JP2016185045A - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】リカバリー電流とサージ電圧との双方を抑制する電力変換装置を提供する。
【解決手段】電力変換装置は、チョークコイルと、スイッチ素子と、第１整流素子と、リアクトルと、第２整流素子とを備える。チョークコイルは、入力電圧を充放電する。スイッチ素子は、チョークコイルの充放電を切換える。第１整流素子は、チョークコイルの放電電流を整流する。リアクトルは、放電電流の電流経路上において第１整流素子に直列接続されている。第２整流素子は、リアクトルの一端と他端との間においてリアクトルに並列接続されている。
【選択図】図１

Description

本発明は、電力変換装置に関する。

従来から、電力変換装置においては、入力電力から所望する出力電力を生成していた。電力変換装置の中には、スイッチ素子としてＭＯＳＦＥＴを備えたものもあった。この種の電力変換装置として、例えば、昇降圧チョッパ方式のＤＣ／ＤＣコンバータが知られている（例えば、特許文献１参照）。昇降圧チョッパ方式のＤＣ／ＤＣコンバータは、例えば、ローサイド側ＦＥＴとハイサイド側ＦＥＴとを備える。昇圧動作時においては、ローサイド側ＦＥＴをオンオフし、ハイサイド側ＦＥＴを整流素子として用いることで、入力電圧を昇圧した出力電圧を得る。降圧動作時においては、ハイサイド側ＦＥＴをオンオフし、ローサイド側ＦＥＴを整流素子として用いることで、入力電圧を降圧した出力電圧を得る。

特開２０１４−２３１９０号公報

しかし、従来の電力変換装置には、整流素子に大きいリカバリー電流が発生するといった問題があった。とりわけ、整流素子がＭＯＳＦＥＴで構成される場合、リカバリー電流はより顕著であった。リカバリー電流は、素子の発熱や回路の変換効率の悪化を招く。このため、リカバリー電流を抑制する必要がある。しかるに、もし、リカバリー電流を抑制するために整流素子に過飽和リアクトルを接続したとしても、過飽和リアクトルのインピーダンスが大きいことで整流素子の整流が妨げられる場合がある。この結果、整流素子に接続されたスイッチ素子にサージ電圧が発生するといった問題が生じる。

そこで、本発明は、リカバリー電流とサージ電圧との双方を抑制する電力変換装置を提供することを目的とする。

本発明の一態様に係る電力変換装置は、
入力電力から所望する出力電力を生成する電力変換装置であって、
スイッチ素子と、
前記スイッチ素子がオンするときに前記入力電圧に基づく電流のエネルギーを蓄積し、前記スイッチ素子がオフするときに前記蓄積されたエネルギーに基づく放電電流を流すチョークコイルと、
前記放電電流を整流する第１整流素子と、
前記放電電流の電流経路上において前記第１整流素子に直列接続されたリアクトルと、
前記リアクトルの一端と他端との間において前記リアクトルに並列接続された第２整流素子と、を備える。

前記電力変換装置において、
前記スイッチ素子は、第１電圧端子と第２電圧端子との間の第１ノードと、第３電圧端子と第４電圧端子との間の第２ノードとの間に接続され、
前記チョークコイルは、前記第１電圧端子と前記第１ノードとの間または前記第３電圧端子と前記第２ノードとの間に接続され、
前記第１整流素子は、前記第１ノードと前記第２電圧端子との間または前記第２ノードと第４電圧端子との間に接続され、
前記リアクトルは、前記第１ノードと前記第２電圧端子との間または前記第２ノードと第４電圧端子との間において、前記第１整流素子に直列接続されていてもよい。

前記電力変換装置において、
前記スイッチ素子は、第１電圧端子と第２電圧端子との間の第１ノードと前記第２電圧端子との間、または、第３電圧端子と第４電圧端子との間の第２ノードと前記第４電圧端子との間に接続され、
前記チョークコイルは、前記第１電圧端子と前記第１ノードとの間または前記第３電圧端子と前記第２ノードとの間に接続され、
前記第１整流素子は、前記第１ノードと前記第２ノードとの間に接続され、
前記リアクトルは、前記第１ノードと前記第２ノードとの間において前記第１整流素子に直列接続されていてもよい。

前記電力変換装置において、
前記スイッチ素子は、第１電圧端子と、前記第１電圧端子と第２電圧端子との間の第１ノードとの間、または、第３電圧端子と、前記第３電圧端子と第４電圧端子との間の第２ノードとの間に接続され、
前記チョークコイルは、前記第１ノードと前記第２ノードとの間に接続され、
前記第１整流素子は、前記第１ノードと前記第２電圧端子との間または前記第２ノードと前記第４電圧端子との間に接続され、
前記リアクトルは、前記第１ノードと前記第２電圧端子との間または前記第２ノードと前記第４電圧端子との間において、前記第１整流素子に直列接続されていてもよい。

前記電力変換装置において、
前記スイッチ素子は、第２ＭＯＳトランジスタであり、
前記第１整流素子は、第１ＭＯＳトランジスタであり、
前記第１ＭＯＳトランジスタは、寄生ダイオードの順方向が前記第１ノードから前記第２電圧端子に向かうように前記第１ノードと前記第２電圧端子との間に接続され、または、寄生ダイオードの順方向が前記第４電圧端子から前記第２ノードに向かうように前記第２ノードと前記第４電圧端子との間に接続され、
前記第１電圧端子と前記第３電圧端子との間に入力した電圧より高い電圧を前記第２電圧端子と前記第４電圧端子との間から出力する昇圧動作の際に、前記第２ＭＯＳトランジスタは、オンおよびオフを繰り返し、前記第１ＭＯＳトランジスタは、オフしながら前記寄生ダイオードで電流を流してもよい。

前記電力変換装置において、
前記第１整流素子は、前記第１ノードと前記第２電圧端子との間に接続され、
前記リアクトルは、前記第１整流素子と前記第２電圧端子との間に接続されていてもよい。

前記電力変換装置において、
前記第１整流素子は、前記第１ノードと前記第２電圧端子との間に接続され、
前記リアクトルは、前記第１ノードと前記第１整流素子との間に接続されていてもよい。

前記電力変換装置において、
前記第１整流素子は、前記第２ノードと前記第４電圧端子との間に接続され、
前記リアクトルは、前記第１整流素子と前記第４電圧端子との間に接続されていてもよい。

前記電力変換装置において、
前記第１整流素子は、前記第２ノードと前記第４電圧端子との間に接続され、
前記リアクトルは、前記第２ノードと前記第１整流素子との間に接続されていてもよい。

前記電力変換装置において、
前記スイッチ素子は、第１ＭＯＳトランジスタであり、
前記第１整流素子は、寄生ダイオードの順方向が前記第２ノードから前記第１ノードに向かう方向である第２ＭＯＳトランジスタであり、
前記第２電圧端子と前記第４電圧端子との間に入力した電圧より低い電圧を前記第１電圧端子と前記第３電圧端子との間から出力する降圧動作の際に、前記第１ＭＯＳトランジスタは、オンおよびオフを繰り返し、前記第２ＭＯＳトランジスタは、オフしながら前記寄生ダイオードで電流を流してもよい。

本発明の一態様に係る電力変換装置は、
入力電力から所望する出力電力を生成する電力変換装置であって、
第１入力ノードと第１出力ノードとの間に接続された第１整流素子と、
前記第１出力ノードと第２入力ノードとの間に接続された第２整流素子と、
前記第１入力ノードと第２出力ノードとの間に接続された第３整流素子と、
前記第２出力ノードと前記第２入力ノードとの間に接続された第４整流素子と、
前記第１入力ノードと前記第２入力ノードとの間において、前記第１および第２整流素子または前記第３および第４整流素子に直列接続された少なくとも１つのリアクトルと、
前記リアクトルの一端と他端との間において前記リアクトルに並列接続された少なくとも１つの第５整流素子と、を備える。

前記電力変換装置において、
前記第１〜第４整流素子は、スイッチ素子であり、
前記スイッチ素子は、スイッチング動作によって前記第１入力ノードと前記第２入力ノードとの間に入力された直流電圧を交流電圧に変換してもよい。

前記電力変換装置において、
前記第１出力ノードと前記第２出力ノードとの間に接続された一次巻線と、前記一次巻線に電磁結合する二次巻線とを有するトランスと、
前記二次巻線に接続された整流回路と、を備え、
前記第１整流素子と前記第４整流素子との組および前記第２整流素子と前記第３整流素子との組のうち、一方は、スイッチ素子の組であり、他方は、ダイオードの組であり、
前記スイッチ素子の組は、ともにオンすることで前記一次巻線に電流を流し、
前記ダイオードの組は、前記スイッチ素子の組がオフしたときに前記一次巻線への電流入力を阻止する、請求項１１に記載の電力変換装置。

前記電力変換装置において、
前記第１出力ノードと前記第２出力ノードとの間に接続された一次巻線と、前記一次巻線に電磁結合する二次巻線とを有するトランスと、
前記二次巻線に接続された整流回路と、を備えてもよい。

本発明の電力変換装置では、チョークコイルの放電電流の電流経路上において第１整流素子に直列接続されたリアクトルによって、第１整流素子のリカバリー電流を抑制することができ、また、リアクトルに並列接続された第２整流素子によって、サージ電圧を抑制することができる。

非絶縁型双方向チョッパ方式のＤＣ−ＤＣコンバータの態様である第１の実施形態の電力変換装置１を示す回路図である。 図１の電力変換装置１の昇圧動作を示す電流／電圧波形図である。 第１の実施形態の変形例を示す電力変換装置１の回路図である。 図３の電力変換装置１の降圧動作を示す電流／電圧波形図である。 非絶縁型昇圧チョッパ方式のＤＣ−ＤＣコンバータの態様である第２の実施形態の電力変換装置１を示す回路図である。 非絶縁型降圧チョッパ方式のＤＣ−ＤＣコンバータの態様である第３の実施形態の電力変換装置１を示す回路図である。 非絶縁型バックブースト方式のＤＣ−ＤＣコンバータの態様である第４の実施形態の電力変換装置１を示す回路図である。 非絶縁型インバータの態様である第５の実施形態の電力変換装置１を示す回路図である。 絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの態様である第６の実施形態の電力変換装置１を示す回路図である。 絶縁型ダブルフォワード方式のＤＣ−ＤＣコンバータの態様である第７の実施形態の電力変換装置１を示す回路図である。

以下、図面を参照して本発明に係る実施形態を説明する。本実施形態は、本発明を限定するものではない。

（第１の実施形態）
図１は、非絶縁型双方向チョッパ方式のＤＣ−ＤＣコンバータの態様である第１の実施形態の電力変換装置１を示す回路図である。

電力変換装置１は、入力電力から所望する出力電力を生成する。具体的には、図１に示すように、電力変換装置１は、第２ＭＯＳトランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）Ｑ２と、チョークコイルＬと、第１ＭＯＳトランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）Ｑ１と、過飽和リアクトル１１と、ダイオード１２とを備える。第２ＭＯＳトランジスタＱ２は、スイッチ素子の一例である。第１ＭＯＳトランジスタＱ１は、第１整流素子の一例である。過飽和リアクトル１１は、リアクトルの一例である。リアクトルは、フェライトビーズ等であってもよい。ダイオード１２は、第２整流素子の一例である。また、電力変換装置１は、制御回路１３と、第１平滑化コンデンサ１４と、第２平滑化コンデンサ１５とを備える。

第２ＭＯＳトランジスタＱ２は、第１電圧端子Ｔ１と第２電圧端子Ｔ２との間の第１ノードＮ１と、第３電圧端子Ｔ３と第４電圧端子Ｔ４との間の第１ノードＮ２との間に接続されている。具体的には、第２ＭＯＳトランジスタＱ２は、ドレインが第１ノードＮ１に接続され、ソースが第２ノードＮ２に接続され、ゲートが制御回路１３に接続されたｎＭＯＳトランジスタである。第２ＭＯＳトランジスタＱ２の寄生ダイオードの順方向は、第２ノードＮ２から第１ノードＮ１に向かう方向である。第２ＭＯＳトランジスタＱ２は、ｐＭＯＳトランジスタであってもよい。第２ＭＯＳトランジスタＱ２は、制御回路１３から入力されたゲート電圧（制御信号）にしたがってオンオフする。

チョークコイルＬは、第１電圧端子Ｔ１と第１ノードＮ１との間に接続されている。チョークコイルＬは、第２ＭＯＳトランジスタＱ２がオンするときに、入力電圧に基づく電流のエネルギーを蓄積（充電）する。また、チョークコイルＬは、第２ＭＯＳトランジスタＱ２がオフするときに、蓄積されたエネルギーに基づく放電電流を流す。

第１ＭＯＳトランジスタＱ１は、第１ノードＮ１と第２電圧端子Ｔ２との間に接続されている。具体的には、第１ＭＯＳトランジスタＱ１は、ソースが第１ノードＮ１に接続され、ドレインが過飽和リアクトル１１の一端およびダイオード１２のアノードに接続され、ゲートが制御回路１３に接続されたｎＭＯＳトランジスタである。第１ＭＯＳトランジスタＱ１の寄生ダイオードの順方向は、第１ノードＮ１から第２電圧端子Ｔ２に向かう方向である。第１ＭＯＳトランジスタＱ１は、ｐＭＯＳトランジスタであってもよい。第２ＭＯＳトランジスタＱ２は、チョークコイルＬの放電電流を整流する。

過飽和リアクトル１１は、チョークコイルＬの放電電流の電流経路上において、第１ＭＯＳトランジスタＱ１に直列接続されている。具体的には、過飽和リアクトル１１は、第１ノードＮ１と第２電圧端子Ｔ２との間において、第１ＭＯＳトランジスタＱ１に直列接続されている。より具体的には、過飽和リアクトル１１は、第１ＭＯＳトランジスタＱ１と第２電圧端子Ｔ２との間に接続されている。過飽和リアクトル１１は、第１ＭＯＳトランジスタＱ１のリカバリー電流を抑制する。

ダイオード１２は、過飽和リアクトル１１の一端と他端との間において過飽和リアクトル１１に並列接続されている。ダイオード１２の順方向は、第１ノードＮ１から第２電圧端子Ｔ２に向かう方向である。

第１平滑化コンデンサ１４は、一端が第１電圧端子Ｔ１とチョークコイルＬとの間に接続され、他端が第３電圧端子Ｔ３と第２ノードＮ２との間に接続されている。第２平滑化コンデンサ１５は、一端が過飽和リアクトル１１と第２電圧端子Ｔ２との間に接続され、他端が第２ノードＮ２と第４電圧端子Ｔ４との間に接続されている。

以上の構成を有する電力変換装置１の動作例について説明する。

（昇圧動作）
先ず、第１電圧端子Ｔ１と第３電圧端子Ｔ３との間に入力した電圧より高い電圧を第２電圧端子Ｔ２と第４電圧端子Ｔ４との間から出力する昇圧動作について説明する。

図２は、図１の電力変換装置１の昇圧動作を示す電流／電圧波形図である。図２において、Ｖｉｎ_ｂは、昇圧動作時に第１および第３電圧端子Ｔ１、Ｔ３間に入力される電圧（入力電圧）である。Ｉ＿Ｌ_ｂは、昇圧動作時にチョークコイルＬに流れる電流である。Ｖｇｓ＿Ｑ２_ｂは、昇圧動作において第２ＭＯＳトランジスタＱ２に入力されるゲート電圧（ゲート−ソース間電圧）である。Ｖｇｓ＿Ｑ１_ｂは、昇圧動作時における第１ＭＯＳトランジスタＱ１のゲート電圧である。Ｖｄｓ＿Ｑ２_ｂは、昇圧動作時における第２ＭＯＳトランジスタＱ２のドレイン電圧（ドレイン−ソース間電圧）である。Ｉｄ＿Ｑ２_ｂは、昇圧動作時に第２ＭＯＳトランジスタＱ２に流れるドレイン電流（ドレイン−ソース間電流）である。Ｉ＿Ｑ１_ｂは、昇圧動作時に第１ＭＯＳトランジスタＱ１の寄生ダイオードに流れる電流である。

昇圧動作においては、前提として、第１電圧端子Ｔ１と第３電圧端子Ｔ３との間に不図示の直流電源を接続し、第２電圧端子Ｔ２と第４電圧端子Ｔ４との間に不図示の負荷を接続する。

このような前提の下で、制御回路１３は、第２ＭＯＳトランジスタＱ２をオンオフ制御する。具体的には、図２のＶｇｓ＿Ｑ２_ｂに示すように、制御回路１３は、第２ＭＯＳトランジスタＱ２に対して、所定の周期Ｔごとに所定の印加時間Ｔｏｎでしきい値電圧Ｖｔｈ以上のゲート電圧Ｖｇｓ＿Ｑ２_ｂを入力（印加）する。印加時間Ｔｏｎ（以下、オン時間ともいう）は、周期Ｔから非印加時間Ｔｏｆｆ（以下、オフ時間ともいう）を減じた時間である。

ゲート電圧Ｖｇｓ＿Ｑ２_ｂが入力されることで、第２ＭＯＳトランジスタＱ２は、周期Ｔに従ってオンおよびオフを繰り返す。

具体的には、図２のＩｄｓ＿Ｑ２_ｂに示すように、第２ＭＯＳトランジスタＱ２は、オン時間Ｔｏｎにオンすることで、第１平滑化コンデンサ１４で平滑化された入力電圧Ｖｉｎ_ｂ（直流電圧）に基づくドレイン電流Ｉｄｓ＿Ｑ２_ｂを流す。図１に示すように、ドレイン電流Ｉｄｓ＿Ｑ２_ｂは、第１電圧端子Ｔ１（正極）から、チョークコイルＬおよび第２ＭＯＳトランジスタＱ２を経て第３電圧端子Ｔ３（負極）に流れる。ドレイン電流Ｉｄｓ＿Ｑ２_ｂが流れることで、チョークコイルＬにエネルギーが蓄えられる。したがって、ドレイン電流Ｉｄｓ＿Ｑ２_ｂは、オン時間ＴｏｎにおいてチョークコイルＬの電流Ｉ＿Ｌ_ｂと一致する。

また、第２ＭＯＳトランジスタＱ２は、オフ時間Ｔｏｆｆにオフすることで、チョークコイルＬに蓄えられたエネルギーを放電させる。

一方、図２のＶｇｓ＿Ｑ１_ｂに示すように、昇圧動作時において、第１ＭＯＳトランジスタＱ１はオフしたままである。第１ＭＯＳトランジスタＱ１は、オフしながら寄生ダイオードでチョークコイルＬの放電電流Ｉ＿Ｑ１_ｂを流す。電流Ｉ＿Ｑ１_ｂは、オフ時間ＴｏｆｆにおけるチョークコイルＬの電流Ｉ＿Ｌ_ｂと一致する。

チョークコイルＬの放電電流Ｉ＿Ｑ１_ｂは、第２平滑化コンデンサ１５によって平滑化されることで、出力電流Ｉｏｕｔ_ｂに変換される。出力電流Ｉｏｕｔ_ｂが第２電圧端子Ｔ２に流れ込むことで、第２電圧端子Ｔ２と第２電圧端子Ｔ４との間（負荷）には、出力電圧が印加される。出力電圧は、入力電圧Ｖｉｎ_ｂにチョークコイルＬの放電電圧を加えた電圧であるため、入力電圧Ｖｉｎ_ｂより大きい。したがって、昇圧動作により、入力電圧Ｖｉｎ_ｂに対して昇圧された出力電圧が得られる。

ここで、既述したように、オフ時間Ｔｏｆｆにおいて、第１ＭＯＳトランジスタＱ１の寄生ダイオードには、電流Ｉ＿Ｑ１_ｂが流れる。オフ時間Ｔｏｆｆが終了すると、再びオン時間ＴｏｎになってチョークコイルＬにエネルギーが蓄えられるため、第１ＭＯＳトランジスタＱ１（寄生ダイオード）の電圧（印加電圧）が大きく変化するおそれがある。第１ＭＯＳトランジスタＱ１の電圧が大きく変化することで、第１ＭＯＳトランジスタＱ１に大きいリカバリー電流が発生するおそれがある。

しかるに、第１の実施形態において、第１ＭＯＳトランジスタＱ１には、チョークコイルＬの放電電流Ｉ＿Ｑ１_ｂの電流経路上において直列に過飽和リアクトル１１が接続されている。過飽和リアクトル１１が接続されていることで、チョークコイルＬの充電開始時における第１ＭＯＳトランジスタＱ１のリカバリー電流Ｉ＿Ｑ１_ｂ＿Ｒを、過飽和リアクトル１１の定電流特性によって有効に抑制することができる（図２参照）。

一方、過飽和リアクトル１１のインピーダンスが大きい場合、チョークコイルＬの放電開始時（Ｔｏｆｆの開始時）に、過飽和リアクトル１１がチョークコイルＬの放電電流Ｉ＿Ｑ１_ｂを流せないおそれがある。チョークコイルＬの放電電流Ｉ＿Ｑ１_ｂを流せないことで、第２ＭＯＳトランジスタＱ２に大きいサージ電圧が印加されるおそれがある。

しかるに、第１の実施形態において、過飽和リアクトル１１には、ダイオード１３が並列接続されている。ダイオード１３が並列接続されていることで、チョークコイルＬの放電電流Ｉ＿Ｑ１_ｂをダイオード１３で流すことができる。これにより、チョークコイルＬの放電開始時における第２ＭＯＳトランジスタＱ２のサージ電圧Ｖｄｓ＿Ｑ２_ｂ＿Ｓを有効に抑制することができる（図２参照）。

したがって、第１の実施形態によれば、昇圧動作時において、リカバリー電流とサージ電圧との双方を有効に抑制できる。

（降圧動作）
次に、第２電圧端子Ｔ２と第４電圧端子Ｔ４との間に入力した電圧より低い電圧を第１電圧端子Ｔ１と第３電圧端子Ｔ３との間から出力する降圧動作について説明する。降圧動作においては、前提として、第２電圧端子Ｔ２と第４電圧端子Ｔ４との間に不図示の直流電源を接続し、第１電圧端子Ｔ１と第３電圧端子Ｔ３との間に不図示の負荷を接続する。

このような前提の下で、制御回路１３は、第１ＭＯＳトランジスタＱ１をオンオフ制御する。第１ＭＯＳトランジスタＱ１は、オンしたときに、第２平滑化コンデンサ１５で平滑化された入力電圧に基づくドレイン電流Ｉｄｓ＿Ｑ１_ｄを流す（図１参照）。ドレイン電流Ｉｄｓ＿Ｑ１_ｄは、第２電圧端子Ｔ２（正極）から、第１ＭＯＳトランジスタＱ１およびチョークコイルＬを経て第１電圧端子Ｔ１に流れる。ドレイン電流Ｉｄｓ＿Ｑ１_ｄが流れることで、チョークコイルＬにエネルギーが蓄えられる。

また、第１ＭＯＳトランジスタＱ１は、オフしたときに、チョークコイルＬに蓄えられたエネルギーを放電させる。

一方、降圧動作時において、第２ＭＯＳトランジスタＱ２はオフしたままである。第２ＭＯＳトランジスタＱ２は、オフしながら寄生ダイオードでチョークコイルＬの放電電流Ｉ＿Ｑ２_ｄを流す（図１参照）。

チョークコイルＬに流れる電流は、第１平滑化コンデンサ１４によって平滑化されて第１電圧端子Ｔ１に流れ込む。これにより、第１電圧端子Ｔ１と第３電圧端子Ｔ３との間（負荷）には、出力電圧が印加される。出力電圧は、チョークコイルＬの充電時に蓄積されたエネルギーのみに基づく（入力電圧が加わっていない）ので、入力電圧より小さい。したがって、降圧動作により、入力電圧に対して降圧された出力電圧が得られる。また、ダイオード１２により、第１ＭＯＳトランジスタＱ１がオフしたときに過飽和リアクトル１１に蓄積されるエネルギーに基づくサージ電圧を、有効に抑制することができる。ダイオード１２は、電流を還流して過飽和リアクトル１１へのエネルギーの蓄積を抑制することで、サージ電圧を抑制することができる。

以上述べたように、第１の実施形態によれば、昇圧動作時のチョークコイルＬの放電電流経路上において第１ＭＯＳトランジスタＱ１に直列接続された過飽和リアクトル１１により、昇圧動作時におけるリカバリー電流を有効に抑制できる。また、過飽和リアクトル１１に並列接続されたダイオード１２により、第２ＭＯＳトランジスタＱ２のサージ電圧を有効に抑制することができる。なお、過飽和リアクトル１１を、第１ノードＮ１と第１ＭＯＳトランジスタＱ１との間に接続してもよい。この場合においても、昇圧動作時においてリカバリー電流とサージ電圧との双方を有効に抑制できる。

（変形例）
次に、第１の実施形態の変形例として、降圧動作時におけるリカバリー電流およびサージ電圧を抑制する非絶縁型双方向チョッパ方式のＤＣ−ＤＣコンバータについて説明する。なお、本変形例の説明にあたり、図１の電力変換装置１に対応する構成部については、同一の符号を用いて重複した説明を省略する。図３は、第１の実施形態の変形例を示す電力変換装置１の回路図である。

図３に示すように、本変形例の電力変換装置１は、図１の電力変換装置１に対して、過飽和リアクトル１１およびダイオード１２の位置が異なる。具体的には、本変形例において、過飽和リアクトル１１は、第１ノードＮ１と第２ノードＮ２との間において、第２ＭＯＳトランジスタＱ２に直列接続されている。具体的には、過飽和リアクトル１１は、一端が第１ノードＮ１に接続され、他端が第２ＭＯＳトランジスタＱ２のドレインに接続されている。なお、図１と異なり、本変形例（図３）では、第１ＭＯＳトランジスタＱ１ではなく、第２ＭＯＳトランジスタＱ２が、チョークコイルＬの放電電流を整流する第１整流素子として機能する。また、本変形例では、第２ＭＯＳトランジスタＱ２ではなく、第１ＭＯＳトランジスタＱ１が、スイッチ素子として機能する。

図１の電力変換装置１が昇圧動作時におけるリカバリー電流およびサージ電圧を抑制するのに対して、本変形例の電力変換装置１は、降圧動作時におけるリカバリー電流およびサージ電圧を抑制する。以下、このような本変形例の電力変換装置１の動作例について説明する。

図４は、図３の電力変換装置１の降圧動作を示す電流／電圧波形図である。図４において、Ｖｉｎ_ｄは、降圧動作時における第２および第４電圧端子Ｔ２、Ｔ４間への入力電圧である。Ｉ＿Ｌ_ｄは、降圧動作時にチョークコイルＬに流れる電流である。Ｖｇｓ＿Ｑ２_ｄは、降圧動作時における第２ＭＯＳトランジスタＱ２のゲート電圧である。Ｖｇｓ＿Ｑ１_ｄは、降圧動作時における第１ＭＯＳトランジスタＱ１のゲート電圧である。Ｖｄｓ＿Ｑ１_ｄは、降圧動作時における第１ＭＯＳトランジスタＱ１のドレイン電圧である。Ｉｄ＿Ｑ１_ｄは、降圧動作時に第１ＭＯＳトランジスタＱ１に流れるドレイン電流である。Ｉ＿Ｑ２_ｄは、降圧動作時に第２ＭＯＳトランジスタＱ２の寄生ダイオードに流れる電流である。

降圧動作時において、制御回路１３は、第１ＭＯＳトランジスタＱ１に対して、所定の周期Ｔおよび印加時間Ｔｏｎ（オン時間）で、しきい値電圧Ｖｔｈ以上のゲート電圧Ｖｇｓ＿Ｑ１_ｄを印加する（図４参照）。ゲート電圧Ｖｇｓ＿Ｑ１_ｄが印加されることで、第１ＭＯＳトランジスタＱ１はオンおよびオフを繰り返す。

図４のＩｄｓ＿Ｑ１_ｄに示すように、第１ＭＯＳトランジスタＱ１は、オンしたときに、第２平滑化コンデンサ１５によって平滑化された入力電圧Ｖｉｎ_ｄに基づくドレイン電流Ｉｄｓ＿Ｑ１_ｄを流す。ドレイン電流Ｉｄｓ＿Ｑ１_ｄが流れることで、チョークコイルＬにエネルギーが蓄えられる。ドレイン電流Ｉｄｓ＿Ｑ１_ｄは、オン時間ＴｏｎにおけるチョークコイルＬの電流Ｉ＿Ｌ_ｄと一致する。

また、第１ＭＯＳトランジスタＱ１は、オフしたときに、チョークコイルＬに蓄えられたエネルギーを放電させる。

一方、図４のＶｇｓ＿Ｑ２_ｄに示すように、降圧動作時において、第２ＭＯＳトランジスタＱ２はオフしたままである。第２ＭＯＳトランジスタＱ２は、オフしながら寄生ダイオードでチョークコイルＬの放電電流Ｉ＿Ｑ２_ｄを流す。

チョークコイルＬの放電電流Ｉ＿Ｑ２_ｄは、第１平滑化コンデンサ１４によって平滑化されることで、出力電流Ｉｏｕｔ_ｄに変換される。出力電流Ｉｏｕｔ_ｄが第１電圧端子Ｔ１に流れ込むことで、入力電圧Ｖｉｎ_ｄに対して降圧された出力電圧が得られる。

ここで、既述したように、図４のオフ時間Ｔｏｆｆにおいて、第２ＭＯＳトランジスタＱ２には電流Ｉ＿Ｑ２_ｄが流れる。オフ時間Ｔｏｆｆが終了すると、再びオン時間ＴｏｎになってチョークコイルＬにエネルギーが蓄えられるため、第２ＭＯＳトランジスタＱ２（寄生ダイオード）の電圧が大きく変化するおそれがある。第２ＭＯＳトランジスタＱ２の電圧が大きく変化することで、第２ＭＯＳトランジスタＱ２に大きいリカバリー電流が発生するおそれがある。

しかるに、本変形例において、第２ＭＯＳトランジスタＱ２には、チョークコイルＬの放電電流Ｉ＿Ｑ２_ｄの電流経路上において直列に過飽和リアクトル１１が接続されている。

過飽和リアクトル１１が接続されていることで、チョークコイルＬの充電開始時における第２ＭＯＳトランジスタＱ２のリカバリー電流Ｉ＿Ｑ２_ｄ＿Ｒを、過飽和リアクトル１１の定電流特性によって有効に抑制することができる（図４参照）。

一方、過飽和リアクトル１１のインピーダンスが大きい場合、チョークコイルＬの放電開始時（Ｔｏｆｆの開始時）に、過飽和リアクトル１１がチョークコイルＬの放電電流Ｉ＿Ｑ２_ｄを流せないおそれがある。チョークコイルＬの放電電流Ｉ＿Ｑ２_ｄを流せないことで、第１ＭＯＳトランジスタＱ１に大きいサージ電圧が印加されるおそれがある。

しかるに、本変形例において、過飽和リアクトル１１には、ダイオード１２が並列接続されている。ダイオード１２が並列接続されていることで、チョークコイルＬの放電電流Ｉ＿Ｑ２_ｄをダイオード１２で流すことができる。これにより、チョークコイルＬの放電開始時における第１ＭＯＳトランジスタＱ１のサージ電圧Ｖｄｓ＿Ｑ１_ｄ＿Ｓを有効に抑制することができる（図４参照）。

したがって、本変形例によれば、降圧動作時において、リカバリー電流とサージ電圧との双方を有効に抑制できる。

なお、過飽和リアクトル１１を、第２ＭＯＳトランジスタＱ２と第２ノードＮ２との間に接続してもよい。この場合においても、降圧動作時においてリカバリー電流とサージ電圧との双方を有効に抑制できる。

また、図３の電力変換装置１と図１の電力変換装置１とを組み合わせ、第１ノードＮ１と第２電圧端子Ｔ２との間において第１ＭＯＳトランジスタＱ１に直列接続された第１の過飽和リアクトル１１と、第１ノードＮ１と第２ノードＮ２との間において第２ＭＯＳトランジスタＱ２に直列接続された第２の過飽和リアクトル１１とを設けてもよい。また、これにあわせて、第１の過飽和リアクトル１１に並列接続された第１のダイオード１２と、第２の過飽和リアクトル１１に並列接続された第２のダイオード１２とを設けてもよい。

このような構成によれば、第１の過飽和リアクトル１１および第１のダイオード１２によって、昇圧動作時におけるリカバリー電流およびサージ電圧を抑制でき、また、第２の過飽和リアクトル１１および第２のダイオード１２によって、降圧動作時におけるリカバリー電流およびサージ電圧を抑制できる。

以上述べたように、第１の実施形態の変形例によれば、降圧動作時において、リカバリー電流とサージ電圧との双方を有効に抑制できる。

（第２の実施形態）
次に、第２の実施形態として、非絶縁型昇圧チョッパ方式のＤＣ−ＤＣコンバータの態様の電力変換装置１について説明する。なお、第２の実施形態の説明にあたり、第１の実施形態の電力変換装置１に対応する構成部については、同一の符号を用いて重複した説明を省略する。図５は、非絶縁型昇圧チョッパ方式のＤＣ−ＤＣコンバータの態様である第２の実施形態の電力変換装置１を示す回路図である。

図５に示すように、第２の実施形態の電力変換装置１は、図１の電力変換装置１に対して、昇圧動作のみを行う構成である点が異なる。具体的には、第２の実施形態の電力変換装置１は、図１の電力変換装置１に対して、第１ＭＯＳトランジスタＱ１の代わりにダイオードＤを備える点が異なる。

図５に示すように、ダイオードＤは、順方向が第１ノードＤ１から第２電圧端子Ｔ２に向かうように、過飽和リアクトル１１と第２電圧端子Ｔ２との間に接続されている。具体的には、ダイオードＤのアノードは、過飽和リアクトル１１の一端およびダイオード１２のカソードに接続されている。ダイオードＤのカソードは、第２平滑化コンデンサ１５の一端および第２電圧端子Ｔ２に接続されている。

図５に示すように、第２の実施形態の電力変換装置１は、第２ＭＯＳトランジスタＱ２がオンしたときに流れる電流Ｉｄｓ＿Ｑ２_ｂでチョークコイルＬにエネルギーを蓄え、第２ＭＯＳトランジスタＱ２がオフしたときに流れるチョークコイルＬの放電電流Ｉ＿Ｄ_ｂを、ダイオードで流す。

第２の実施形態において、ダイオードＤには、チョークコイルＬの放電電流Ｉ＿Ｄ_ｂの電流経路上において直列に過飽和リアクトル１１が接続されている。過飽和リアクトル１１が接続されていることで、チョークコイルＬにエネルギーを蓄え始める時におけるダイオードＤのリカバリー電流を、過飽和リアクトル１１の定電流特性によって有効に抑制することができる。

また、第１の実施形態と同様に、チョークコイルＬの放電開始時における第２ＭＯＳトランジスタＱ２のサージ電圧を有効に抑制することができる。

なお、第２の実施形態において、ダイオードＤを第１ノードＮ１と過飽和リアクトル１１との間に接続してもよい。また、チョークコイルＬを第３電圧端子Ｔ３と第２ノードＮ２との間に接続してもよい。また、過飽和リアクトル１１を第２ノードＮ２と第４電圧端子Ｔ４との間に接続するとともに、順方向が第４電圧端子Ｔ４から第２ノードＮ２に向かうダイオード１２を、過飽和リアクトル１１に並列接続してもよい。この場合、ダイオードＤは、第２ノードＮ２と過飽和リアクトル１１との間に接続してもよく、または、過飽和リアクトル１１と第４電圧端子Ｔ４との間に接続してもよい。これらの場合においても、図５の構成と同様に、チョークコイルＬにエネルギーを蓄え始める時におけるダイオードＤのリカバリー電流と、チョークコイルＬの放電開始時における第２ＭＯＳトランジスタＱ２のサージ電圧とを有効に抑制することができる。

以上述べたように、第２の実施形態によれば、リカバリー電流とサージ電圧との双方を有効に抑制した昇圧動作が可能である。

（第３の実施形態）
次に、第３の実施形態として、非絶縁型降圧チョッパ方式のＤＣ−ＤＣコンバータの態様の電力変換装置１について説明する。なお、第３の実施形態の説明にあたり、第１の実施形態の電力変換装置１に対応する構成部については、同一の符号を用いて重複した説明を省略する。図６は、非絶縁型降圧チョッパ方式のＤＣ−ＤＣコンバータの態様である第３の実施形態の電力変換装置１を示す回路図である。

図６に示すように、第３の実施形態の電力変換装置１は、図３の電力変換装置１に対して、降圧動作のみを行う構成である点が異なる。具体的には、第３の実施形態の電力変換装置１は、図３の電力変換装置１に対して、第２ＭＯＳトランジスタＱ２の代わりにダイオードＤを備える点が異なる。

具体的には、図６に示すように、ダイオードＤは、アノードが過飽和リアクトル１１の一端およびダイオード１２のカソードに接続され、カソードが第１ノードＮ１に接続されている。

図６に示すように、第３の実施形態の電力変換装置１は、第１ＭＯＳトランジスタＱ１がオンしたときに流れる電流Ｉｄｓ＿Ｑ１_ｄによってチョークコイルＬにエネルギーを蓄え、第１ＭＯＳトランジスタＱ１がオフしたときに流れるチョークコイルＬの放電電流Ｉ＿Ｄ_ｄを、ダイオードＤで整流する。

第３の実施形態において、ダイオードＤには、チョークコイルＬの放電電流Ｉ＿Ｄ_ｄの電流経路上において直列に過飽和リアクトル１１が接続されている。過飽和リアクトル１１が接続されていることで、チョークコイルＬにエネルギーを蓄え始める時におけるダイオードＤのリカバリー電流を、過飽和リアクトル１１の定電流特性によって有効に抑制することができる。

また、図３の構成と同様に、ダイオード１２により、チョークコイルＬの放電開始時における第１ＭＯＳトランジスタＱ１のサージ電圧を有効に抑制することができる。

なお、第３の実施形態において、ダイオードＤを過飽和リアクトル１１と第２ノードＮ２との間に接続してもよい。また、チョークコイルＬを第３電圧端子Ｔ３と第２ノードＮ２との間に接続してもよい。また、第１ＭＯＳトランジスタＱ１を第２ノードＮ２と第４電圧端子Ｔ４との間に接続してもよい。これらの場合においても、チョークコイルＬにエネルギーを蓄え始める時におけるダイオードＤのリカバリー電流およびチョークコイルＬの放電開始時における第１ＭＯＳトランジスタＱ１のサージ電圧を有効に抑制することができる。

以上述べたように、第３の実施形態によれば、リカバリー電流とサージ電圧との双方を有効に抑制した降圧動作が可能である。

（第４の実施形態）
次に、第４の実施形態として、非絶縁型バックブースト方式のＤＣ−ＤＣコンバータの態様の電力変換装置１について説明する。なお、第４の実施形態の説明にあたり、第１の実施形態の電力変換装置１に対応する構成部については、同一の符号を用いて重複した説明を省略する。図７は、非絶縁型バックブースト方式のＤＣ−ＤＣコンバータの態様である第４の実施形態の電力変換装置１を示す回路図である。

第４の実施形態の電力変換装置１は、第１の実施形態の電力変換装置１に対して、入力電圧の極性を反転した直流電圧（負電圧）を出力する点が異なる。

具体的には、第４の実施形態において、チョークコイルＬは、第１ノードＮ１と第２ノードＮ２との間に接続されている。また、スイッチ素子としての第１ＭＯＳトランジスタＱ１は、第１電圧端子Ｔ１と第１ノードＮ１との間に接続されている。具体的には、第１ＭＯＳトランジスタＱ１は、ドレインが第１電圧端子Ｔ１に接続され、ソースが第１ノードＮ１に接続されている。また、第１整流素子としてのダイオードＤは、第２ノードＮ２と第４電圧端子Ｔ４との間に接続されている。具体的には、ダイオードＤは、アノードが過飽和リアクトル１１の一端およびダイオード１２のカソードに接続され、カソードが第４電圧端子Ｔ４に接続されている。過飽和リアクトル１１は、第２ノードＮ２と第４電圧端子Ｔ４との間において、ダイオードＤに直列接続されている。

図７に示すように、第４の実施形態の電力変換装置１は、第１ＭＯＳトランジスタＱ１がオンしたときに流れる電流Ｉｄｓ＿Ｑ１でチョークコイルＬにエネルギーを蓄え、第１ＭＯＳトランジスタＱ１がオフしたときに流れるチョークコイルＬの放電電流Ｉ＿Ｄを、ダイオードＤで整流する。

第４の実施形態において、ダイオードＤには、チョークコイルＬの放電電流Ｉ＿Ｄの電流経路上において直列に過飽和リアクトル１１が接続されている。過飽和リアクトル１１が接続されていることで、チョークコイルＬにエネルギーを蓄え始める時におけるダイオードＤのリカバリー電流を、過飽和リアクトル１１の定電流特性によって有効に抑制することができる。

また、第１の実施形態と同様に、ダイオード１２により、チョークコイルＬの放電開始時における第１ＭＯＳトランジスタＱ１のサージ電圧を有効に抑制することができる。

なお、第４の実施形態において、ダイオードＤを過飽和リアクトル１１と第２ノードＮ２との間に接続してもよい。また、第１ＭＯＳトランジスタＱ１を第３電圧端子Ｔ３と第２ノードＮ２との間に接続してもよい。これらの場合においても、チョークコイルＬにエネルギーを蓄え始める時におけるダイオードＤのリカバリー電流およびチョークコイルＬの放電開始時における第１ＭＯＳトランジスタＱ１のサージ電圧を有効に抑制することができる。

以上述べたように、第４の実施形態によれば、リカバリー電流とサージ電圧との双方を有効に抑制した負電源を構成できる。

（第５の実施形態）
次に、第５の実施形態として、非絶縁型インバータの態様の電力変換装置１について説明する。なお、第５の実施形態の説明にあたり、第１の実施形態の電力変換装置１に対応する構成部については、同一の符号を用いて重複した説明を省略する。図８は、非絶縁型インバータの態様である第５の実施形態の電力変換装置１を示す回路図である。

第５の実施形態の電力変換装置１は、第１の実施形態の電力変換装置１に対して交流電圧を出力する点が異なる。

具体的には、図８に示すように、第５の実施形態の電力変換装置１は、第１整流素子の一例である第１ＭＯＳトランジスタＱ１と、第２整流素子の一例である第２ＭＯＳトランジスタＱ２と、第３整流素子の一例である第３ＭＯＳトランジスタＱ３と、第４整流素子の一例である第４ＭＯＳトランジスタＱ４とを備える。第１〜第４ＭＯＳトランジスタＱ１〜Ｑ４は、いずれも導電型がｎ型である。第１〜第４ＭＯＳトランジスタＱ１〜Ｑ４は、ブリッジ回路を構成している。各ＭＯＳトランジスタＱ１〜Ｑ４は、不図示の制御回路によってオンオフ制御される。

第１ＭＯＳトランジスタＱ１は、第１電圧端子Ｔ１に接続された第１入力ノードＮｉｎ１と、第２電圧端子Ｔ２に接続された第１出力ノードＮｏｕｔ１との間に接続されている。具体的には、第１ＭＯＳトランジスタＱ１は、ドレインが第１入力ノードＮｉｎ１側に接続され、ソースが第１出力ノードＮｏｕｔ１に接続されている。第２ＭＯＳトランジスタＱ２は、第１出力ノードＮｏｕｔ１と、第３電圧端子Ｔ３に接続された第２入力ノードＮｉｎ２との間に接続されている。具体的には、第２ＭＯＳトランジスタＱ２は、ドレインが第１出力ノードＮｏｕｔ１に接続され、ソースが第２入力ノードＮｉｎ２に接続されている。第３ＭＯＳトランジスタＱ３は、第１入力ノードＮｉｎ１と、第４電圧端子Ｔ４に接続された第２出力ノードＮｏｕｔ２との間に接続されている。具体的には、第３ＭＯＳトランジスタＱ３は、ドレインが第１入力ノードＮｉｎ１に接続され、ソースが第２出力ノードＮｏｕｔ２に接続されている。第４ＭＯＳトランジスタＱ４は、第２出力ノードＮｏｕｔ２と第２入力ノードＮｉｎ２との間に接続されている。具体的には、第４ＭＯＳトランジスタＱ４は、ドレインが第２出力ノードＮｏｕｔ２に接続され、ソースが第２入力ノードＮｉｎ２に接続されている。

そして、過飽和リアクトル１１は、第１入力ノードＮｉｎ１と第１出力ノードＮｏｕｔ１との間において第１ＭＯＳトランジスタＱ１に直列接続されている。具体的には、過飽和リアクトル１１は、第１入力ノードＮｉｎ１と第１ＭＯＳトランジスタＱ１のドレインとの間に接続されている。また、ダイオード１２は、アノードが第１ＭＯＳトランジスタＱ１のドレインに接続され、カソードが第１入力ノードＮｉｎ１に接続されている。

また、図８に示すように、第１出力ノードＮｏｕｔ１と第２電圧端子Ｔ２との間には、第１インダクタＬ１が接続されている。また、第２出力ノードＮｏｕｔ２と第４電圧端子Ｔ４との間には、第２インダクタＬ２が接続されている。

図８に示すように、第５の実施形態では、第２および第３ＭＯＳトランジスタＱ２、Ｑ３がオフし、第１および第４ＭＯＳトランジスタＱ１、Ｑ４がオンしたときに、第１の電流Ｉ１が流れる。第１の電流Ｉ１は、第１ＭＯＳトランジスタＱ１、第１インダクタＬ１、電圧端子Ｔ２、Ｔ４間の不図示の負荷、第２インダクタＬ２および第４ＭＯＳトランジスタＱ４の順に流れる。

一方、第１および第４ＭＯＳトランジスタＱ１、Ｑ４がオフして第２および第３ＭＯＳトランジスタＱ２、Ｑ３がオンしたときに、第２の電流Ｉ２が流れる。第２の電流Ｉ２は、第３ＭＯＳトランジスタＱ３、第２インダクタＬ２、負荷、第１インダクタＬ１および第２ＭＯＳトランジスタＱ２の順に流れる。

このように、第１の電流Ｉ１と第２の電流Ｉ２とを交互に流すことで、第２および第４電圧端子Ｔ２、Ｔ４間に交流電圧が印加される。

第５の実施形態において、第１ＭＯＳトランジスタＱ１には、過飽和リアクトル１１が直列接続されている。過飽和リアクトル１１が接続されていることで、第１ＭＯＳトランジスタＱ１がオフしたときの第１ＭＯＳトランジスタＱ１のリカバリー電流（第１の電流Ｉ１と逆方向の電流）を、過飽和リアクトル１１の定電流特性によって有効に抑制することができる。

また、ダイオード１２により、第１ＭＯＳトランジスタＱ１がオフしたときに過飽和リアクトル１１に蓄積されるエネルギーに基づくサージ電圧を、有効に抑制することができる。ダイオード１２は、電流を還流して過飽和リアクトル１１へのエネルギーの蓄積を抑制することで、サージ電圧を抑制することができる。

なお、第５の実施形態において、過飽和リアクトル１１を、第１出力ノードＮｏｕｔ１と第２入力ノードＮｉｎ２との間において第２ＭＯＳトランジスタＱ２に直列接続してもよい。また、過飽和リアクトル１１を、第１入力ノードＮｉｎ１と第２出力ノードＮｏｕｔ２との間において第３ＭＯＳトランジスタＱ３に直列接続してもよい。また、過飽和リアクトル１１を、第２出力ノードＮｏｕｔ２と第４ＭＯＳトランジスタＱ４との間において第４ＭＯＳトランジスタＱ４に直列接続してもよい。これらの場合においても、ＭＯＳトランジスタのオンオフによるリカバリー電流およびサージ電圧を有効に抑制することができる。

また、第５の実施形態において、不図示の制御回路は、第１〜第４ＭＯＳトランジスタＱ１〜Ｑ４の少なくとも１つをソフトスイッチングさせてもよい。ソフトスイッチングには、インダクタＬ１、Ｌ２やコンデンサ１５に蓄えたエネルギーを利用してもよい。ＭＯＳトランジスタＱ１〜Ｑ４をソフトスイッチングさせることで、スイッチングロスを低減することができる。

以上述べたように、第５の実施形態によれば、リカバリー電流とサージ電圧との双方を有効に抑制した逆変換が可能である。

（第６の実施形態）
次に、第６の実施形態として、絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの態様の電力変換装置１について説明する。なお、第６の実施形態の説明にあたり、第５の実施形態の電力変換装置１に対応する構成部については、同一の符号を用いて重複した説明を省略する。図９は、絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの態様である第６の実施形態の電力変換装置１を示す回路図である。

第６の実施形態の電力変換装置１は、第５の実施形態の電力変換装置１に対して、第１および第２インダクタＬ１、Ｌ２に代えてトランスＴＲおよび二次側の整流回路１７を有する点が異なる。

第６の実施形態では、第１〜第４ＭＯＳトランジスタＱ１〜Ｑ４のスイッチング動作によって、トランスＴＲの一次巻線Ｗ１に交流電圧が印加される。一次巻線Ｗ１に印加された交流電圧は、トランスＴＲによって変圧され、二次巻線Ｗ２から二次側の整流回路１７に入力される。整流回路１７に入力された交流電圧は、整流回路１７によって直流電圧に変換される。

第６の実施形態においては、第５の実施形態と同様に、第１ＭＯＳトランジスタＱ１に直列接続された過飽和リアクトル１１と、過飽和リアクトル１１に並列接続されたダイオード１２とによって、ＭＯＳトランジスタのオンオフによるリカバリー電流およびサージ電圧を有効に抑制できる。

したがって、第６の実施形態によれば、リカバリー電流とサージ電圧との双方を有効に抑制したＤＣ−ＤＣ変換が可能である。

（第７の実施形態）
次に、第７の実施形態として、絶縁型ダブルフォワード方式のＤＣ−ＤＣコンバータの態様の電力変換装置１について説明する。なお、第７の実施形態の説明にあたり、第６の実施形態の電力変換装置１に対応する構成部については、同一の符号を用いて重複した説明を省略する。図１０は、絶縁型ダブルフォワード方式のＤＣ−ＤＣコンバータの態様である第７の実施形態の電力変換装置１を示す回路図である。

第７の実施形態の電力変換装置１は、第６の実施形態の電力変換装置１に対して、第２および第３ＭＯＳトランジスタＱ２、Ｑ３に代えて第１および第２ダイオードＤ１、Ｄ２を備える点が異なる。第１および第２ダイオードＤ１、Ｄ２は、トランスＴＲに溜まった磁気エネルギーをリセットするためのリセットダイオードである。また、第７の実施形態の電力変換装置１は、第６の実施形態の電力変換装置１に対して、２つの過飽和リアクトル（第１および第２の２つの過飽和リアクトル１１＿１、１１＿２）と２つのダイオード１２（第１および第２のダイオード１２＿１、１２＿２）とを備える点も異なる。また、第７の実施形態では、二次側の整流回路１７の構成が特定されている。具体的には、整流回路１７は、二次巻線Ｗ２以外の構成として、第３ダイオードＤ３、第４ダイオードＤ４、チョークコイルＬおよび平滑化コンデンサＣを備えている。

第１ダイオードＤ１は、アノードが第２入力ノードＮｉｎ２に接続され、カソードが第１の過飽和リアクトル１１＿１の一端および第１のダイオード１２＿１のアノードに接続されている。第２ダイオードＤ２は、アノードが第２出力ノードＮｏｕｔ２に接続され、カソードが第２の過飽和リアクトル１１＿２の一端および第２のダイオード１２＿２のアノードに接続されている。

第１の過飽和リアクトル１１＿１は、第１出力ノードＮｏｕｔ１と第２入力ノードＮｉｎ２との間において第１ダイオードＤ１に直列接続されている。第１のダイオード１２＿１は、第１の過飽和リアクトル１１に並列接続されている。第２の過飽和リアクトル１１＿２は、第１入力ノードＮｉｎ１と第２出力ノードＮｏｕｔ２との間において第２ダイオードＤ２に直列接続されている。第２のダイオード１２＿２は、第２の過飽和リアクトル１１に並列接続されている。

第３ダイオードＤ３は、アノードが二次巻線Ｗ２の一端に接続され、カソードがチョークコイルＬの一端および第４ダイオードＤ４のカソードに接続されている。チョークコイルＬの他端は、平滑化コンデンサＣの一端に接続されている。第４ダイオードＤ４のアノードは、二次巻線Ｗ２の他端および平滑化コンデンサＣの他端に接続されている。また、平滑化コンデンサＣの一端には第２電圧端子Ｔ２が、他端には第４電圧端子Ｔ４がそれぞれ接続されており、両電圧端子Ｔ２、Ｔ４間には負荷Ｒが接続されている。

第７の実施形態において、不図示の制御回路は、第１および第４ＭＯＳトランジスタＱ１、Ｑ４を同時にオンオフする。

第１および第４ＭＯＳトランジスタＱ１、Ｑ４がオンしたときに、第１ＭＯＳトランジスタＱ１、一次巻線Ｗ１および第４ＭＯＳトランジスタＱ４の順に、電流Ｉｏｎ＿１が流れる。一次巻線Ｗ１には、電流Ｉｏｎ＿１に基づくエネルギーが蓄えられる。また、一次巻線Ｗ１に電流Ｉｏｎ＿１が流れることで、二次側の回路１７には、二次巻線Ｗ２の誘導起電力に基づく電流Ｉｏｎ＿２が流れる。電流Ｉｏｎ＿２は、第３ダイオードＤ３およびチョークコイルＬを経て負荷Ｒに流れる。このとき、チョークコイルＬには、電流Ｉｏｎ＿２に基づくエネルギーが蓄えられる。また、負荷Ｒの両端（端子Ｔ２、Ｔ４間）の電圧は、平滑化コンデンサＣによって直流電圧へと平滑化される。

一方、第１および第４ＭＯＳトランジスタＱ１、Ｑ４がオフしたときに、一次側の回路には、第１および第２ダイオードＤ１、Ｄ２を介して、一次巻線Ｗ１に蓄積されたエネルギーに基づく電流Ｉｏｆｆ＿１が流れる。電流Ｉｏｆｆ＿１によって、トランスＴＲに溜まった磁気エネルギーをリセットすることができる。また、このとき、二次側の回路１７には、チョークコイルＬに蓄えられたエネルギーに基づく電流（放電電流）Ｉｏｆｆ＿２が、負荷Ｒへと流れる。このようにして、負荷Ｒには、第１および第４ＭＯＳトランジスタＱ１、Ｑ４がオンするときもオフするときも、直流電圧が供給される。

ここで、ＭＯＳトランジスタＱ１、Ｑ４がオンしたときに、ダイオードＤ１、Ｄ２の電流変化が大きくなることで、ダイオードＤ１、Ｄ２に大きいリカバリー電流が発生する恐れがある。しかるに、第７の実施形態では、ダイオードＤ１、Ｄ２と直列の過飽和リアクトル１１＿１、１１＿２によって、リカバリー電流を有効に抑制できる。また、過飽和リアクトル１１＿１、１１＿２のインピーダンスに起因したサージ電圧を、過飽和リアクトル１１＿１、１１＿２と並列のダイオード１２＿１、１２＿２によって有効に抑制することができる。なお、第１および第４ＭＯＳトランジスタＱ１、Ｑ４に代えて第１および第２ダイオードＤ１、Ｄ２を設けるとともに、第１および第２ダイオードＤ１、Ｄ２に代えて第２および第３ＭＯＳトランジスタＱ２、Ｑ３を設けてもよい。この場合においても、ＭＯＳトランジスタＱ２、Ｑ３のオンにともなうダイオードＤ１、Ｄ２のリカバリー電流を、過飽和リアクトル１１＿１、１１＿２によって有効に抑制できる。また、過飽和リアクトル１１＿１、１１＿２のインピーダンスに起因したサージ電圧を、ダイオード１２＿１、１２＿２によって有効に抑制することができる。

したがって、第７の実施形態によれば、リカバリー電流とサージ電圧との双方を有効に抑制したＤＣ‐ＤＣ変換が可能である。

上述した実施形態は、あくまで一例であって、発明の範囲を限定するものではない。発明の要旨を逸脱しない限度において、上述した実施形態に対して種々の変更を行うことができる。変更された実施形態は、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれるものである。

１ 電力変換装置
Ｌ チョークコイル
Ｑ１ 第１ＭＯＳトランジスタ
Ｑ２ 第２ＭＯＳトランジスタ
１１ 過飽和リアクトル
１２ ダイオード

ここで、既述したように、オフ時間Ｔｏｆｆにおいて、第１ＭＯＳトランジスタＱ１の寄生ダイオードには、電流Ｉ＿Ｑ１ｂが流れる。オフ時間Ｔｏｆｆが終了すると、再びオン時間ＴｏｎになってチョークコイルＬにエネルギーが蓄えられるため、第１ＭＯＳトランジスタＱ１（寄生ダイオード）の電流（印加電流）が大きく変化するおそれがある。第１ＭＯＳトランジスタＱ１の電流が大きく変化することで、第１ＭＯＳトランジスタＱ１に大きいリカバリー電流が発生するおそれがある。

ここで、既述したように、図４のオフ時間Ｔｏｆｆにおいて、第２ＭＯＳトランジスタＱ２には電流Ｉ＿Ｑ２ｄが流れる。オフ時間Ｔｏｆｆが終了すると、再びオン時間ＴｏｎになってチョークコイルＬにエネルギーが蓄えられるため、第２ＭＯＳトランジスタＱ２（寄生ダイオード）の電流が大きく変化するおそれがある。第２ＭＯＳトランジスタＱ２の電流が大きく変化することで、第２ＭＯＳトランジスタＱ２に大きいリカバリー電流が発生するおそれがある。

Claims (14)

1. 入力電力から所望する出力電力を生成する電力変換装置であって、
   スイッチ素子と、
   前記スイッチ素子がオンするときに前記入力電圧に基づく電流のエネルギーを蓄積し、前記スイッチ素子がオフするときに前記蓄積されたエネルギーに基づく放電電流を流すチョークコイルと、
   前記放電電流を整流する第１整流素子と、
   前記放電電流の電流経路上において前記第１整流素子に直列接続されたリアクトルと、
   前記リアクトルの一端と他端との間において前記リアクトルに並列接続された第２整流素子と、を備える、電力変換装置。
2. 前記スイッチ素子は、第１電圧端子と第２電圧端子との間の第１ノードと、第３電圧端子と第４電圧端子との間の第２ノードとの間に接続され、
   前記チョークコイルは、前記第１電圧端子と前記第１ノードとの間または前記第３電圧端子と前記第２ノードとの間に接続され、
   前記第１整流素子は、前記第１ノードと前記第２電圧端子との間または前記第２ノードと第４電圧端子との間に接続され、
   前記リアクトルは、前記第１ノードと前記第２電圧端子との間または前記第２ノードと第４電圧端子との間において、前記第１整流素子に直列接続された、請求項１に記載の電力変換装置。
3. 前記スイッチ素子は、第１電圧端子と第２電圧端子との間の第１ノードと前記第２電圧端子との間、または、第３電圧端子と第４電圧端子との間の第２ノードと前記第４電圧端子との間に接続され、
   前記チョークコイルは、前記第１電圧端子と前記第１ノードとの間または前記第３電圧端子と前記第２ノードとの間に接続され、
   前記第１整流素子は、前記第１ノードと前記第２ノードとの間に接続され、
   前記リアクトルは、前記第１ノードと前記第２ノードとの間において前記第１整流素子に直列接続された、請求項１に記載の電力変換装置。
4. 前記スイッチ素子は、第１電圧端子と、前記第１電圧端子と第２電圧端子との間の第１ノードとの間、または、第３電圧端子と、前記第３電圧端子と第４電圧端子との間の第２ノードとの間に接続され、
   前記チョークコイルは、前記第１ノードと前記第２ノードとの間に接続され、
   前記第１整流素子は、前記第１ノードと前記第２電圧端子との間または前記第２ノードと前記第４電圧端子との間に接続され、
   前記リアクトルは、前記第１ノードと前記第２電圧端子との間または前記第２ノードと前記第４電圧端子との間において、前記第１整流素子に直列接続された、請求項１に記載の電力変換装置。
5. 前記スイッチ素子は、第２ＭＯＳトランジスタであり、
   前記第１整流素子は、第１ＭＯＳトランジスタであり、
   前記第１ＭＯＳトランジスタは、寄生ダイオードの順方向が前記第１ノードから前記第２電圧端子に向かうように前記第１ノードと前記第２電圧端子との間に接続され、または、寄生ダイオードの順方向が前記第４電圧端子から前記第２ノードに向かうように前記第２ノードと前記第４電圧端子との間に接続され、
   前記第１電圧端子と前記第３電圧端子との間に入力した電圧より高い電圧を前記第２電圧端子と前記第４電圧端子との間から出力する昇圧動作の際に、前記第２ＭＯＳトランジスタは、オンおよびオフを繰り返し、前記第１ＭＯＳトランジスタは、オフしながら前記寄生ダイオードで電流を流す、請求項２に記載の電力変換装置。
6. 前記第１整流素子は、前記第１ノードと前記第２電圧端子との間に接続され、
   前記リアクトルは、前記第１整流素子と前記第２電圧端子との間に接続された、請求項２に記載の電力変換装置。
7. 前記第１整流素子は、前記第１ノードと前記第２電圧端子との間に接続され、
   前記リアクトルは、前記第１ノードと前記第１整流素子との間に接続された、請求項２に記載の電力変換装置。
8. 前記第１整流素子は、前記第２ノードと前記第４電圧端子との間に接続され、
   前記リアクトルは、前記第１整流素子と前記第４電圧端子との間に接続された、請求項２に記載の電力変換装置。
9. 前記第１整流素子は、前記第２ノードと前記第４電圧端子との間に接続され、
   前記リアクトルは、前記第２ノードと前記第１整流素子との間に接続された、請求項２に記載の電力変換装置。
10. 前記スイッチ素子は、第１ＭＯＳトランジスタであり、
    前記第１整流素子は、寄生ダイオードの順方向が前記第２ノードから前記第１ノードに向かう方向である第２ＭＯＳトランジスタであり、
    前記第２電圧端子と前記第４電圧端子との間に入力した電圧より低い電圧を前記第１電圧端子と前記第３電圧端子との間から出力する降圧動作の際に、前記第１ＭＯＳトランジスタは、オンおよびオフを繰り返し、前記第２ＭＯＳトランジスタは、オフしながら前記寄生ダイオードで電流を流す、請求項３に記載の電力変換装置。
11. 入力電力から所望する出力電力を生成する電力変換装置であって、
    第１入力ノードと第１出力ノードとの間に接続された第１整流素子と、
    前記第１出力ノードと第２入力ノードとの間に接続された第２整流素子と、
    前記第１入力ノードと第２出力ノードとの間に接続された第３整流素子と、
    前記第２出力ノードと前記第２入力ノードとの間に接続された第４整流素子と、
    前記第１入力ノードと前記第２入力ノードとの間において、前記第１および第２整流素子または前記第３および第４整流素子に直列接続された少なくとも１つのリアクトルと、
    前記リアクトルの一端と他端との間において前記リアクトルに並列接続された少なくとも１つの第５整流素子と、を備える、電力変換装置。
12. 前記第１〜第４整流素子は、スイッチ素子であり、
    前記スイッチ素子は、スイッチング動作によって前記第１入力ノードと前記第２入力ノードとの間に入力された直流電圧を交流電圧に変換する、請求項１１に記載の電力変換装置。
13. 前記第１出力ノードと前記第２出力ノードとの間に接続された一次巻線と、前記一次巻線に電磁結合する二次巻線とを有するトランスと、
    前記二次巻線に接続された整流回路と、を備え、
    前記第１整流素子と前記第４整流素子との組および前記第２整流素子と前記第３整流素子との組のうち、一方は、スイッチ素子の組であり、他方は、ダイオードの組であり、
    前記スイッチ素子の組は、ともにオンすることで前記一次巻線に電流を流し、
    前記ダイオードの組は、前記スイッチ素子の組がオフしたときに前記一次巻線への電流入力を阻止する、請求項１１に記載の電力変換装置。
14. 前記第１出力ノードと前記第２出力ノードとの間に接続された一次巻線と、前記一次巻線に電磁結合する二次巻線とを有するトランスと、
    前記二次巻線に接続された整流回路と、を備える請求項１２に記載の電力変換装置。

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