交互にオン／オフさせ、スイッチング素子Ｑ５とスイッチング素子Ｑ６とを交互にオン／オフさせ、且つ、スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２との第１ペアと、スイッチング素子Ｑ３とスイッチング素子Ｑ４との第２ペアと、スイッチング素子Ｑ５とスイッチング素子Ｑ６との第３ペアとの各ペア間の位相差を１２０度として動作させ、ＰＦＭ制御（周波数制御）を行い、コンデンサＣＬの出力電圧Ｖｏが一定になるように制御する。

このように構成された実施例１のＤＣ／ＤＣコンバータにおいては、トランスＴ１の３次巻線５ｄとトランスＴ２の３次巻線６ｄとトランスＴ３の３次巻線７ｄとリアクトルＬｆとはリング状に接続されているので、３次巻線５ｄ，６ｄ，７ｄに誘起する電圧を、それぞれ電圧Ｖ１，Ｖ２，Ｖ３とし、リアクトルＬｆに誘起する電圧をＶ４とすると、Ｖ１＋Ｖ２＋Ｖ３＋Ｖ４＝０である。

ここで、リアクトルＬｆの値が非常に小さい値で、電圧Ｖ４≒０である場合には、Ｖ１＋Ｖ２＋Ｖ３≒０である。

各電圧Ｖ１，Ｖ２，Ｖ３は、交流電圧であるため、周期的にゼロとなる。例えば、電圧Ｖ１＝０である場合には、電圧Ｖ２と電圧Ｖ３との絶対値は等しく、逆極性の電圧である。即ち、各電圧Ｖ１，Ｖ２，Ｖ３は、位相が異なるが、同一値の電圧である必要がある。従って、各トランスＴ１，Ｔ２，Ｔ３には同一値の電圧が誘起されるので、出力はバランスする。

ここで、リアクトルＬｆの値がゼロである場合には、３次巻線５ｄ，６ｄ，７ｄに発生する電圧Ｖ１，Ｖ２，Ｖ３は、高調波を含むため、常にはＶ１＋Ｖ２＋Ｖ３＝０にならない。このとき、３次巻線５ｄ，６ｄ，７ｄに過大な電流が流れるが、この過大な電流及び高調波をリアクトルＬｆにより抑制することができる。なお、リアクトルＬｆの挿入により、トランスＴ１，Ｔ２，Ｔ３の電圧に多少のアンバランスが発生するが、循環電流が減少し、損失を低減できる。実際には、リアクトルＬｆの値を調整することにより、損失とバランスの最良点にリアクトルＬｆの値を設定することができる。

図２は実施例１のＤＣ／ＤＣコンバータの各部における信号のタイミングチャートである。図２において、Ｑ１ｖはスイッチング素子Ｑ１のドレイン−ソース間電圧、Ｑ３ｖはスイッチング素子Ｑ３のドレイン−ソース間電圧、Ｑ５ｖはスイッチング素子Ｑ５のドレイン−ソース間電圧、Ｉｃｒ１は共振コンデンサＣＲ１に流れる共振電流、Ｉｃｒ２は共振コンデンサＣＲ２に流れる共振電流、Ｉｃｒ３は共振コンデンサＣＲ３に流れる共振電流、ＩｏはダイオードＤ７〜Ｄ１２の整流後の出力電流である。

また、図２では、共振リアクトルＬＲ１の値を、共振リアクトルＬＲ２，ＬＲ３の値の１．１倍として、回路を動作させた場合の各部の動作波形である。

図２からもわかるように、共振電流Ｉｃｒ１，Ｉｃｒ２，Ｉｃｒ３は略同一値となるので、出力電流Ｉｏはバランスし、リップルの少ない電流となる。

このように実施例１のＤＣ／ＤＣコンバータによれば、各トランスＴ１，Ｔ２，Ｔ３の３次巻線５ｄ，６ｄ，７ｄとリアクトルＬｆをリング状に接続したので、３次巻線５ｄ，６ｄ，７ｄの電圧を補正することができ、各コンバータ１Ａ〜１Ｃの動作をバランスさせることができる。従って、出力フィルタを小型化でき、耐電圧の低いダイオードを使用できることから、小型化及び高効率化を図ることができる大容量のＤＣ／ＤＣコンバータを提供できる。

（トランスとリアクトルとを一体化した磁気回路の例）
図３は実施例１のＤＣ／ＤＣコンバータのトランスとリアクトルとを一体化した磁気回路を示す図である。図３（ａ）に各巻線の接続図を示す。

実施例１のＤＣ／ＤＣコンバータでは、図３（ｂ）に示すように、トランスＴ１は、磁路が形成される磁性材料からなるコア２１の内のギャップ（空隙）２６が形成された一方の脚に１次巻線５ａと２次巻線５ｂ，５ｃを巻回し、コア２１の他方の脚に３次巻線５ｄを巻回して構成されている。

トランスＴ２は、磁路が形成される磁性材料からなるコア２２の内のギャップ２７が形成された一方の脚に１次巻線６ａと２次巻線６ｂ，６ｃを巻回し、コア２２の他方の脚に３次巻線６ｄを巻回して構成されている。トランスＴ３は、磁路が形成される磁性材料からなるコア２３の内のギャップ２８が形成された一方の脚に１次巻線７ａと２次巻線７ｂ，７ｃを巻回し、コア２３の他方の脚に３次巻線７ｄを巻回して構成されている。リアクトルＬｆは、磁路が形成される磁性材料からなるコア２４の内の一方の脚にギャップ２９が形成され、他方の脚に巻線８を巻回して構成されている。

トランスＴ１とトランスＴ２とトランスＴ３とリアクトルＬｆとは、図３（ｃ）に示すように接続される。つまり、図３（ａ）に示すトランスＴ１とトランスＴ２とトランスＴ３とリアクトルＬｆとの各コアを一体化して図３（ｃ）としても動作は変化しない。

図３（ｃ）に示す磁気回路は、磁路が形成されるコア３０の第１脚３０ａにトランスＴ１の１次巻線５ａと２次巻線５ｂ，５ｃを巻回し、第２脚３０ｂにトランスＴ１の３次巻線５ｄを巻回し、第３脚３０ｃにトランスＴ２の１次巻線６ａと２次巻線６ｂ，６ｃを巻回し、第４脚３０ｄにトランスＴ２の３次巻線６ｄを巻回し、第５脚３０ｅにトランスＴ３の１次巻線７ａと２次巻線７ｂ，７ｃを巻回し、第６脚３０ｆにトランスＴ３の３次巻線７ｄを巻回し、第７脚３０ｇにギャップ２９を形成し、第８脚３０ｈに巻線８を巻回して構成されている。

トランスＴ１の３次巻線５ｄを貫く磁束は、Φ１であり、トランスＴ２の３次巻線６ｄを貫く磁束は、Φ２であり、トランスＴ３の３次巻線７ｄを貫く磁束は、Φ３であり、リアクトルＬｆの巻線８を貫く磁束は、Φ４である。

ここで、トランスＴ１の３次巻線５ｄとトランスＴ２の３次巻線６ｄとトランスＴ３の３次巻線７ｄとリアクトルＬｆとは、リング状（閉ループ状）に接続されているため、各巻線５ｄ，６ｄ，７ｄとリアクトルＬｆに発生する電圧の総和は、Ｖ１＋Ｖ２＋Ｖ３＋Ｖ４＝０である。

各巻線５ｄ，６ｄ，７ｄ，８の巻数が互いに等しく、その巻数をＮとした場合に、巻線が巻回されるコアの磁束Φは、ｄΦ／ｄｔ＝Ｖであるため、各巻線の電圧の総和が零であるので、コアの磁束変化の総和も零となる。従って、図３（ｂ）に示す磁気回路から図３（ｃ）に示す磁気回路に置き換えても、磁束の総和は、Φ１＋Φ２＋Φ３＋Φ４＝０であるため、動作に影響しない。

また、Φ１＋Φ２＋Φ３＋Φ４＝０であるため、磁束Φ１が通る脚３０ｂ、磁束Φ２が通る脚３０ｄ、磁束Φ３が通る脚３０ｆ、磁束Φ４が通る脚３０ｈの４つの脚を全て取り去って、図３（ｄ）に示すような磁気回路としても動作に影響しない。図３（ｄ）に示す磁気回路は、磁路が形成されるコア４０の脚４０ｂにトランスＴ１の１次巻線５ａと２次巻線５ｂ，５ｃを巻回し、脚４０ｃにトランスＴ２の１次巻線６ａと２次巻線６ｂ，６ｃを巻回し、脚４０ｄにトランスＴ３の１次巻線７ａと２次巻線７ｂ，７ｃを巻回し、脚４０ａ，４０ｅにギャップ４１が形成され、脚４０ｂ，４０ｃ，４０ｄにギャップ４２が形成されている。即ち、磁気回路を小型化することができる。

このように、３脚以上の多脚からなるコアを用いることにより３個のトランスＴ１，Ｔ２，Ｔ３とリアクトルＬｆを簡単化して、回路構成を簡単化できる。

また、巻線が巻回されている脚のギャップを調整することにより、リアクトルＬＰ１，ＬＰ２，ＬＰ３を調整することができる。また、共振リアクトルＬＲ１，ＬＲ２，ＬＲ３は、１次巻線５ａ，６ａ，７ａと２次巻線５ｂ，５ｃ，６ｂ，６ｃ，７ｂ，７ｃとの間の位置（距離）により調整することができる。

また、巻線が巻回されていない脚のギャップを調整することにより、リアクトルＬｆを調整することができる。また、リアクトルＬｆは、各脚に巻回されている１次巻線５ａ，６ａ，７ａ間のリーケージインダクタンスを用いても良い。これによれば、３脚コアに簡略化できる。

実施例１のＤＣ／ＤＣコンバータの回路構成図である。 実施例１のＤＣ／ＤＣコンバータの各部における信号のタイミングチャートである。 実施例１のＤＣ／ＤＣコンバータのトランスとリアクトルとを一体化した磁気回路を示す図である。 従来のＤＣ／ＤＣコンバータの回路構成図である。 図４に示す従来のＤＣ／ＤＣコンバータの各部における信号のタイミングチャートである。 従来のＤＣ／ＤＣコンバータの他の回路構成図である。 図６に示す従来のＤＣ／ＤＣコンバータの動作周波数と共振電流との関係を示す図である。 図６に示す従来のＤＣ／ＤＣコンバータの各部における信号のタイミングチャートである。

符号の説明

１Ａ〜１Ｃ 電流共振ＤＣ／ＤＣコンバータ
Ｖｄｃ１ 直流電源
ＬＲ１，ＬＲ２，ＬＲ３ 共振リアクトル
ＣＲ１，ＣＲ２，ＣＲ３ 共振コンデンサ
Ｌｆ リアクトル
ＲＬ 負荷
Ｑ１〜Ｑ６ スイッチング素子
Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３ トランス
Ｄ１〜Ｄ６ ダイオード
Ｃ１〜Ｃ６ コンデンサ
ＣＬ コンデンサ
５ａ，６ａ，７ａ １次巻線
５ｂ，５ｃ，６ｂ，６ｃ，７ｂ，７ｃ ２次巻線
５ｄ，６ｄ，７ｄ ３次巻線
１０ 制御回路
２６〜２９，４１，４２ ギャップ
２１，２２，２３，２４，３０，４０ コア

Claims (4)

1. １２０度の位相差を有する３台の電流共振ＤＣ／ＤＣコンバータを並列に接続し、共振周波数より高い動作周波数で動作させるＤＣ／ＤＣコンバータであって、
   前記３台の電流共振ＤＣ／ＤＣコンバータは、それぞれに、
   １次巻線と２次巻線と３次巻線とを有するトランスと、
   直流電源の両端に第１スイッチング素子と第２スイッチング素子とが直列に接続される第１直列回路と、
   前記第１スイッチング素子又は前記第２スイッチング素子の両端に共振リアクトルと前記トランスの１次巻線と共振コンデンサとが直列に接続される第２直列回路と、
   前記トランスの２次巻線に発生する電圧を整流して平滑コンデンサに出力する整流回路とを有し、
   前記３次巻線のそれぞれとリアクトルとをリング状に接続することにより、前記３次巻線のそれぞれに誘起する電圧が補正され、前記第２直列回路のそれぞれに流れる電流をバランスさせることを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ。
2. 磁路が形成される３脚以上からなるコアを有する磁気回路を備え、前記３脚以上からなるコアの内の３脚の各脚には、各脚に対応して前記１次巻線及び２次巻線が巻回されてなることを特徴とする請求項１記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
3. 前記１次巻線及び２次巻線が巻回された３脚以外の脚に設けられ且つ距離を調整することにより前記リアクトルのインダクタンスを調整するギャップを備えることを特徴とする請求項２記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
4. 前記リアクトルは、前記各脚に対応して巻回された前記１次巻線間のリーケージインダクタンスからなることを特徴とする請求項３記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。

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