JP6161982B2 - 共振型コンバータ - Google Patents

Description

本発明は、直流（以下「ＤＣ」という。）／ＤＣ変換を行う共振型コンバータ、特に、ハーフブリッジＬＬＣコンバータ（以下「ＨＢＬＬＣコンバータ」という。）に関するものである。

共振型コンバータの中で、ＨＢＬＬＣコンバータが知られている。
図２は、特許文献１、２等に記載された従来のＨＢＬＬＣコンバータの構成を示す回路図である。

このＨＢＬＬＣコンバータは、一般的に、１ｋＷ程度までの小容量から中容量までに適したスイッチング電源装置であり、ＤＣ入力電圧Ｖｉｎを供給するＤＣ電源１の正電極及び負電極間に、直列に接続された２つのＮチャネル型ＭＯＳＦＥＴ２，３を有している。ＭＯＳＦＥＴ２，３は、図示しない制御部から出力されるスイッチ駆動信号によりオン／オフ動作する。一方のＭＯＳＦＥＴ２のソース・ドレイン間には、寄生ダイオード２ａ及び寄生容量２ｂが並列に接続されている。他方のＭＯＳＦＥＴ３のソース・ドレイン間にも、寄生ダイオード３ａ及び寄生容量３ｂが並列に接続されている。ＭＯＳＦＥＴ２のソースとＭＯＳＦＥＴ３のドレインとは、接続点Ｎ１で接続されている。接続点Ｎ１とＭＯＳＦＥＴ３のソースとの間には、トランス４の漏れインダクタンス４ｃと、並列に接続されたトランス４の１次巻線４ａ及び励磁インダクタンス４ｄと、共振用コンデンサ５と、が直列に接続された共振回路が設けられている。

トランス４の２次巻線４ｂにおける巻き始め側には、整流用ダイオード６を介して接続点Ｎ２が接続されている。２次巻線４ｂにおける巻き終わり側には、整流用ダイオード７を介して、接続点Ｎ２が接続されている。２次巻線４ｂの中間タップは、グランドに接続されている。この２次巻線４ｂの中間タップと接続点Ｎ２との間には、平滑用出力コンデンサ８が接続されている。出力コンデンサ８から出力されるＤＣ出力電圧Ｖｏｕｔは、この出力コンデンサ８に並列接続された負荷ＲＬへ供給される。

このような構成のＨＢＬＬＣコンバータでは、次のように動作する。
約５０％のデューティ・サイクルで、ハーフブリッジ構成のＭＯＳＦＥＴ２とＭＯＳＦＥＴ３とが交互にオン／オフし、その切り替え時に、デッド・タイムと呼ばれる両方のＭＯＳＦＥＴ２，３がオフしている期間があり、その期間内で、ＭＯＳＦＥＴ２，３がソフト・スイッチング（即ち、ゼロ・ボルト・スイッチ（ＺＶＳ））している。

例えば、ＭＯＳＦＥＴ２がオン状態で、ＭＯＳＦＥＴ３がオフ状態の時は、ＤＣ電源１の正電極から出力された電流は、ＭＯＳＦＥＴ２のドレイン・ソース→接続点Ｎ１→漏れインダクタンス４ｃ→トランス４の１次巻線４ａ及び励磁インダクタンス４ｄ→コンデンサ５→ＤＣ電源１の負電極、という経路で流れる。トランス４の１次巻線４ａに電流が流れると、２次巻線４ｂに誘導電流が流れる。すると、トランス４の２次巻線４ｂにおける巻き始め側に接続されたダイオード６がオン状態になり、２次巻線４ｂの巻き始め側から出力された誘導電流は、ダイオード６→接続点Ｎ２→出力コンデンサ８→２次巻線４ｂの中間タップ、という経路で流れる。

これに対し、ＭＯＳＦＥＴ２がオフ状態で、ＭＯＳＦＥＴ３がオン状態の時は、コンデンサ５に蓄積された電荷が、トランス４の１次巻線４ａ及び励磁インダクタンス４ｄ→漏れインダクタンス４ｃ→接続点Ｎ１→ＭＯＳＦＥＴ３のドレイン・ソース→コンデンサ５、という経路で放電される。トランス４の１次巻線４ａに電流が流れると、２次巻線４ｂに誘導電流が流れる。すると、トランス４の２次巻線４ｂにおける巻き終わり側に接続されたダイオード７がオン状態になり、２次巻線４ｂの巻き終わり側から出力された誘導電流は、ダイオード７→接続点Ｎ２→出力コンデンサ８→２次巻線４ｂの中間タップ、という経路で流れる。これにより、出力コンデンサ８の両電極間からＤＣ出力電圧Ｖｏｕｔが出力され、負荷ＲＬへ供給される。

出力電圧Ｖｏｕｔの制御は、ＭＯＳＦＥＴ２，３のオン／オフによる発振周波数を制御する。発振周波数を上げると、出力電圧Ｖｏｕｔが下がり、発振周波数を下げると、出力電圧Ｖｏｕｔが上がる。

特開２０１１−３５１６４号公報 特開２０１３−２７０６６号公報

しかしながら、従来のＨＢＬＬＣコンバータでは、次のような課題があった。
従来のＨＢＬＬＣコンバータにおいて、例えば、出力電力が１２Ｖ１ｋＷにもなると、出力電流が８３Ａにも達する。そのため、高効率で小型化を達成しようとすると、トランス４を含めた２次側の構成が大電流のために難しくなるという課題があった。又、コンデンサ５は、常時、入力電圧Ｖｉｎによって充電されるため、起動時（例えば、ＭＯＳＦＥＴ２，３のターンオン時）に発生する突入電流も大きいという課題があった。

本発明の共振型コンバータは、ＤＣ電源に直列に接続され、交互にオン／オフする第１スイッチ素子及び第２スイッチ素子と、第１共振回路と、第２共振回路と、整流平滑回路と、を備えている。

前記第１共振回路は、共振用の第１コンデンサと、第１インダクタンスと、並列に接続された第２インダクタンス及び第１トランスの１次巻線とが、前記第１スイッチ素子の両電極間に直列に接続されて構成されている。前記第２共振回路は、共振用の第２コンデンサと、第３インダクタンスと、並列に接続された第４インダクタンス及び第２トランスの１次巻線とが、前記第２スイッチ素子の両電極間に直列に接続されて構成されている。前記整流平滑回路は、前記第１トランスの２次巻線及び前記第２トランスの２次巻線に接続され、前記第１スイッチ素子又は前記第２スイッチ素子がオン状態の時に、前記第１トランスの前記２次巻線から出力される第１交流（この「交流」を以下「ＡＣ」という。）電力と前記第１ＡＣ電力と同時に前記第２トランスの前記２次巻線から出力される第２ＡＣ電力とをそれぞれ整流及び平滑して１つのＤＣ電力を出力する回路である。

そして、前記整流平滑回路は、前記第１トランスの２次巻線から出力される前記第１ＡＣ電力を全波整流して第１ＤＣ電力を出力する一対の整流ダイオードと、前記第１ＡＣ電力と同時に前記第２トランスの２次巻線から出力される前記第２ＡＣ電力を全波整流して第２ＤＣ電力を出力する一対の整流ダイオードと、を有する整流回路と、前記第１ＤＣ電力及び前記第２ＤＣ電力を平滑して前記１つのＤＣ電力を出力する平滑用出力コンデンサを有する平滑回路と、を備えている。更に、第１トランス及び前記第２トランスは、前記第１トランスの１次巻線と前記第２トランスの１次巻線とを有する１つの共用トランスにより構成され、前記第１インダクタンスと前記第３インダクタンスとは、１つの共用インダクタンスにより構成されていることを特徴とする。

本発明の共振型コンバータによれば、次の（１）〜（４）のような効果がある。
（１） 直列に接続された第１スイッチ素子及び第２スイッチ素子と並列に２つの第１、第２共振回路を設けている。そのため、従来に比べて、各共振回路に流れる共振電流は、１／２になり、それぞれの２次側に流れる電流も、１／２になるため、導通損失が減り、高効率である。

（２） 第１インダクタンス及び第１コンデンサに流れる電流と、第３インダクタンス及び第２コンデンサに流れる電流とが、それぞれ１／２になる。そのため、鉄損が少なくなり、更に、各コンデンサの耐圧が１／２になるため、選択がし易くなる。

（３） 各コンデンサは、常時、ＤＣ電源の１／２の電圧によって充電されるので、第１、第２スイッチ素子がターンオンすることで発生する突入電流は、従来の１／２に抑えられる。

（４） 交互にオン／オフする第１スイッチ素子又は第２スイッチ素子がオン状態の時に、１つの共用トランスからＡＣ電力を出力しているので、トランスの利用効率が高く、しかも、２つのトランスを用いたものに比べて、低コスト化が図れる。又、第２、第４インダクタンスを大きくできるため、設計がし易くなり、その上、第１インダクタンスと第３インダクタンスとは１つの共用インダクタンスにより構成されているので、共振点付近での第１共振回路と第２共振回路とのバランスが良くなる。

図１は本発明の実施例１における共振型コンバータの１つであるＨＢＬＬＣコンバータの基本構成を示す回路図である。 図２は従来のＨＢＬＬＣコンバータの構成を示す回路図である。 図３は本発明の実施例２におけるＨＢＬＬＣコンバータの構成を示す回路図である。 図４は本発明の実施例３におけるＨＢＬＬＣコンバータの構成を示す回路図である。 図５は本発明の実施例４におけるＨＢＬＬＣコンバータの構成を示す回路図である。

本発明を実施するための形態は、以下の好ましい実施例の説明を添付図面と照らし合わせて読むと、明らかになるであろう。但し、図面はもっぱら解説のためのものであって、本発明の範囲を限定するものではない。

（実施例１の構成）
図１は、本発明の実施例１における共振型コンバータの１つであるＨＢＬＬＣコンバータの基本構成を示す回路図である。

このＨＢＬＬＣコンバータは、ＤＣ入力電圧Ｖｉｎを供給するＤＣ電源１０の正電極及び負電極間に、直列に接続された第１スイッチ素子（例えば、Ｎチャネル型ＭＯＳＦＥＴ）１１及び第２スイッチ素子（例えば、Ｎチャネル型ＭＯＳＦＥＴ）１２を有している。ＭＯＳＦＥＴ１１，１２は、図示しない制御部から出力されるスイッチ駆動信号によりオン／オフ動作する。一方のＭＯＳＦＥＴ１１のソース・ドレイン間には、寄生ダイオード１１ａ及び寄生容量１１ｂが並列に接続されている。他方のＭＯＳＦＥＴ１２のソース・ドレイン間にも、寄生ダイオード１２ａ及び寄生容量１２ｂが並列に接続されている。ＭＯＳＦＥＴ１１のソースとＭＯＳＦＥＴ１２のドレインとは、接続点Ｎ１１で接続されている。

ＭＯＳＦＥＴ１１のドレインと接続点Ｎ１１との間には、共振用の第１コンデンサ１３と、第１インダクタンス（例えば、第１トランス２１の漏れインダクタンス）２１ｃと、並列に接続された第１トランス２１の１次巻線２１ａ及び第２インダクタンス（例えば、第１トランス２１の励磁インダクタンス）２１ｄと、接続点Ｎ１２と、が直列に接続された第１共振回路が設けられている。ＭＯＳＦＥＴ１２のソースと接続点Ｎ１１との間には、共振用の第２コンデンサ１４と、第３インダクタンス（例えば、第２トランス２２の漏れインダクタンス）２２ｃと、並列に接続された第２トランス２２の１次巻線２２ａ及び第４インダクタンス（例えば、第２トランス２２の励磁インダクタンス）２２ｄと、接続点Ｎ１２と、が直列に接続された第２共振回路が設けられている。トランス２１における１次巻線２１ａの巻き終わり側と、トランス２２における１次巻線２２ａの巻き終わり側とは、接続点Ｎ１２で接続されている。この接続点Ｎ１２とＭＯＳＦＥＴ１１，１２側の接続点Ｎ１１とは、直接、接続されている。

トランス２１は、２次巻線２１ｂを有し、この２次巻線２１ｂの中間タップが、接続点Ｎ１３に接続されている。同様に、トランス２２は、２次巻線２２ｂを有し、この２次巻線２２ｂの中間タップが、接続点Ｎ１３に接続されている。２次巻線２１ｂ，２２ｂには、整流平滑回路が接続されている。この整流平滑回路は、２次巻線２１ｂ，２２ｂから出力されるＡＣ電力を整流してＤＣ電力を出力する４つの整流用ダイオード３１，３２，３３，３４からなる整流回路と、そのＤＣ電力を平滑してＤＣ出力電圧Ｖｏｕｔを負荷ＲＬへ供給する平滑用出力コンデンサ４０からなる平滑回路と、により構成されている。

即ち、２次巻線２１ｂの巻き初め側は、順方向のダイオード３１を介して接続点Ｎ１４に接続されると共に、２次巻線２１ｂの巻き終わり側が、順方向のダイオード３２を介して接続点Ｎ１４に接続されている。同様に、２次巻線２２ｂの巻き初め側は、順方向のダイオード３３を介して接続点Ｎ１４に接続されると共に、２次巻線２２ｂの巻き終わり側が、順方向のダイオード３４を介して接続点Ｎ１４に接続されている。接続点Ｎ１３は、グランドに接続されている。この接続点１３，１４間には、出力コンデンサ４０が接続されている。出力コンデンサ４０には、負荷ＲＬが並列に接続されている。

本実施例１のＨＢＬＬＣコンバータでは、ＭＯＳＦＥＴ１１，１２と並列に、定数が等しい２つの第１共振回路及び第２共振回路が接続されている。即ち、トランス２１とトランス２２とは、電気特性が等しい。更に、コンデンサ１３の容量値＝コンデンサ１４の容量値、トランス２１の漏れインダクタンス２１ｃの値＝トランス２２の漏れインダクタンス２２ｃの値、トランス２１の励磁インダクタンス２１ｄの値＝トランス２２の励磁インダクタンス２２ｄ、となっている。

（実施例１の動作）
約５０％のデューティ・サイクルで、ハーフブリッジ構成のＭＯＳＦＥＴ１１とＭＯＳＦＥＴ１２とが交互にオン／オフし、その切り替え時に、デッド・タイムと呼ばれる両方のＭＯＳＦＥＴ１１，１２がオフしている期間があり、その期間内で、ＭＯＳＦＥＴ１１，１２がソフト・スイッチングしている。

ＤＣ電源１０の正極から流れる電流は、コンデンサ１３→漏れインダクタンス２１ｃ→トランス２１の１次巻線２１ａ及び励磁インダクタンス２１ｄ→接続点Ｎ１２→トランス２２の１次巻線２２ａ及び励磁インダクタンス２２ｄ→漏れインダクタンス２２ｃ→コンデンサ１４→ＤＣ電源１０の負極、の経路で流れる。そのため、各コンデンサ１３，１４は、常時、Ｖｉｎ／２によって充電されている。

例えば、ＭＯＳＦＥＴ１１がオン状態で、ＭＯＳＦＥＴ１２がオフ状態の時は、ＤＣ電源１の正電極から出力された電流（＝従来の１／２の電流）は、ＭＯＳＦＥＴ１１のドレイン・ソース→接続点Ｎ１１→接続点Ｎ１２→トランス２２の１次巻線２２ａ及び励磁インダクタンス２２ｄ→漏れインダクタンス２２ｃ→コンデンサ１４→ＤＣ電源１０の負電極、という経路で流れる。

トランス２２の１次巻線２２ａに電流が流れると、２次巻線２２ｂに誘導電流（従来の１／２の電流）が流れる。すると、トランス２２の２次巻線２２ｂにおける巻き終わり側に接続されたダイオード３４がオン状態になり、２次巻線２２ｂの巻き終わり側から出力された誘導電流が、ダイオード３４→接続点Ｎ１４→出力コンデンサ４０→接続点Ｎ１３→２次巻線２２ｂの中間タップ、という経路で流れる。

同時に、コンデンサ１３に蓄積された電荷（従来の１／２）が放電し、従来の１／２の電流が、ＭＯＳＦＥＴ１１のドレイン・ソース→接続点Ｎ１１→接続点Ｎ１２→トランス２１の１次巻線２１ａ及び励磁インダクタンス２１ｄ→漏れインダクタンス２１ｃ→コンデンサ１３、という経路で流れる。

トランス２１の１次巻線２１ａに電流が流れると、２次巻線２１ｂに誘導電流（従来の１／２の電流）が流れる。すると、トランス２１の２次巻線２１ｂにおける巻き終わり側に接続されたダイオード３２がオン状態になり、２次巻線２１ｂの巻き終わり側から出力された誘導電流（従来の１／２の電流）は、ダイオード３２→接続点Ｎ１４→出力コンデンサ４０→接続点Ｎ１３→２次巻線２１ｂの中間タップ、という経路で流れる。

これに対し、ＭＯＳＦＥＴ１１がオフ状態で、ＭＯＳＦＥＴ１２がオン状態の時は、コンデンサ１４に蓄積された電荷（従来の１／２）が放電し、従来の１／２の電流が、漏れインダクタンス２２ｃ→トランス２２の１次巻線２２ａ及び励磁インダクタンス２２ｄ→接続点Ｎ１２→接続点Ｎ１１→ＭＯＳＦＥＴ１２のドレイン・ソース→コンデンサ１４、という経路で放電される。

トランス２２の１次巻線２２ａに電流が流れると、２次巻線２２ｂに誘導電流（従来の１／２の電流）が流れる。すると、トランス２２の２次巻線２２ｂにおける巻き初め側に接続されたダイオード３３がオン状態になり、２次巻線２２ｂの巻き初め側から出力された誘導電流（従来の１／２の電流）は、ダイオード３３→接続点Ｎ１４→出力コンデンサ４０→接続点Ｎ１３→２次巻線２２ｂの中間タップ、という経路で流れる。

これにより、出力コンデンサ４０の両電極間からＤＣ出力電圧Ｖｏｕｔが出力され、負荷ＲＬへ供給される。

出力電圧Ｖｏｕｔの制御は、ＭＯＳＦＥＴ１１，１２のオン／オフによる発振周波数を制御する。発振周波数を上げると、出力電圧Ｖｏｕｔが下がり、発振周波数を下げると、出力電圧Ｖｏｕｔが上がる。

（実施例１の効果）
本実施例１のＨＢＬＬＣコンバータによれば、従来のＨＢＬＬＣコンバータに比較して、次の（ａ）〜（ｄ）のような効果がある。

（ａ） ＭＯＳＦＥＴ１１，１２と並列に２つの第１、第２共振回路を設けている。第１及び第２共振回路のそれぞれの定数は等しい値となっている（即ち、漏れインダクタンス２１ｃの値＝漏れインダクタンス２２ｃの値、コンデンサ１３の値＝コンデンサ１４の値）。そのため、従来に比べて、各共振回路に流れる共振電流は、１／２になり、それぞれの２次側に流れる電流も、１／２になるため、導通損失が減り、高効率である。

（ｂ） 漏れインダクタンス２１ｃ及びコンデンサ１３に流れる電流と、漏れインダクタンス２２ｃ及びコンデンサ１４に流れる電流とが、それぞれ１／２になる。そのため、鉄損が少なくなり、更に、各コンデンサ１３，１４の耐圧が１／２になるため、選択がし易くなる。

（ｃ） 各コンデンサ１３，１４は、常時、入力電圧Ｖｉｎの１／２の電圧によって充電されているので、ＭＯＳＦＥＴ１１，１２がターンオンすることで発生する突入電流は、従来方式の１／２に抑えられる。

（ｄ） 交互にオン／オフするＭＯＳＦＥＴ１１又はＭＯＳＦＥＴ１２がオン状態の時に、トランス２１及びトランス２２からそれぞれ同時にＡＣ電力を出力しているので、トランス２１，２２の利用効率が高い。又、トランス２１，２２の励磁インダクタンス２１ｄ，２２ｄを大きくできるため、設計がし易くなる。

（実施例２の構成）
図３は、本発明の実施例２におけるＨＢＬＬＣコンバータの構成を示す回路図であり、実施例１を示す図１中の要素と共通の要素には、共通の符号が付されている。

本実施例２のＨＢＬＬＣコンバータでは、実施例１のＨＢＬＬＣコンバータにおける２つのトランス２１，２２に代えて、１つの共用トランス２０が設けられている。このトランス２０は、２つの１次巻線２０ａ１，２０ａ２及び２つの２次巻線２０ｂ１，２０ｂ２を有している。各１次巻線２０ａ１，２０ａ２には、これらと並列に励磁インダクタンス２０ｄ１，２０ｄ２がそれぞれ接続されている。２つの２次巻線２０ｂ１，２０ｂ２には、実施例１と同様に、４つの整流用ダイオード３１〜３４からなる整流回路が接続され、この整流回路の出力側に、平滑用出力コンデンサ４０からなる平滑回路が接続されている。

更に、実施例１の２つの漏れインダクタンス２１ｃ，２２ｃに代えて、１つの共用インダクタンス（例えば、共振用チョークコイル）５０が、接続点Ｎ１１と接続点Ｎ１２との間に接続されている。その他の構成は、実施例１と同様である。

（実施例２の動作）
本実施例２のＨＢＬＬＣコンバータでは、実施例１のＨＢＬＬＣコンバータとほぼ同様の動作が行われる。

即ち、実施例１と同様に、各コンデンサ１３，１４は、常時、Ｖｉｎ／２によって充電されている。例えば、ＭＯＳＦＥＴ１１がオン状態で、ＭＯＳＦＥＴ１２がオフ状態の時は、ＤＣ電源１０の正電極から出力された電流（＝従来の１／２の電流）は、ＭＯＳＦＥＴ１１のドレイン・ソース→接続点Ｎ１１→チョークコイル５０→接続点Ｎ１２→トランス２０の１次巻線２０ａ２及び励磁インダクタンス２０ｄ２→コンデンサ１４→ＤＣ電源１０の負電極、という経路で流れる。

同時に、コンデンサ１３に蓄積された電荷（従来の１／２）が放電し、従来の１／２の電流が、ＭＯＳＦＥＴ１１のドレイン・ソース→接続点Ｎ１１→チョークコイル５０→接続点Ｎ１２→トランス２０の１次巻線２０ａ１及び励磁インダクタンス２０ｄ１→コンデンサ１３、という経路で流れる。

これに対し、ＭＯＳＦＥＴ１１がオフ状態で、ＭＯＳＦＥＴ１２がオン状態の時は、コンデンサ１４に蓄積された電荷（従来の１／２）が放電し、従来の１／２の電流が、トランス２０の１次巻線２０ａ２及び励磁インダクタンス２０ｄ２→接続点Ｎ１２→チョークコイル５０→接続点Ｎ１１→ＭＯＳＦＥＴ１２のドレイン・ソース→コンデンサ１４、という経路で放電される。

トランス２０の１次巻線２０ａ１，２０ａ２に電流が流れると、実施例１と同様に、２次巻線２０ｂ１，２０ｂ２に誘導電流（従来の１／２の電流）が流れ、この誘導電流がダイオード３１〜３４によって整流された後、出力コンデンサ４０によって平滑され、ＤＣ出力電圧Ｖｏｕｔが負荷ＲＬへ供給される。

（実施例２の効果）
本実施例２のＨＢＬＬＣコンバータによれば、実施例１の効果（ａ）〜（ｄ）とほぼ同様の効果があり、更に、次の（ｅ）、（ｆ）のような効果もある。

（ｅ） トランス２０が１つであるので、実施例１のように２つのトランス２１，２２を用いたものに比べて、低コスト化が図れる。

（ｆ） 本実施例２では、実施例１のように２つの漏れインダクタンス２１ｃ，２２ｃを用いる構成にしても良い。又、２つの漏れインダクタンス２１ｃ，２２ｃに代えて、図３のように１つのチョークコイル５０を設けても良い。この場合は、ばらつきの大きいチョークコイル５０が１つであるため、特に共振点付近での第１共振回路と第２共振回路とのバランスが良くなる。

（実施例３の構成）
図４は、本発明の実施例３におけるＨＢＬＬＣコンバータの構成を示す回路図であり、実施例２を示す図３中の要素と共通の要素には、共通の符号が付されている。

本実施例３のＨＢＬＬＣコンバータでは、実施例２のＨＢＬＬＣコンバータ中のチョークコイル５０がトランス構成になっている。つまり、実施例２のチョークコイル５０に代えて共振用のトランス５１が設けられている。トランス５１は、１次巻線５１ａ及び２次巻線５１ｂを有している。１次巻線５１ａは、巻き始め側が、接続点Ｎ１２ａを介してトランス２０の１次巻線２０ａ１に接続され、巻き終わり側が、接続点Ｎ１１に接続されている。２次巻線５１ｂは、巻き始め側が、接続点Ｎ１２ｂを介してトランス２０の１次巻線２０ａ２に接続され、巻き終わり側が、１次巻線５１ａの巻き終わり側及び接続点Ｎ１１に接続されている。その他の構成は、実施例２と同様である。

（実施例３の動作）
本実施例３のＨＢＬＬＣコンバータでは、実施例２のＨＢＬＬＣコンバータとほぼ同様の動作が行われる。

即ち、実施例２と同様に、各コンデンサ１３，１４は、常時、Ｖｉｎ／２によって充電されている。例えば、ＭＯＳＦＥＴ１１がオン状態で、ＭＯＳＦＥＴ１２がオフ状態の時は、ＤＣ電源１０の正電極から出力された電流（＝従来の１／２の電流）は、ＭＯＳＦＥＴ１１のドレイン・ソース→接続点Ｎ１１→トランス５１の２次巻線５１ｂ→接続点Ｎ１２ｂ→トランス２０の１次巻線２０ａ２及び励磁インダクタンス２０ｄ２→コンデンサ１４→ＤＣ電源１０の負電極、という経路で流れる。

同時に、コンデンサ１３に蓄積された電荷（従来の１／２）が放電し、従来の１／２の電流が、ＭＯＳＦＥＴ１１のドレイン・ソース→接続点Ｎ１１→トランス５１の１次巻線５１ａ→接続点Ｎ１２ａ→トランス２０の１次巻線２０ａ１及び励磁インダクタンス２０ｄ１→コンデンサ１３、という経路で流れる。

これに対し、ＭＯＳＦＥＴ１１がオフ状態で、ＭＯＳＦＥＴ１２がオン状態の時は、コンデンサ１４に蓄積された電荷（従来の１／２）が放電し、従来の１／２の電流が、トランス２０の１次巻線２０ａ２及び励磁インダクタンス２０ｄ２→接続点Ｎ１２ｂ→トランス５１の２次巻線５１ｂ→接続点Ｎ１１→ＭＯＳＦＥＴ１２のドレイン・ソース→コンデンサ１４、という経路で放電される。

トランス２０の１次巻線２０ａ１，２０ａ２に電流が流れると、実施例１と同様に、２次巻線２０ｂ１，２０ｂ２に誘導電流（従来の１／２の電流）が流れ、この誘導電流がダイオード３１〜３４によって整流された後、出力コンデンサ４０によって平滑され、ＤＣ出力電圧Ｖｏｕｔが負荷ＲＬへ供給される。

（実施例３の効果）
本実施例３のＨＢＬＬＣコンバータによれば、実施例１の効果（ａ）〜（ｄ）及び実施例２の効果（ｅ）とほぼ同様の効果があり、更に、次の（ｇ）のような効果もある。

（ｇ） 実施例２のチョークコイル５０に代えて、トランス５１を設けたので、巻線損失を低減できる。

（実施例４の構成）
図５（ａ）、（ｂ）は、本発明の実施例４におけるＨＢＬＬＣコンバータの構成を示す回路図であり、同図（ａ）はＨＢＬＬＣコンバータの全体の回路図、及び、同図（ｂ）は同図（ａ）中のトランスにおける１次巻線の巻線状態を示す図である。この図５（ａ）、（ｂ）では、実施例２を示す図３中の要素と共通の要素には、共通の符号が付されている。

本実施例４のＨＢＬＬＣコンバータでは、実施例２のＨＢＬＬＣコンバータ中の共用のトランス２０に代えて、３巻線構成の共用のトランス２０Ａが設けられている。更に、実施例２の２組の整流用ダイオード３１，３２と整流用ダイオード３３，３４とからなる整流回路に代えて、３組のスイッチ素子（例えば、Ｎチャネル型ＭＯＳＦＥＴ）６１，６２とＮチャネル型ＭＯＳＦＥＴ６３，６４とＮチャネル型ＭＯＳＦＥＴ６５，６６とからなる整流回路が設けられている。

トランス２０Ａは、３つの１次巻線２０ａ１，２０ａ２，２０ａ３と、３つの２次巻線２０ｂ１，２０ｂ２，２０ｂ３とを有している。１次巻線２０ａ１と１次巻線２０ａ２とは、実施例２と同様に、接続点Ｎ１２を介して直列に接続されている。接続点Ｎ１２とチョークコイル５０との間には、追加された１次巻線２０ａ３が接続されている。各１次巻線２０ａ１，２０ａ２，２０ａ３には、これらに対してそれぞれ並列に接続された各励磁インダクタンス２０ｄ１，２０ｄ２，２０ｄ３が存在している。

２次巻線２０ｂ１の巻き終わり側と巻き始め側は、それぞれＭＯＳＦＥＴ６１，６２を介して接続点Ｎ１４に共通に接続されている。２次巻線２０ｂ１の中間タップは、接続点Ｎ１３に接続されている。同様に、２次巻線２０ｂ２の巻き終わり側と巻き始め側は、それぞれＭＯＳＦＥＴ６３，６４を介して接続点Ｎ１４に共通に接続されている。２次巻線２０ｂ２の中間タップは、接続点Ｎ１３に接続されている。２次巻線２０ｂ３の巻き終わり側と巻き始め側は、それぞれＭＯＳＦＥＴ６５，６６を介して接続点Ｎ１４に共通に接続されている。２次巻線２０ｂ３の中間タップは、接続点Ｎ１３に接続されている。各ＭＯＳＦＥＴ６１〜６６のソース・ドレイン間には、寄生ダイオード６１ａ〜６６ａがそれぞれ並列に接続されている。

接続点Ｎ１３と接続点Ｎ１４との間には、実施例２と同様に、平滑用出力コンデンサ４０が接続されている。その他の構成は、実施例２と同様である。

（実施例４の動作）
本実施例４のＨＢＬＬＣコンバータでは、実施例２のＨＢＬＬＣコンバータとほぼ同様の動作が行われる。

即ち、実施例２と同様に、各コンデンサ１３，１４は、常時、Ｖｉｎ／２によって充電されている。例えば、ＭＯＳＦＥＴ１１がオン状態で、ＭＯＳＦＥＴ１２がオフ状態の時は、ＤＣ電源１０の正電極から出力された電流（＝従来の１／２の電流）は、ＭＯＳＦＥＴ１１のドレイン・ソース→接続点Ｎ１１→チョークコイル５０→トランス２０Ａの１次巻線２０ａ３及び励磁インダクタンス２０ｄ３→接続点Ｎ１２→トランス２０Ａの１次巻線２０ａ２及び励磁インダクタンス２０ｄ２→コンデンサ１４→ＤＣ電源１０の負電極、という経路で流れる。

同時に、コンデンサ１３に蓄積された電荷（従来の１／２）が放電し、従来の１／２の電流が、ＭＯＳＦＥＴ１１のドレイン・ソース→接続点Ｎ１１→チョークコイル５０→トランス２０Ａの１次巻線２０ａ３及び励磁インダクタンス２０ｄ３→接続点Ｎ１２→トランス２０Ａの１次巻線２０ａ１及び励磁インダクタンス２０ｄ１→コンデンサ１３、という経路で流れる。

これに対し、ＭＯＳＦＥＴ１１がオフ状態で、ＭＯＳＦＥＴ１２がオン状態の時は、コンデンサ１４に蓄積された電荷（従来の１／２）が放電し、従来の１／２の電流が、トランス２０Ａの１次巻線２０ａ２及び励磁インダクタンス２０ｄ２→接続点Ｎ１２→トランス２０Ａの１次巻線２０ａ３及び励磁インダクタンス２０ｄ３→チョークコイル５０→接続点Ｎ１１→ＭＯＳＦＥＴ１２のドレイン・ソース→コンデンサ１４、という経路で放電される。

トランス２０Ａの１次巻線２０ａ１，２０ａ２，２０ａ３に電流が流れると、実施例２と同様に、２次巻線２０ｂ１，２０ｂ２，２０ｂ３に誘導電流（従来の１／２の電流）が流れる。この誘導電流は、図示しない制御部から出力されるスイッチ駆動信号により所定のタイミングでオン状態となるＭＯＳＦＥＴ６１〜６６によって、整流された後、出力コンデンサ４０によって平滑され、ＤＣ出力電圧Ｖｏｕｔが負荷ＲＬへ供給される。

（実施例４の効果）
本実施例４のＨＢＬＬＣコンバータによれば、実施例２とほぼ同様の効果があり、更に、次の（ｈ）のような効果もある。

（ｈ） トランス２０Ａの２次側の導通損失が減少する。

（実施例１〜４の変形例）
本発明は、上記実施例１〜４に限定されず、種々の利用形態や変形が可能である。この利用形態や変形例としては、例えば、次の（ｉ）〜（ｉｉｉ）のようなものがある。

（ｉ） 実施例１におけるトランス２１，２２の漏れインダクタンス２１ｃ，２２ｃは、外付けのコイルで構成しても良い。

（ｉｉ） 実施例１〜４におけるトランス２１，２２，２０，２０Ａの励磁インダクタンス２１ｄ，２２ｄ，２０ｄ１，２０ｄ２，２０ｄ３は、外付けのコイルで構成しても良い。

（ｉｉｉ） ＭＯＳＦＥＴ１１，１２，６１〜６６は、Ｐチャネル型ＭＯＳＦＥＴ、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（Insulated Gate Bipolar Transistor；ＩＧＢＴ）等の他のスイッチ素子で構成しても良い。

１０ ＤＣ電源
１１，１２，６１〜６６ ＭＯＳＦＥＴ
１３，１４ 共振用コンデンサ
２０，２０Ａ，２１，２２，５１ トランス
２０ａ１，２０ａ２，２０ａ３，２１ａ，２２ａ １次巻線
２０ｂ１，２０ｂ２，２０ｂ３、２１ｂ，２２ｂ ２次巻線
２１ｃ，２２ｃ 漏れインダクタンス
２０ｄ１，２０ｄ２，２０ｄ３，２１ｄ，２２ｄ 励磁インダクタンス
３１〜３４ 整流用ダイオード
４０ 平滑用出力コンデンサ
５０ チョークコイル

Claims (5)

1. 直流電源に直列に接続され、交互にオン／オフする第１スイッチ素子及び第２スイッチ素子と、
   共振用の第１コンデンサと、第１インダクタンスと、並列に接続された第１トランスの１次巻線及び第２インダクタンスとが、前記第１スイッチ素子の両電極間に直列に接続された第１共振回路と、
   共振用の第２コンデンサと、第３インダクタンスと、並列に接続された第２トランスの１次巻線及び第４インダクタンスとが、前記第２スイッチ素子の両電極間に直列に接続された第２共振回路と、
   前記第１トランスの２次巻線及び前記第２トランスの２次巻線に接続され、前記第１スイッチ素子又は前記第２スイッチ素子がオン状態の時に、前記第１トランスの２次巻線から出力される第１交流電力と前記第１交流電力と同時に前記第２トランスの２次巻線から出力される第２交流電力とをそれぞれ整流及び平滑して１つの直流電力を出力する整流平滑回路と、
   を備え、
   前記整流平滑回路は、
   前記第１トランスの２次巻線から出力される前記第１交流電力を全波整流して第１直流電力を出力する一対の整流ダイオードと、前記第１交流電力と同時に前記第２トランスの２次巻線から出力される前記第２交流電力を全波整流して第２直流電力を出力する一対の整流ダイオードと、を有する整流回路と、
   前記第１直流電力及び前記第２直流電力を平滑して前記１つの直流電力を出力する平滑用出力コンデンサを有する平滑回路と、
   を備える共振型コンバータであって、
   第１トランス及び前記第２トランスは、
   前記第１トランスの１次巻線と前記第２トランスの１次巻線とを有する１つの共用トランスにより構成され、
   前記第１インダクタンスと前記第３インダクタンスとは、１つの共用インダクタンスにより構成されていることを特徴とする共振型コンバータ。
2. 前記共用インダクタンスは、チョークコイルであり、
   前記第２インダクタンスは、前記第１トランスの励磁インダクタンスであり、
   前記第４インダクタンスは、前記第２トランスの励磁インダクタンスである、
   ことを特徴とする請求項１記載の共振型コンバータ。
3. 前記共用インダクタンスは、トランスにより構成されていることを特徴とする請求項１記載の共振型コンバータ。
4. 前記共用トランスは、３つの１次巻線と３つの２次巻線とを有するトランスにより構成されていることを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項記載の共振型コンバータ。
5. 前記第１スイッチ素子及び前記第２スイッチ素子は、ＭＯＳＦＥＴ又は絶縁ゲートバイポーラトランジスタにより構成されていることを特徴とする請求項１〜４のいずれか１項記載の共振型コンバータ。

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