JP6372855B2 - スイッチング電源 - Google Patents

Description

本発明は、複数のＬＬＣ共振コンバータ等で構成され、複数種類の直流（以下「ＤＣ」という。）電圧を入力電圧とするスイッチング電源に関するものである。

下記の特許文献１、２には、複数のＬＬＣ共振コンバータを並列動作させるスイッチング電源が記載されている。

例えば、単相（１φ）の交流（以下「ＡＣ」という。）２００Ｖ入力電圧及びＡＣ４００Ｖ入力電圧を整流したＤＣ電圧は、それぞれＤＣ２２０Ｖ〜３７５Ｖ（２００Ｖ系入力）及びＤＣ４４０Ｖ〜７５０Ｖ（４００Ｖ系入力）である。この２種類のＤＣ電圧を入力電圧としたスイッチング電源を実現させるための従来の方法として、２つのＬＬＣ共振コンバータの入力側を、スイッチによって直列接続又は並列接続に切り替え、出力側を並列に接続して使用する方法がある。

図２は、２種類のＤＣ電圧を入力電圧とした従来のスイッチング電源を示す概略の回路図である。

このスイッチング電源は、ＤＣ入力電圧ＶｉｎとしてＤＣ２００Ｖ系電圧又はＤＣ４００Ｖ系電圧を入力する一対の＋側入力端子１ａ及び−側入力端子１ｂを有している。一対の入力端子１ａ，１ｂ間には、電荷蓄積用の入力コンデンサ２が接続されると共に、２つの分圧用のコンデンサ３，４及びスイッチ回路５が接続されている。スイッチ回路５は、２００Ｖ系入力及び４００Ｖ系入力を切り替えるための回路であり、３つの切り替えスイッチ５ａ，５ｂ，５ｃを有している。コンデンサ３、切り替えスイッチ５ｃ、及びコンデンサ４は、一対の＋側入力端子１ａ及び−側入力端子１ｂ間に直列に接続されている。コンデンサ３及び切り替えスイッチ５ｃの直列回路には、切り替えスイッチ５ａが並列に接続されている。切り替えスイッチ５ｃ及びコンデンサ４の直列回路にも、切り替えスイッチ５ｂが並列に接続されている。

各コンデンサ３，４の＋側電極及び−側電極には、コンバータ１０，２０の入力側がそれぞれ並列に接続されている。各コンバータ１０，２０は、入力電圧ＤＣ２２０Ｖ〜３７５Ｖの範囲で動作し、且つ高効率を実現させるためにＬＬＣ共振コンバータによってそれぞれ構成されている。このコンバータ１０，２０の入力側は、スイッチ回路５により、２００Ｖ系の場合は並列に接続され、４００Ｖ系の場合は直列に接続される。

一方のコンバータ１０は、２つのスイッチング素子（例えば、Ｎ型のＭＯＳＦＥＴ）１１ａ，１１ｂの直列回路からなるスイッチング回路１１と、共振コンデンサ１２ａ、共振インダクタ１２ｂ及び励磁インダクタ１２ｃの直列回路からなるＬＬＣの共振回路１２と、１次巻線１３ａ及び２次巻線１３ｂを有する変圧器（以下「トランス」という。）１３と、２つの整流用のダイオード１４ａ，１４ｂからなる整流回路１４と、を備えている。トランス１３の２次巻線１３ｂには、中間タップ（センタタップ）１３ｃが設けられている。

同様に、他方のコンバータ２０は、２つのスイッチング素子（例えば、Ｎ型のＭＯＳＦＥＴ）２１ａ，２１ｂの直列回路からなるスイッチング回路２１と、共振コンデンサ２２ａ、共振インダクタ２２ｂ及び励磁インダクタ２２ｃの直列回路からなるＬＬＣの共振回路２２と、１次巻線２３ａ及び２次巻線２３ｂを有するトランス２３と、２つの整流用のダイオード２４ａ，２４ｂからなる整流回路２４と、を備えている。トランス２３の２次巻線２３ｂには、中間タップ（センタタップ）２３ｃが設けられている。

２つのコンバータ１０，２０の出力側は、並列に接続され、更に、平滑用の出力コンデンサ１５を介して、ＤＣ出力電圧Ｖｏｕｔを出力する一対の＋側出力端子１６ａ及び−側出力端子１６ｂに接続されている。

一方のスイッチング回路１１内の２つのＭＯＳＦＥＴ１１ａ，１１ｂは、第１制御回路２５から供給される２つの制御信号Ｓ１１ａ，Ｓ１１ｂによって相補的にオン／オフ動作する。他方のスイッチング回路２１内の２つのＭＯＳＦＥＴ２１ａ，２１ｂは、第２制御回路２６から供給される２つの制御信号Ｓ２１ａ，Ｓ２１ｂによって相補的にオン／オフ動作する。

図３は、図２のＭＯＳＦＥＴ１１ａ，１１ｂ，２１ａ，２１ｂ及び切り替えスイッチ５ａ，５ｂ，５ｃの動作を示す図である。更に、図４（ａ）、（ｂ）は、図３の動作を示すタイミングチャートであり、同図（ａ）は、２００Ｖ系のタイミングチャート、及び、同図（ｂ）は、４００Ｖ系のタイミングチャートである。図４（ａ），（ｂ）の横軸は、時刻ｔである。

図３及び図４（ａ）、（ｂ）を参照しつつ、図２の動作を説明する。
入力電圧ＶｉｎとしてＤＣ２００Ｖ系電圧が入力端子１ａ，１ｂに入力される場合、図示しないスイッチ切り替え信号により、切り替えスイッチ５ａ，５ｂが常時オン状態になると共に、切り替えスイッチ５ｃが常時オフ状態になる。これにより、各コンデンサ３，４が、入力端子１ａ，１ｂ間に並列接続される。

第１制御回路２５及び第２制御回路２６から出力される制御信号Ｓ１１ａ，Ｓ１１ｂ，Ｓ２１ａ，Ｓ２１ｂにより、ＭＯＳＦＥＴ１１ａ，２１ａとＭＯＳＦＥＴ１１ｂ，２１ｂとが交互にオン／オフし、２つのコンバータ１０，２０が並列に動作する。

一方のコンバータ１０では、コンデンサ３の＋側電極及び−側電極間の電圧（＝ＤＣ２００Ｖの入力電圧Ｖｉｎ）が、ＭＯＳＦＥＴ１１ａ，１１ｂのスイッチングによってＡＣ電圧に変換される。変換されたＡＣ電圧は、共振回路１２によって共振され、この共振されたＡＣ電圧が、トランス１３にて所定のＡＣ電圧に変換される。変換されたＡＣ電圧は、整流回路１４で整流された後、出力コンデンサ１５で平滑され、この平滑されたＤＣ出力電圧Ｖｏｕｔが、出力端子１６ａ，１６ｂから出力される。

他方のコンバータ２０では、コンデンサ４の＋側電極及び−側電極間の電圧（＝ＤＣ２００Ｖの入力電圧Ｖｉｎ）が、ＭＯＳＦＥＴ２１ａ，２１ｂのスイッチングによってＡＣ電圧に変換される。変換されたＡＣ電圧は、共振回路２２によって共振され、この共振されたＡＣ電圧が、トランス２３にて所定のＡＣ電圧に変換される。変換されたＡＣ電圧は、整流回路２４で整流された後、出力コンデンサ１５で平滑され、この平滑されたＤＣ出力電圧Ｖｏｕｔが、出力端子１６ａ，１６ｂから出力される。

これに対して、入力電圧ＶｉｎとしてＤＣ４００Ｖ系電圧が入力端子１ａ，１ｂに入力される場合、図示しないスイッチ切り替え信号により、切り替えスイッチ５ａ，５ｂが常時オフ状態になると共に、切り替えスイッチ５ｃが常時オン状態になる。これにより、２つのコンデンサ３，４が、入力端子１ａ，１ｂ間に直列接続され、このコンデンサ３，４によってＤＣ入力電圧Ｖｉｎ（＝ＤＣ４００Ｖ）が分圧される。

第１制御回路２５及び第２制御回路２６から出力される制御信号Ｓ１１ａ，Ｓ１１ｂ，Ｓ２１ａ，Ｓ２１ｂにより、ＭＯＳＦＥＴ１１ａ，２１ａとＭＯＳＦＥＴ１１ｂ，２１ｂとが交互にオン／オフし、２つのコンバータ１０，２０が並列に動作する。

一方のコンバータ１０では、コンデンサ３の＋側電極及び−側電極間の電圧（＝ＤＣ入力電圧Ｖｉｎ／２）が、ＭＯＳＦＥＴ１１ａ，１１ｂのスイッチングによってＡＣ電圧に変換される。変換されたＡＣ電圧は、共振回路１２によって共振され、この共振されたＡＣ電圧が、トランス１３にて所定のＡＣ電圧に変換される。変換されたＡＣ電圧は、整流回路１４で整流された後、出力コンデンサ１５で平滑され、この平滑されたＤＣ出力電圧Ｖｏｕｔが、出力端子１６ａ，１６ｂから出力される。

他方のコンバータ２０では、コンデンサ４の＋側電極及び−側電極間の電圧（＝ＤＣ入力電圧Ｖｉｎ／２）が、ＭＯＳＦＥＴ２１ａ，２１ｂのスイッチングによってＡＣ電圧に変換される。変換されたＡＣ電圧は、共振回路２２によって共振され、この共振されたＡＣ電圧が、トランス２３にて所定のＡＣ電圧に変換される。変換されたＡＣ電圧は、整流回路２４で整流された後、出力コンデンサ１５で平滑され、この平滑されたＤＣ出力電圧Ｖｏｕｔが、出力端子１６ａ，１６ｂから出力される。

スイッチング電源の制御では、ＭＯＳＦＥＴ１１ａ，２１ａ，１１ｂ，２１ｂのスイッチング周波数ｆを制御することで、出力端子１６ａ，１６ｂから出力される出力電圧Ｖｏｕｔを制御する。スイッチング周波数ｆを上げると、出力電圧Ｖｏｕｔが下がり、スイッチング周波数ｆを下げると、出力電圧Ｖｏｕｔが上がる動作をする。

特開２００５−３３９３８号公報 特開２００５−３３９５６号公報

しかしながら、従来の図２のスイッチング電源では、次の（１）、（２）のような課題があった。

（１） ２つのコンバータ１０，２０を用いて、２００Ｖ系入力及び４００Ｖ系入力に対応したスイッチング電源を実現しているが、それぞれの入力系で接続方法が異なるため、３つの切り替えスイッチ５ａ〜５ｃが必要である。

（２） ２つのコンバータ１０，２０は、それぞれ別個の第１制御回路２５及び第２制御回路２６を用いて制御しているので、２つの制御回路が必要になる。そして、２つのコンバータ１０，２０は、それぞれ独立して動作しているため、直並列を切り替えて使用する場合に、各コンバータ１０，２０の出力電力を平衡にするための均衡（バランス）回路や制御が必要となる。

この（１）、（２）のように、２つのコンバータ１０，２０を使用して、２００Ｖ系入力及び４００Ｖ系入力に対応したスイッチング電源を実現するためには、切り替えスイッチ５ａ〜５ｃ、第１、第２制御回路２５，２６及びバランス回路等の周辺回路と制御が複雑になり、コストも増える課題がある。

本発明のスイッチング電源は、ＤＣ電圧を入力する一対の第１入力端子と、ＤＣ電圧を出力する一対の第１出力端子と、前記一対の第１入力端子間に直列に接続された複数のコンデンサと、複数のコンバータと、切り替えスイッチと、を備えている。

前記複数のコンバータは、複数対の第２入力端子と、複数対の第２出力端子と、前記各対の第２入力端子間にそれぞれ接続されたスイッチング素子と、前記スイッチング素子の出力側にそれぞれ接続された共振回路と、を有し、前記複数対の第２入力端子が前記一対の第１入力端子間に直列に接続され、前記複数対の第２出力端子が前記一対の第１出力端子に対して並列に接続され、前記各対の第２入力端子から入力されるＤＣ電圧を前記スイッチング素子によりスイッチングして前記共振回路により共振させた後に所定のＤＣ電圧に変換して前記各対の第２出力端子から出力する回路である。更に、前記切り替えスイッチは、前記一対の第１入力端子に入力される前記ＤＣ電圧の高さに応じて、前記各コンデンサ間の第１接続点と、前記各対の第２入力端子間の第２接続点と、の間を接続／遮断するスイッチである。

そして、前記スイッチング素子は、前記切り替えスイッチの切り替え動作に対応してオン／オフ動作が制御されることを特徴とする。

本発明のスイッチング電源によれば、１つの切り替えスイッチの切り替え動作に対応してスイッチング素子のオン／オフ動作が制御され、その１つの切り替えスイッチを用いて、複数種類の入力電圧を切り替えるようにしたので、複数種類の入力電圧に共用可能なスイッチング電源を、比較的簡単な構成で実現できる。更に、切り替えスイッチも１つで良いので、回路構成の簡単化と低コスト化が可能になる。

図１は本発明の実施例１における２種類のＤＣ電圧を入力電圧としたスイッチング電源を示す概略の回路図である。 図２は２種類のＤＣ電圧を入力電圧とした従来のスイッチング電源を示す概略の回路図である。 図３は図２のＭＯＳＦＥＴ及び切り替えスイッチの動作を示す図である。 図４は図３の動作を示すタイミングチャートである。 図５は図１のＭＯＳＦＥＴ、切り替えスイッチ及びスイッチ素子の動作を示す図である。 図６は図１の制御信号を示すタイミングチャートである。 図７は図５の動作を示すタイミングチャートである。 図８は本発明の実施例２におけるスイッチング電源を示す概略の回路図である。

本発明を実施するための形態は、以下の好ましい実施例の説明を添付図面と照らし合わせて読むと、明らかになるであろう。但し、図面はもっぱら解説のためのものであって、本発明の範囲を限定するものではない。

（実施例１の構成）
図１は、本発明の実施例１における２種類のＤＣ電圧を入力電圧としたスイッチング電源を示す概略の回路図である。

このスイッチング電源は、複数種類（例えば、２種類）のＤＣ電圧を入力電圧としたものであり、ＤＣ入力電圧ＶｉｎとしてＤＣ２００Ｖ系電圧又はＤＣ４００Ｖ系電圧を入力する一対の第１入力端子としての＋側入力端子３１ａ及び−側入力端子３１ｂを有している。＋側入力端子３１ａ及び−側入力端子３１ｂ間には、電荷蓄積用の入力コンデンサ３２が接続されると共に、２つの分圧用のコンデンサ３３，３４が第１接続点Ｎ１を介して直列に接続されている。

コンデンサ３３の＋側電極には、＋側入力端子３１ａと、コンバータ４０の一対の第２入力端子ＩＮ１，ＩＮ２の内の第２入力端子ＩＮ１と、が接続されている。コンデンサ３３の−側電極には、第１接続点Ｎ１を介して、コンデンサ３４の＋側電極が接続されると共に、切り替えスイッチ３５を介して、第２接続点Ｎ２が接続されている。第２接続点Ｎ２には、コンバータ４０の第２入力端子ＩＮ２と、コンバータ５０の一対の第２入力端子ＩＮ３，ＩＮ４の内の第２入力端子ＩＮ４と、が接続されている。コンデンサ３４の−側電極には、−側入力端子３１ｂと、コンバータ５０の第２入力端子ＩＮ３と、が接続されている。

切り替えスイッチ３５は、図示しないスイッチ切り替え信号に基づき、２００Ｖ系入力及び４００Ｖ系入力を切り替えるためのスイッチであり、２００Ｖ系入力の時には遮断状態（オフ状態）になり、４００Ｖ系入力の時には接続状態（オン状態）になる。切り替えスイッチ３５がオフ状態の時には、２つのコンデンサ３３，３４の直列回路に対して、コンバータ４０の第２入力端子ＩＮ１，ＩＮ２とコンバータ５０の第２入力端子ＩＮ４，ＩＮ３との直列回路が、並列に接続される。切り替えスイッチ３５がオン状態の時には、コンデンサ３３に対して、コンバータ４０の第２入力端子ＩＮ１，ＩＮ２が並列に接続されると共に、コンデンサ３４に対して、コンバータ５０の第２入力端子ＩＮ４，ＩＮ３が並列に接続される。この切り替えスイッチ３５は、ＭＯＳＦＥＴ等のスイッチ素子を含んだ回路により構成されている。

各コンバータ４０，５０は、入力電圧ＤＣ２２０Ｖ〜３７５Ｖの範囲で動作し、且つ高効率を実現させるために、ＬＬＣ共振コンバータによって構成されている。

一方のコンバータ４０は、一対の第２入力端子ＩＮ１，ＩＮ２と一対の第２出力端子ＯＵＴ１，ＯＵＴ２とを有し、これらの第２入力端子ＩＮ１，ＩＮ２と第２出力端子ＯＵＴ１，ＯＵＴ２との間に、スイッチング回路４２、ＬＬＣの共振回路４３、トランス４４、及び整流回路４５が接続されている。スイッチング回路４２は、第１、第２スイッチング素子（例えば、Ｎ型のＭＯＳＦＥＴ）４２ａ，４２ｂを有し、このＭＯＳＦＥＴ４２ａ，４２ｂが、第２入力端子ＩＮ１と第２入力端子ＩＮ２との間に直列に接続されている。ＭＯＳＦＥＴ４２ａのゲートには、信号変換回路４１が接続されている。

信号変換回路４１は、高レベル（以下「Ｈレベル」という。）及び低レベル（以下「Ｌレベル」という。）に遷移する第１制御信号Ｓ４２ａが入力されると、その論理状態を変換した駆動信号を出力する回路であり、例えば、ダイオード４１ａ及びスイッチ素子４１ｂにより構成されている。ダイオード４１ａは、制御信号Ｓ４２ａを入力するアノードと、ＭＯＳＦＥＴ４２ａのゲートに接続されたカソードと、を有している。スイッチ素子４１ｂは、ダイオード４１ａに対して並列に接続され、図示しないスイッチ切り替え信号によりオン／オフ動作するものであり、小信号用のトランジスタ、ホトカプラ、ホトスイッチ等により構成されている。

スイッチ素子４１ｂがオンの場合、入力される制御信号Ｓ４２ａがそのまま駆動信号としてＭＯＳＦＥＴ４２ａのゲートへ与えられる。制御信号Ｓ４２ａがＨレベルの時に、ＭＯＳＦＥＴ４２ａのドレイン・ソース間がオン状態になり、制御信号Ｓ４２ａがＬレベルの時に、ＭＯＳＦＥＴ４２ａのドレイン・ソース間がオフ状態になる。スイッチ素子４１ｂがオフの場合、入力される制御信号Ｓ４２ａがＨレベルの時に、ダイオード４１ａの出力電圧がＨレベルになってＭＯＳＦＥＴ４２ａのドレイン・ソース間がオン状態になると共に、その出力電圧のＨレベルの電荷が、ＭＯＳＦＥＴ４２ａのゲート・ソース間の寄生容量に充電される。そのため、入力される制御信号Ｓ４２ａがＬレベルの時に、ダイオード４１ａの出力電圧がＬレベルになっても、ＭＯＳＦＥＴ４２ａのゲート・ソース間の寄生容量に充電された電荷により、ＭＯＳＦＥＴ４２ａのドレイン・ソース間がオン状態に保持される。

ＭＯＳＦＥＴ４２ａに対して直列に接続されたＭＯＳＦＥＴ４２ｂは、Ｈレベル及びＬレベルに遷移する第２制御信号Ｓ４２ｂが駆動信号としてゲートに入力されると、制御信号Ｓ４２ｂがＨレベルの時に、ドレイン・ソース間がオン状態になり、制御信号Ｓ４２ｂがＬレベルの時に、ドレイン・ソース間がオフ状態になる。

ＬＣＣの共振回路４３は、ＭＯＳＦＥＴ４２ｂに対して並列に接続され、共振コンデンサ４３ａ、共振インダクタ４３ｂ、及び励磁インダクタ４３ｃの直列回路により構成されている。共振インダクタ４３ｂは、例えば、トランス４４の漏れインダクタンスにより構成され、更に、励磁インダクタ４３ｃは、トランス４４の励磁インダクタンスにより構成されている。トランス４４は、共振回路４３の出力側に接続された１次巻線４４ａと、中間タップ４４ｃを有する２次巻線４４ｂと、を有している。

整流回路４５は、２次巻線４４ｂに接続された２つの整流用のダイオード４５ａ，４５ｂを有している。一方のダイオード４５ａのアノードは、２次巻線４４ｂの一方の電極に接続され、他方のダイオード４５ｂのアノードは、２次巻線４４ｂの他方の電極に接続されている。ダイオード４５ａのカソードは、一対の第２出力端子ＯＵＴ１，ＯＵＴ２の内の出力端子ＯＵＴ１に接続され、ダイオード４５ｂのカソードは、出力端子ＯＵＴ２に接続されている。２つの出力端子ＯＵＴ１，ＯＵＴ２は、一対の第１出力端子としての＋側出力端子４７ａ及び−側出力端子４７ｂの内の＋側出力端子４７ａに共通に接続されている。

他方のコンバータ５０は、一方のコンバータ４０と同様に、一対の第２入力端子ＩＮ３，ＩＮ４及び一対の第２出力端子ＯＵＴ３，ＯＵＴ４を有し、これらの第２入力端子ＩＮ３，ＩＮ４と第２出力端子ＯＵＴ３，ＯＵＴ４との間に、スイッチング回路５２、ＬＬＣの共振回路５３、トランス５４、及び整流回路５５が接続されている。

スイッチング回路５２は、第１、第２スイッチング素子（例えば、Ｎ型のＭＯＳＦＥＴ）５２ａ，５２ｂを有し、このＭＯＳＦＥＴ５２ａ，５２ｂが、第２入力端子ＩＮ３と第２入力端子ＩＮ４との間に直列に接続されている。ＭＯＳＦＥＴ５２ａのゲートには、コンバータ４０側と同様に、信号変換回路５１が接続されている。信号変換回路５１は、Ｈレベル及びＬレベルに遷移する第１制御信号Ｓ５５２ａが入力されると、その論理状態を変換した駆動信号を出力する回路であり、例えば、ダイオード５１ａ及びスイッチ素子５１ｂにより構成されている。ダイオード５１ａは、制御信号Ｓ５２ａを入力するアノードと、ＭＯＳＦＥＴ５２ａのゲートに接続されたカソードと、を有している。スイッチ素子５１ｂは、ダイオード５１ａに対して並列に接続され、図示しないスイッチ切り替え信号によりオン／オフ動作するものであり、小信号用のトランジスタ、ホトカプラ、ホトスイッチ等により構成されている。

スイッチ素子５１ｂがオン状態の場合、入力される制御信号Ｓ５２ａがそのまま駆動信号としてＭＯＳＦＥＴ５２ａのゲートへ与えられる。制御信号Ｓ５２ａがＨレベルの時に、ＭＯＳＦＥＴ５２ａのドレイン・ソース間がオン状態になり、制御信号Ｓ５２ａがＬレベルの時に、ＭＯＳＦＥＴ５２ａのドレイン・ソース間がオフ状態になる。スイッチ素子５１ｂがオフ状態の場合、入力される制御信号Ｓ５２ａがＨレベルの時に、ダイオード５１ａの出力電圧がＨレベルになってＭＯＳＦＥＴ５２ａのドレイン・ソース間がオン状態になると共に、その出力電圧のＨレベルの電荷が、ＭＯＳＦＥＴ５２ａのゲート・ソース間の寄生容量に充電される。そのため、入力される制御信号Ｓ５２ａがＬレベルの時に、ダイオード５１ａの出力電圧がＬレベルになっても、ＭＯＳＦＥＴ５２ａのゲート・ソース間の寄生容量に充電された電荷により、ＭＯＳＦＥＴ５２ａのドレイン・ソース間がオン状態に保持される。

ＭＯＳＦＥＴ５２ｂは、Ｈレベル及びＬレベルに遷移する第２制御信号Ｓ５２ｂが駆動信号としてゲートに入力されると、制御信号Ｓ５２ｂのＨレベルによってドレイン・ソース間がオン状態になり、制御信号Ｓ５２ｂのＬレベルによってドレイン・ソース間がオフ状態になる。

ＬＣＣの共振回路５３は、ＭＯＳＦＥＴ５２ｂに対して並列に接続され、共振コンデンサ５３ａ、共振インダクタ５３ｂ、及び励磁インダクタ５３ｃの直列回路により構成されている。共振インダクタ５３ｂは、例えば、トランス５４の漏れインダクタンスにより構成され、更に、励磁インダクタ５３ｂは、トランス５４の励磁インダクタンスにより構成されている。トランス５４は、共振回路５３の出力側に接続された１次巻線５４ａと、中間タップ５４ｃを有する２次巻線５４ｂと、を有している。

整流回路５５は、２次巻線５４ｂに接続された２つの整流用のダイオード５５ａ，５５ｂを有している。一方のダイオード５５ａのアノードは、２次巻線５４ｂの一方の電極に接続され、他方のダイオード５５ｂのアノードは、２次巻線５４ｂの他方の電極に接続されている。ダイオード５５ａのカソードは、一対の第２出力端子ＯＵＴ３，ＯＵＴ４の内の第２出力端子ＯＵＴ３に接続され、ダイオード５５ｂのカソードは、第２出力端子ＯＵＴ４に接続されている。第２出力端子ＯＵＴ３，ＯＵＴ４は、＋側出力端子４７ａに共通に接続されている。

各２次巻線４４ｂ，５４ｂの中間タップ４４ｃ，５４ｃは、−側出力端子４７ｂに共通に接続されている。＋側出力端子４７ａと−側出力端子４７ｂとの間には、平滑用の出力コンデンサ４６が接続されている。

スイッチング電源には、１つの制御回路６０が設けられている。制御回路６０は、出力電圧Ｖｏｕｔ等の測定結果に基づき、ＭＯＳＦＥＴ４２ａ，４２ｂ，５２ａ，５２ｂをオン／オフ動作させるための制御信号Ｓ４２ａ，Ｓ４２ｂ，Ｓ５２ａ，Ｓ５２ｂを生成する機能を有している。スイッチング電源では、ＭＯＳＦＥＴ４２ａ，４２ｂ，５２ａ，５２ｂのスイッチング周波数ｆを変化させることで、出力電圧Ｖｏｕｔを制御することができる。そのため、制御回路６０は、周波数変調（ＳＦＭ）を行う機能を有し、マイクロコンピュータ、デジタル・シグナル・プロセッサ（ＤＳＰ）、フィールド・プログラマブル・ゲート・アレイ（ＦＰＧＡ）等のプログラム制御可能なプロセッサ等により構成されている。

なお、スイッチング回路４２，５２を構成している各ＭＯＳＦＥＴ４２ａ，４２ｂ，５２ａ，５２ｂのドレイン・ソースに対して並列に、逆方向の寄生ダイオードや寄生容量が設けられるが、説明の簡単化を図るために、それらの図示を省略している。

（実施例１の動作）
図５は、図１のＭＯＳＦＥＴ４２ａ，４２ｂ，５２ａ，５２ｂ、切り替えスイッチ３５及びスイッチ素子４１ｂ，５１ｂの動作を示す図である。

図６は、図１の制御信号Ｓ４２ａ，Ｓ４２ｂ，Ｓ５２ａ，Ｓ５２ｂを示すタイミングチャートである。更に、図７（ａ）、（ｂ）は、図５の動作を示すタイミングチャートであり、同図（ａ）は、２００Ｖ系のタイミングチャート、及び、同図（ｂ）は、４００Ｖ系のタイミングチャートである。

図６及び図７（ａ）、（ｂ）において、横軸は時刻ｔである。制御信号Ｓ４２ａ，Ｓ５２ｂと制御信号Ｓ４２ｂ，Ｓ５２ａとは、相補的にＨレベルとＬレベルに遷移するが、その遷移時に、制御信号Ｓ４２ａ，Ｓ５２ｂと制御信号Ｓ４２ｂ，Ｓ５２ａとが、同時にＬレベルになる期間（即ち、デッド・タイムＤＴ）が設けられている。これに対応して、ＭＯＳＦＥＴ４２ａ，５２ｂとＭＯＳＦＥＴ４２ｂ，５２ａとは、相補的にオンとオフが切り替えられるが、そのオン／オフの切り替え時に、ＭＯＳＦＥＴ４２ａ，５２ｂとＭＯＳＦＥＴ４２ｂ，５２ａとが、同時にオフ状態になる期間（即ち、デッド・タイムＤＴ）が設けられている。このようなデッド・タイムＤＴは、ＭＯＳＦＥＴ４２ａ，５２ｂとＭＯＳＦＥＴ４２ｂ，５２ａとをソフト・スイッチング（即ち、ゼロ電圧スイッチング）させて、スイッチング損失とノイズ発生を減少させ、更に、電力変換効率を向上させるために設けられる。

入力電圧ＶｉｎとしてＤＣ２００Ｖ系電圧が入力端子３１ａ，３１ｂに入力される場合、図示しないスイッチ切り替え信号により、切り替えスイッチ３５及びスイッチ素子４１ｂ，５１ｂが常時オフ状態になる。切り替えスイッチ３５が常時オフ状態になると、コンバータ４０の入力端子ＩＮ１，ＩＮ２とコンバータ５０の入力端子ＩＮ３，ＩＮ４とが直列に接続され、この直列回路が、２つのコンデンサ３３，３４の直列回路に対して並列に接続される。

制御回路６０から出力される制御信号Ｓ４２ａ，Ｓ５２ｂと制御信号Ｓ４２ｂ，Ｓ５２ａとが、交互にＨレベルとＬレベルに遷移する。制御信号Ｓ４２ａ，Ｓ５２ｂがＨレベルになると、常時オフ状態になったスイッチ素子４１ｂ，５１ｂを有する信号変換回路４１，５１により、ＭＯＳＦＥＴ４２ａ，５２ａが常時オン状態に保持される。制御信号Ｓ４２ｂと制御信号Ｓ５２ｂとが交互にＨレベルとＬレベルに遷移すると、ＭＯＳＦＥＴ４２ｂとＭＯＳＦＥＴ５２ｂとが交互にオン／オフし、２つのコンバータ４０，５０が交互に変換動作を行う。

一方のコンバータ４０の変換動作では、コンデンサ３３の＋側電極とコンデンサ３４の−側電極との間の電圧（＝ＤＣ２００Ｖの入力電圧Ｖｉｎ）が、ＭＯＳＦＥＴ４２ｂのスイッチングによってＡＣ電圧に変換される。変換されたＡＣ電圧は、共振回路４３によって共振され、この共振されたＡＣ電圧が、トランス４４にて所定のＡＣ電圧に変換される。変換されたＡＣ電圧は、整流回路４５で整流された後、出力コンデンサ４６で平滑され、この平滑されたＤＣ出力電圧Ｖｏｕｔが、出力端子４７ａ，４７ｂから出力される。

他方のコンバータ５０の変換動作では、コンデンサ３３の＋側電極とコンデンサ３４の−側電極との間の電圧（＝ＤＣ２００Ｖの入力電圧Ｖｉｎ）が、ＭＯＳＦＥＴ５２ｂのスイッチングによってＡＣ電圧に変換される。変換されたＡＣ電圧は、共振回路５３によって共振され、この共振されたＡＣ電圧が、トランス５４にて所定のＡＣ電圧に変換される。変換されたＡＣ電圧は、整流回路５５で整流された後、出力コンデンサ４６で平滑され、この平滑されたＤＣ出力電圧Ｖｏｕｔが、出力端子４７ａ，４７ｂから出力される。

これに対して、入力電圧ＶｉｎとしてＤＣ４００Ｖ系電圧が入力端子３１ａ，３１ｂに入力される場合、図示しないスイッチ切り替え信号により、切り替えスイッチ３５及びスイッチ素子４１ｂ，５１ｂが常時オン状態になる。これにより、コンデンサ３３に対してコンバータ４０の入力端子ＩＮ１，ＩＮ２が並列に接続されると共に、コンデンサ３４に対してコンバータ５０の入力端子ＩＮ３，ＩＮ４が並列に接続される。

２つのコンデンサ３３，３４によって分圧された電圧（＝ＤＣ４００Ｖの入力電圧Ｖｉｎ／２）が、一方のコンバータ４０の入力端子ＩＮ１，ＩＮ２に入力されると共に、他方のコンバータ５０の入力端子ＩＮ３，ＩＮ４に入力される。制御回路６０からから出力される制御信号Ｓ４２ａ，Ｓ５２ｂと制御信号Ｓ４２ｂ，Ｓ５２ａとが、交互にＨレベルとＬレベルに遷移する。これにより、ＭＯＳＦＥＴ４２ａ，５２ｂとＭＯＳＦＥＴ４２ｂ，５２ａとが交互にオン／オフし、２つのコンバータ４０，５０が並列に動作する。

一方のコンバータ４０では、コンデンサ３３の＋側電極及び−側電極間の電圧（＝ＤＣ４００Ｖの入力電圧Ｖｉｎ／２）が、ＭＯＳＦＥＴ４２ａ，４２ｂのスイッチングによってＡＣ電圧に変換される。変換されたＡＣ電圧は、共振回路４３によって共振され、この共振されたＡＣ電圧が、トランス４４にて所定のＡＣ電圧に変換される。変換されたＡＣ電圧は、整流回路４５で整流された後、出力コンデンサ４６で平滑され、この平滑されたＤＣ出力電圧Ｖｏｕｔが、出力端子４７ａ，４７ｂから出力される。

他方のコンバータ５０では、コンデンサ３４の＋側電極及び−側電極間の電圧（＝ＤＣ４００Ｖの入力電圧Ｖｉｎ／２）が、ＭＯＳＦＥＴ５２ａ，５２ｂのスイッチングによってＡＣ電圧に変換される。変換されたＡＣ電圧は、共振回路５３によって共振され、この共振されたＡＣ電圧が、トランス５４にて所定のＡＣ電圧に変換される。変換されたＡＣ電圧は、整流回路５５で整流された後、出力コンデンサ４６で平滑され、この平滑されたＤＣ出力電圧Ｖｏｕｔが、出力端子４７ａ，４７ｂから出力される。

制御回路６０は、出力電圧Ｖｏｕｔ等の測定値に基づき、制御信号Ｓ４２ａ，Ｓ４２ｂ，Ｓ５２ａ，Ｓ５２ｂを生成し、ＭＯＳＦＥＴ４２ａ，４２ｂ，５２ａ，５２ｂのスイッチング周波数ｆを制御することで、出力端子４７ａ，４７ｂから出力される出力電圧Ｖｏｕｔが一定になるように制御している。スイッチング周波数ｆを上げると、出力電圧Ｖｏｕｔが下がり、スイッチング周波数ｆを下げると、出力電圧Ｖｏｕｔが上がる。

以上のようなスイッチング電源の動作時に流れる負荷電流について、以下、説明する。

図５に示すように、入力電圧ＶｉｎとしてＤＣ２００Ｖ系電圧が入力端子３１ａ，３１ｂに入力される場合、図示しないスイッチ切り替え信号により、切り替えスイッチ３５及びスイッチ素子４１ｂ，５１ｂがオフ状態になる。スイッチ素子４１ｂ，５１ｂがオフ状態になると、ＭＯＳＦＥＴ４２ａ，５２ａが常時オン状態になる。

図６及び図７（ａ）に示すように、制御信号Ｓ４２ａ，Ｓ５２ｂがＨレベルになると共に、制御信号Ｓ４２ｂ，Ｓ５２ａがＬレベルになると、ＭＯＳＦＥＴ４２ｂがオフすると共に、ＭＯＳＦＥＴ５２ｂがオンする。この時、ＭＯＳＦＥＴ４２ａ，５２ａは、常時オン状態である。

ＭＯＳＦＥＴ４２ｂがオフの時、１次側は、コンデンサ３３の＋側電極→ＭＯＳＦＥＴ４２ａ→共振コンデンサ４３ａ→共振インダクタ４３ｂ→１次巻線４４ａ→ＭＯＳＦＥＴ５２ｂ，５２ａ→コンデンサ３４の−側電極、の経路で負荷電流が流れる。２次側は、２次巻線４４ｂ→ダイオード４５ａ→出力コンデンサ４６→２次巻線４４ｂの中間タップ４４ｃ、の経路で負荷電流が流れる。これにより、出力端子４７ａ，４７ｂからＤＣの出力電圧Ｖｏｕｔが出力される。

図６及び図７（ａ）に示すように、制御信号Ｓ４２ａ，Ｓ５２ｂがＬレベルになると共に、制御信号Ｓ４２ｂ，Ｓ５２ａがＨレベルになると、ＭＯＳＦＥＴ４２ｂがオンすると共に、ＭＯＳＦＥＴ５２ｂがオフする。この時、ＭＯＳＦＥＴ４２ａ，５２ａは、常時オン状態である。

１次側は、コンデンサ３３の＋側電極→ＭＯＳＦＥＴ４２ａ，４２ｂ→２次巻線５４ａ→共振インダクタ５３ｂ→共振コンデンサ５３ａ→ＭＯＳＦＥＴ５２ａ→コンデンサ３４の−側電極、の経路で負荷電流が流れる。２次側は、２次巻線５４ｂ→ダイオード５５ｂ→出力コンデンサ４６→２次巻線５４ｂの中間タップ５４ｃ、の経路で負荷電流が流れる。これにより、出力端子４７ａ，４７ｂからＤＣの出力電圧Ｖｏｕｔが出力される。

図５に示すように、入力電圧ＶｉｎとしてＤＣ４００Ｖ系電圧が入力端子３１ａ，３１ｂに入力される場合、図示しないスイッチ切り替え信号により、切り替えスイッチ３５及びスイッチ素子４１ｂ，５１ｂがオン状態になる。

図６及び図７（ｂ）に示すように、制御信号Ｓ４２ａ，Ｓ５２ｂがＨレベルになると共に、制御信号Ｓ４２ｂ，Ｓ５２ａがＬレベルになると、ＭＯＳＦＥＴ４２ａ，５２ｂがオンすると共に、ＭＯＳＦＥＴ４２ｂ，５２ａがオフする。

一方のコンバータ４０において、１次側は、コンデンサ３３の＋側電極→ＭＯＳＦＥＴ４２ａ→共振コンデンサ４３ａ→共振インダクタ４３ｂ→１次巻線４４ａ→切り替えスイッチ３５→コンデンサ３３の−側電極、の経路で負荷電流が流れる。２次側は、２次巻線４４ｂ→ダイオード４５ａ→出力コンデンサ４６→２次巻線４４ｂの中間タップ４４ｃ、の経路で負荷電流が流れる。

同時に、他方のコンバータ５０において、１次側は、充電された共振コンデンサ５３ａ→共振インダクタ５３ｂ→１次巻線５４ａ→ＭＯＳＦＥＴ５２ｂ→共振コンデンサ５３ａ、の経路で負荷電流が流れる。２次側は、２次巻線５４ｂ→ダイオード５５ａ→出力コンデンサ４６→２次巻線５４ｂの中間タップ５４ｃ、の経路で負荷電流が流れる。これにより、出力端子４７ａ，４７ｂからＤＣの出力電圧Ｖｏｕｔが出力される。

次に、図６及び図７（ｂ）に示すように、制御信号Ｓ４２ａ，Ｓ５２ｂがＬレベルになると共に、制御信号Ｓ４２ｂ，Ｓ５２ａがＨレベルになると、ＭＯＳＦＥＴ４２ａ，５２ｂがオフすると共に、ＭＯＳＦＥＴ４２ｂ，５２ａがオンする。

一方のコンバータ４０において、１次側は、充電された共振コンデンサ４３ａ→ＭＯＳＦＥＴ４２ｂ→１次巻線４４ａ→共振インダクタ４３ｂ→共振コンデンサ４３ａ、の経路で負荷電流が流れる。２次側は、２次巻線４４ｂ→ダイオード４５ｂ→出力コンデンサ４６→２次巻線４４ｂの中間タッ４４ｃ、の経路で負荷電流が流れる。

同時に、他方のコンバータ５０において、１次側は、コンデンサ３４の＋側電極→切り替えスイッチ３５→２次巻線５４ａ→共振インダクタ５３ｂ→共振コンデンサ５３ａ→ＭＯＳＦＥＴ５２ａ→コンデンサ３４の−側電極、の経路で負荷電流が流れる。２次側は、２次巻線５４ｂ→ダイオード５５ｂ→出力コンデンサ４６→２次巻線５４ｂの中間タップ５４ｃ、の経路で負荷電流が流れる。これにより、出力端子４７ａ，４７ｂからＤＣの出力電圧Ｖｏｕｔが出力される。

（実施例１の効果）
本実施例１のスイッチング電源によれば、次の（ａ）、（ｂ）のような効果がある。

（ａ） ２００Ｖ系入力及び４００Ｖ系入力に共用可能なスイッチング電源を、比較的簡単な構成で実現でき、小型化が可能になる。更に、切り替えスイッチ３５は１つで回路構成ができ、低コスト化が可能になる。

（ｂ） １つの切り替えスイッチ３５で、２００Ｖ系入力と４００Ｖ系入力を切り替え可能にするには、直列に接続されたＭＯＳＦＥＴ４２ａ，４２ｂ，５２ｂ，５２ａの駆動信号を操作すれば良い。通常は、制御回路６０から出力される制御信号Ｓ４２ａ，Ｓ４２ｂ，Ｓ５２ａ，Ｓ５２ｂによってＭＯＳＦＥＴ４２ａ，４２ｂ，５２ａ，５２ｂを駆動するが、本実施例１では、ＭＯＳＦＥＴ４２ａ，５２ａのゲートの前段に、制御信号Ｓ４２ａ，Ｓ５２ａを常時オン信号に変換する信号変換回路４１，５１を設けている。そのため、ＭＯＳＦＥＴ４２ａ，４２ｂ，５２ａ，５２ｂの駆動信号は、２００Ｖ系入力と４００Ｖ系入力とで異なるが、４つの制御信号Ｓ４２ａ，Ｓ４２ｂ，Ｓ５２ａ，Ｓ５２ｂは同じで、ＭＯＳＦＥＴ４２ａ，５２ａのゲートに与える駆動信号を操作できるので、制御回路６０はシンプルな出力で良い。

（実施例２の構成）
図８は、本発明の実施例２におけるスイッチング電源を示す概略の回路図であり、実施例１を示す図１中の要素と共通の要素には共通の符号が付されている。

本実施例２のスイッチング電源では、実施例１の２つのコンバータ４０，５０とは構成の異なる２つのコンバータ４０Ａ，５０Ａを有している。実施例１では、２つのコンバータ４０，５０にそれぞれトランス４４，５４が設けられているが、本実施例２の２つのコンバータ４０Ａ，５０Ａでは、その２つのトランス４４，５４とは構成の異なる１つのトランス７０が設けられている。

トランス７０は、１つのコア７０ａを有し、このコア７０ａに、２つの１次巻線７１ａ，７１ｂと２つの２次巻線７２ａ，７２ｂとが巻装されている。各２次巻線７２ａ，７２ｂには、中間タップ７２ｃ，７２ｄがそれぞれ設けられている。一方の１次巻線７１ａは、共振回路４３の出力側に接続され、他方の１次巻線７１ｂも、共振回路５３の出力側に接続されている。

２次巻線７２ａの一方の電極は、順方向のダイオード４５ａを介して第２出力端子ＯＵＴ１に接続され、その２次巻線７２ａの他方の電極が、順方向のダイオード４５ｂを介して第２出力端子ＯＵＴ２に接続されている。２つの第２出力端子ＯＵＴ１，ＯＵＴ２は、−側出力端子４７ｂに共通接続されている。２次巻線７２ａの中間タップ７２ｃは、＋側出力端子４７ａに接続されている。他方の２次巻線７２ｂの一方の電極は、順方向のダイオード５５ａを介して第２出力端子ＯＵＴ３に接続され、その２次巻線７２ｂの他方に電極が、順方向のダイオード５５ｂを介して第２出力端子ＯＵＴ４に接続されている。２つの第２出力端子ＯＵＴ３，ＯＵＴ４は、−側出力端子４７ｂに共通接続されている。２次巻線７２ｂの中間タップ７２ｄは、＋側出力端子４７ａに接続されている。＋側出力端子４７ａ及び−側出力端子４７ｂ間には、平滑用の出力コンデンサ４６が接続されている。その他の構成は、実施例１と同様である。

（実施例２の動作・効果）
本実施例２のスイッチング電源では、実施例１のスイッチング電源と同様の動作を行う。

本実施例２のスイッチング電源において、２つのＬＬＣの共振回路４３，５３は、それぞれの共振コンデンサ４３ａ，５３ａ、共振インダクタ４３ｂ，５３ｂ、及び励磁インダクタ４３ｃ，５３ｃを共振定数として動作する。例えば、共振インダクタ４３ｂ，５３ｂは、トランス７０の漏れインダクタンスにより構成され、励磁インダクタ４３ｃ，５３ｃは、トランス７０の励磁インダクタンスにより構成されている。実施例１のように、２つのトランス４４，５４を使用する場合、この２つのトランス４４，５４のばらつき（特に、漏れインダクタンスのばらつき）がなければ、各コンバータ４０，５０の出力電力は、バランスする。２つのトランス４４，５４のばらつきの要因は、コア特性に大きく依存している。

そこで、本実施例２では、２つのトランスを１つのコア７０ａで構成した１つのトランス７０を設けている。これにより、トランス間のばらつきがなくなり、２つのコンバータ４０Ａ，５０Ａの出力電力がバランスする。そのため、２つのコンバータ４０Ａ，５０Ａの出力電力のばらつきを抑制するためのバランスチョーク等のバランス回路が不要になる。

このように、トランス１個のため、鉄損を低減でき、共振インダクタ４３ｂ，５３ｂのばらつきを解消し、更に、回路構成の簡単化によって小型化、及び低コスト化が可能になるといった効果がある。

（変形例）
本発明は、上記実施例１、２に限定されず、種々の利用形態や変形が可能である。この利用形態や変形例としては、例えば、次の（１）〜（３）のようなものがある。

（１） スイッチング電源は、図１及び図８以外の回路構成に変更が可能である。例えば、スイッチング回路４２，５２を構成しているＭＯＳＦＥＴ４２ａ，４２ｂ，５２ａ，５２ｂに代えて、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）等の他のスイッチング素子を用いても良い。更に、整流用のダイオード４５ａ，４５ｂ，５５ａ，５５ｂに代えて、オン／オフ動作するスイッチング素子を用いて電流を一方向へ流すような構成に変更しても良い。このようなスイッチング素子を用いた場合には、オン状態の時に負荷電流が流れ、オフ状態の時には負荷電流が流れないので、電力消費量を減少できる。

（２） 実施例１、２では、２種類の入力（例えば、２００Ｖ系入力及び４００Ｖ系入力）の切り替え可能なスイッチング電源について説明したが、その２種類の入力電圧は、他の電圧値であっても良い。更に、コンバータ４０，４０Ａ，５０，５０Ａを３つ以上設けることにより、３種類以上の入力電圧の切り替えが可能なスイッチング電源を実現できる。

（３） 図１及び図８のスイッチング電源において、入力端子３１ａ，３１ｂの入力側に、ＡＣ電源を整流する整流回路を設けて、ＡＣ／ＤＣコンバータに変更することも可能である。

３１ａ，３１ｂ 第１入力端子
３３，３４ 分圧用のコンデンサ
３５ 切り替えスイッチ
４０，４０Ａ，５０，５０Ａ コンバータ
４１，５１ 信号変換回路
４１ａ，５１ａ ダイオード
４１ｂ，５１ｂ スイッチ素子
４２，５２ スイッチング回路
４２ａ，５２ａ ＭＯＳＦＥＴ（第１スイッチング素子）
４２ｂ，５２ｂ ＭＯＳＦＥＴ（第２スイッチング素子）
４３，５３ 共振回路
４４，５４，７０ トランス
７０ａ コア
４５，５５ 整流回路
４７ａ，４７ｂ 第１出力端子
６０ 制御回路
ＩＮ１，ＩＮ２，ＩＮ３，ＩＮ４ 第２入力端子
Ｎ１，Ｎ２ 第１、第２接続点
ＯＵＴ１，ＯＵＴ２，ＯＵＴ３，ＯＵＴ４ 第２出力端子

Claims (6)

1. 直流電圧を入力する一対の第１入力端子と、
   直流電圧を出力する一対の第１出力端子と、
   前記一対の第１入力端子間に直列に接続された複数のコンデンサと、
   複数対の第２入力端子と、複数対の第２出力端子と、前記各対の第２入力端子間にそれぞれ接続されたスイッチング素子と、前記スイッチング素子の出力側にそれぞれ接続された共振回路と、を有し、前記複数対の第２入力端子が前記一対の第１入力端子間に直列に接続され、前記複数対の第２出力端子が前記一対の第１出力端子に対して並列に接続され、前記各対の第２入力端子から入力される直流電圧を前記スイッチング素子によりスイッチングして前記共振回路により共振させた後に所定の直流電圧に変換して前記各対の第２出力端子から出力する複数のコンバータと、
   前記一対の第１入力端子に入力される前記直流電圧の高さに応じて、前記各コンデンサ間の第１接続点と、前記各対の第２入力端子間の第２接続点と、の間を接続／遮断する切り替えスイッチと、
   を備え、
   前記スイッチング素子は、前記切り替えスイッチの切り替え動作に対応してオン／オフ動作が制御される、
   ことを特徴とするスイッチング電源。
2. 前記各コンバータは、
   前記複数対の第２入力端子と、
   前記複数対の第２出力端子と、
   前記各対の第２入力端子間に直列に接続され、前記各対の第２入力端子に入力される前記直流電圧を相補的にスイッチングして交流電圧に変換する第１の前記スイッチング素子及び第２の前記スイッチング素子と、
   変換された前記交流電圧を共振させる前記共振回路と、
   共振された前記交流電圧の高さを変換する変圧器と、
   変換された前記交流電圧を整流して前記所定の直流電圧を前記各対の第２出力端子へ出力する整流回路と、
   を有することを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源。
3. 前記共振回路は、
   ＬＬＣ共振回路であることを特徴とする請求項２記載のスイッチング電源。
4. 前記複数のコンバータ内にそれぞれ設けられた複数の前記変圧器は、
   １つのコアで構成されていることを特徴とする請求項３記載のスイッチング電源。
5. 前記第１のスイッチング素子は、相補的な第１制御信号及び第２制御信号の内の第１制御信号のオン／オフ状態が信号変換回路にて変換された信号によりオン／オフ動作し、
   前記第２のスイッチング素子は、前記第２制御信号によりオン／オフ動作する、
   構成になっていることを特徴とする請求項２〜４のいずれか１項記載のスイッチング電源。
6. 前記信号変換回路は、
   前記第１制御信号を一方向に導通させるダイオードと、
   前記ダイオードに対して並列に接続されたスイッチ素子と、
   を有することを特徴とする請求項５記載のスイッチング電源。

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