JP7388432B2 - 直流変換装置 - Google Patents

Description

本技術は、電流共振型のコンバータを使用した直流変換装置に関する。

従来から電流共振型コンバータ（ＬＬＣ方式コンバータとも呼ばれる）は、高効率、低雑音の電源装置として利用されており、大電力対応にあたって複数の電流共振型コンバータを並列または直列に接続する方式がとられている。例えば特許文献１では、複数のコンバータを動作させる際、コンバータの数をｎとした際、各々のコンバータの位相差をπ／ｎとして制御することで、２次側のリップル電流を低減する方法がとられている。

特開２０１１－０７２０７６号公報

電流共振型コンバータは低雑音の電源装置として利用されているが、この低雑音である特性は各スイッチ素子の動作周波数に対して十分に高い周波数の雑音に限られ、動作周波数及びその倍数波の雑音は他のコンバータ同様に存在する。電気的な雑音は入力または出力の両端に逆向きに電流の流れるノーマルモードノイズと、両端に同じ向きに流れ大地等を経由して機器に流れるコモンモードノイズに分けられる。

複数のコンバータを有する機器では、コンバータの位相差を制御することによりノイズを低減する方式がとられており、特許文献１に記載のコンバータをπ／ｎの位相で動作させる方式もこれにあたる。

しかしながら、この方式は、２次側ノーマルモードノイズを最小化することに着目しており、コモンモードノイズの低減効果は大きくない。電源変換装置のコモンモードノイズを低減するためにコモンモードノイズフィルタを使用している。このフィルタに含まれるコイルの損失や、コンデンサによる漏洩電流、各素子のコストなど、様々な問題が存在する。

また、π／ｎの位相で動作させるには、π／ｎの位相差を生成する回路、方法が必要となり、動作周波数の変動のある共振型コンバータにおいては特に制御回路が複雑になる問題がある。同時に、特許文献１にある通り、複数の共振型コンバータを並列に動作させる場合、各々のコンバータを構成する素子の定数差異により、各コンバータの分担電流のバランスが悪化するので、コンバータのバランスをとるための制御や追加素子が必要になり、装置の効率の悪化やコスト増を招いている。

本技術の目的は、二つの共振型コンバータの各スイッチ素子のオンオフ制御を、πの位相差とすることによって上述した問題点が解決された直流変換装置を提供することにある。

本技術は、二つの電流共振型のコンバータを含む直流変換装置であって、
二つのコンバータの各々は、直列に接続された二つのスイッチ素子と、１次巻き線と２次巻き線とを有するトランスと、共振リアクトル成分と、トランスの１次巻き線と共振容量とが直列接続された共振回路と、トランスの２次巻き線に発生した電圧を整流する整流器を有し、
整流器により出力された電圧に基づいて二つのコンバータの各々が有するスイッチ素子のオンオフを制御する制御回路を設け、
制御回路は二つのコンバータ間でπずつずれるように、スイッチ素子のオンオフを制御するようにした直流変換装置である。

少なくとも一つの実施形態によれば、二つのコンバータのスイッチ動作をπの位相差とすることによってコモンモードノイズを減少させることができる。なお、ここに記載された効果は必ずしも限定されるものではなく、本技術中に記載されたいずれかの効果又はそれらと異質な効果であっても良い。

図１は、従来の電流共振型コンバータの接続図である。 図２は、従来の電流共振型コンバータの出力電流波形を示す波形図である。 図３は、２個のコンバータを接続した従来の直流変換装置の接続図である。 図４は、従来の直流変換装置の説明に使用する波形図である。 図５は、ノイズの説明に使用する接続図である。 図６は、本技術の説明に使用する接続図である。 図７は、ドライブ信号の説明のための波形図である。 図８Ａ及び図８Ｂは、制御回路の一例及び他の例を示す接続図である。 図９は、本技術におけるスイッチ素子の動作モードのモード遷移図である。 図１０は、各動作モードにおける素子の電流波形及び電圧波形を示す波形図である。 図１１は、本技術の出力電流波形を示す波形図である。 図１２は、本技術におけるコモンモードノイズの経路を説明するための接続図である。 図１３は、本技術におけるコモンモードノイズの説明に用いる波形図である。 図１４Ａ及び図１４Ｂは、本技術を導入した機器の端子雑音を示す波形図である。 図１５は、本技術の回路変形例（共振型コンバータのインダクタを磁気的に結合）を示す接続図である。 図１６は、本技術の回路変形例（２次側の整流回路を直列に接続）を示す接続図である。 図１７は、本技術における１次側回路の変形例を示す接続図である。 図１８は、図１７の回路の変形例を示す接続図である。 図１９は、図１８の回路におけるスイッチ素子の動作モードのモード遷移図である。 図２０は、各動作モードにおける素子の電流波形及び電圧波形を示す波形図である。 図２１は、図１７の回路構成をさらに変形した回路構成を示す接続図である。 図２２は、スイッチ素子を３素子とした場合のゲート駆動の説明に使用する波形図である。

以下、本技術の実施形態等について図面を参照しながら説明する。
以下に説明する実施の形態等は本技術の好適な具体例であり、本技術の内容がこれらの実施形態等に限定されるものではない。

図１は、本技術が適用される電流共振型（ＬＬＣ方式）のコンバータの一例の構成を示す。図１の構成は、寄生素子を明記したものである。Ｖｉｎが入力電源であり、Ｑ１がハイサイド側のＭＯＳＦＥＴなどのスイッチ素子であり、Ｑ２がローサイド側のスイッチ素子である。スイッチ素子Ｑ１のドレイン及びソース間に寄生素子としてダイオード及び容量が並列に存在する。スイッチ素子Ｑ２のドレイン及びソース間に寄生素子としてダイオード及び容量が並列に存在する。スイッチ素子Ｑ１及びスイッチ素子Ｑ２のそれぞれのゲートに対して制御部からドライブ信号が供給され、スイッチ素子Ｑ１及びスイッチ素子Ｑ２がスイッチング動作を行う。

スイッチ素子Ｑ１のソース及びスイッチ素子Ｑ２のドレインの接続点とスイッチ素子Ｑ２のソースの間に共振リアクトルＬｒ１とトランスの１次巻き線Ｎｐと共振容量Ｃｒ１とが直列接続された共振回路が接続される。トランスの１次巻き線Ｎｐに対してリアクトルＬｍ１が並列に接続される。リアクトルＬｒ１及びＬｍ１は、例えばトランスのリーケージインダクタンス成分である。

トランスの２次巻き線Ｎｓが二つのインダクタンスに分割され、２次巻き線の一端がダイオードＤ１を介して出力端子と接続され、２次巻き線の他端がダイオードＤ２を介して出力端子と接続される。２次巻き線の接続中点が出力端子として取り出され、出力端子間に容量Ｃｏｕｔが接続される。出力端子に対して負荷が接続されている。ダイオードＤ１、Ｄ２及び容量Ｃｏｕｔがトランスの２次巻き線に発生した電圧を整流する整流器を構成する。

上述した従来のコンバータでは、スイッチ素子Ｑ１とスイッチ素子Ｑ２のゲートに対して逆位相のドライブ信号が供給され、これらのスイッチ素子Ｑ１とＱ２が差動でスイッチング動作を行う。そして、図２に示すような出力電流Ｉ１が得られる。

図３は、上述したコンバータを２個並列に接続した構成を示す。図１と構成を有する一方のコンバータに対して同様の構成を有する他方のコンバータが並列接続される。他方のコンバータは、スイッチ素子Ｑ３，Ｑ４、リアクトルＬｒ２，Ｌｍ２、共振容量Ｃｒ２、トランス、ダイオードＤ３、Ｄ４を備えている。他方のコンバータには、出力電流Ｉ２が流れる。

上述した特許文献１では、２個のコンバータのスイッチ動作の位相を１／４周期（４５度）ずらして動作させる。図４Ａは、一方のコンバータの出力電流Ｉ１を示し、図４Ｂは、他方のコンバータの出力電流Ｉ２を示す。これらの電流Ｉ１及びＩ２が加算されることによって、図４Ｃに示すようなリップル成分が削減された出力電流（Ｉ１＋Ｉ２）が得られる。

図５を参照してノイズについて説明する。電流共振型コンバータは低雑音の電源装置として利用されているが、この低雑音である特性は各スイッチ素子の動作周波数に対して十分に高い周波数の雑音に限られ、動作周波数及びその倍数波の雑音は他のコンバータ同様に存在する。図５に示すように、電気的な雑音は入力または出力の両端に逆向きに電流の流れるノーマルモードノイズと、両端に同じ向きに流れ大地等を経由して機器に流れるコモンモードノイズに分けられる。

図３に示すような複数のコンバータを有する構成では、コンバータの位相差を制御することによりノイズを低減する方式がとられており、コンバータをπ／ｎの位相で動作させる特許文献１の方式もこれに該当する。

しかしながら、この方式は、２次側ノーマルモードノイズを最小化することに着目しており、コモンモードノイズの低減効果は大きくない。電源変換装置のコモンモードノイズを低減するためにコモンモードノイズフィルタが使用されている。このノイズフィルタに含まれるコイルの損失やコンデンサによる漏洩電流、各素子のコストなど、様々な問題が存在する。

さらに、π／ｎ（９０度や４５度）の位相で動作させるにはπ／ｎの位相差を生成する回路が必要となり、動作周波数の変動のある共振型コンバータにおいては、制御回路が複雑になる問題が生じる。これと共に、特許文献１にも記載されているように、複数の共振型コンバータを並列に動作させる場合、各々のコンバータを構成する素子の定数差異により、各コンバータの分担電流のバランスが悪化するので、コンバータのバランスをとるための制御や追加素子が必要になり、装置の効率の悪化やコスト増が生じることになる。

図６に示すように、本技術では、制御回路１１を設け、制御回路１１によって各コンバータのスイッチ素子Ｑ１～Ｑ４のオンオフを制御するドライブ信号Ｏｕｔ１，Ｏｕｔ２，Ｏｕｔ３，Ｏｕｔ４を生成する。制御回路１１のフィードバックＦＢ入力に対しては、平滑回路により出力された出力電圧がフィードバックされる。このフィードバックによって、出力電圧が一定値に制御される。制御回路１１は、二つのコンバータ間でπずつずれるように、スイッチ素子のオンオフを制御する。図７は、スイッチ素子Ｑ１～Ｑ４のオンオフを制御するドライブ信号Ｏｕｔ１，Ｏｕｔ２，Ｏｕｔ３，Ｏｕｔ４を示す。

図８Ａ及び図８Ｂは、制御回路の二つの例を示している。図８Ａに示す例は、ドライブ信号を発生するコントローラ２０の出力がゲートドライブ／ドライブトランス２１に供給され、ゲートドライブ／ドライブトランス２１の出力が一方のコンバータのスイッチ素子Ｑ１及びＱ２のゲートに供給され、これらのスイッチ素子Ｑ１及びＱ２がπの位相差をもって交互にオンオフされる。

同様に、コントローラ２０の出力がゲートドライブ／ドライブトランス２２に供給され、ゲートドライブ／ドライブトランス２２の出力が他方のコンバータのスイッチ素子Ｑ３及びＱ４のゲートに供給され、これらのスイッチ素子Ｑ１及びＱ２がπの位相差をもって交互にオンオフされる。

コントローラ２０とゲートドライブ／ドライブトランス２１の接続関係と、コントローラ２０とゲートドライブ／ドライブトランス２２の接続関係において、入力を反転させるこれによって、二つのコンバータ同士の位相差をπで動作させるようになされる。

図８Ｂに示す構成は、ドライブトランスを使用する制御回路を示す。コントローラ３０の出力がドライブトランスの１次巻き線Ｌ３０に供給される。ドライブトランスは２次巻き線Ｌ３１，Ｌ３２，Ｌ３３及びＬ３４を有する。これらの巻き方向は同一とされている。２次巻き線Ｌ３１の巻き始め端がスイッチ素子Ｑ１のゲートと接続され、２次巻き線Ｌ３１の巻き終わり端がスイッチ素子Ｑ１のソースと接続される。２次巻き線Ｌ３２の巻き始め端がスイッチ素子Ｑ２のソースと接続され、２次巻き線Ｌ３２の巻き終わり端がスイッチ素子Ｑ２のゲートと接続される。したがって、スイッチ素子Ｑ１及びＱ２のスイッチ動作の位相差がπとなる。

２次巻き線Ｌ３３の巻き始め端がスイッチ素子Ｑ３のソースと接続され、２次巻き線Ｌ３３の巻き終わり端がスイッチ素子Ｑ３のゲートと接続される。２次巻き線Ｌ３４の巻き始め端がスイッチ素子Ｑ４のゲートと接続され、２次巻き線Ｌ３４の巻き終わり端がスイッチ素子Ｑ４のソースと接続される。したがって、スイッチ素子Ｑ３及びＱ４のスイッチ動作の位相差がπとなる。さらに、二つのコンバータ同士の位相差をπとすることができる。このように、二つのコンバータ同士の位相差をπとするための構成は、結線を逆とするだけでよいので、制御回路の構成を簡単とすることができる。

なお、ドライブトランスは、小規模なトランスであって、ドライブ信号を絶縁して伝送することができる。例えばソース電位が高圧になったり、電圧が上下するようなＦＥＴのドライブに使われる。また、２次リアクトルの巻き線の結線の極性を入れ替えると、逆位相のドライブ信号を生成することができる。

本技術は、スイッチ素子Ｑ１～Ｑ４のオンオフ動作の関係に応じて８個の動作モード（モード１，モード２，モード３，・・・，モード８）を有する。図９は、各モードにおいてオンするスイッチ素子を含んで形成される電流経路を示している。また、図１０は、その時の各素子の電圧・電流を示している。各モードにおける電圧・電流波形は既存の共振型コンバータと同一である。共振型コンバータは直列に接続された二つのスイッチ素子がπの位相差をもって交互にオンオフしている。本技術は二つのコンバータ同士の位相差をπで動作させるので、図中Ｑ１とＱ４、Ｑ２とＱ３はそれぞれ同時にオンオフする。さらに、各コンバータの出力電流Ｉ１及びＩ２と、両者を加算した出力電流（Ｉ１＋Ｉ２）は図１１に示すものとなる。

各動作モードについて順に説明する。なお、簡単のため、スイッチ素子Ｑ１～Ｑ４のそれぞれのソースをＳと表記し、ドレインをＤと表記する。
モード１：Ｌｍ１に蓄えられたエネルギーによりＱ１のＳからＤへ向けて電流が流れる。また、Ｌｍ２に蓄えられたエネルギーによりＱ４のＳからＤに向けて電流が流れる。このとき各スイッチ素子の寄生ダイオードの導通中にＱ１，Ｑ４をオンすることでゼロボルトスイッチ動作となる。同時に２次側整流器より、２次側へエネルギーが伝達される。

モード２：入力電圧ＶｉｎによりＱ１のＤからＳに向けて電流が流れ、Ｌｍ１が励磁されて二次側に電力が伝送される。また、Ｃｒ２に蓄えられた電圧により、Ｑ４のＤからＳへ向けて電流が流れ、Ｌｍ２が励磁されて２次側へ電力が伝送される。

モード３：Ｌｍ１、Ｌｍ２両端の電圧が、２次側電圧に変圧器の巻き数比を掛けた値よりさがり、２次側への電力伝送がされなくなる。

モード４：Ｑ１，Ｑ４をオフする。Ｌｍ１に蓄えられたエネルギーにより、Ｑ１の寄生容量が充電、Ｑ２の寄生容量が放電され、Ｑ１にかかる電圧がＶｉｎへＱ２にかかる電圧が０へと変化する。同様にＬｍ２に蓄えられたエネルギーにより、Ｑ４の寄生容量が充電、Ｑ３の寄生容量が放電され、Ｑ４にかかる電圧がＶｉｎへＱ３にかかる電圧が０へと変化する。

モード５：Ｌｍ１に蓄えられたエネルギーによりＱ２のＳからＤへ向けて電流が流れる。また、Ｌｍ２に蓄えられたエネルギーによりＱ３のＳからＤに向けて電流が流れる。このとき各スイッチ素子の寄生ダイオードの導通中にＱ２，Ｑ３をオンすることでゼロボルトスイッチ動作となる。同時に２次側整流器より、２次側へエネルギーが伝達される。

モード６：Ｃｒ１に蓄えられたエネルギーにより、Ｑ２のＤからＳに向けて電流が流れ、Ｌｍ１が励磁されて二次側に電力が伝送される。また、ＶｉｎよりＱ３のＤからＳへ向けて電流が流れ、Ｌｍ２が励磁されて２次側へ電力が伝送される。

モード７：Ｌｍ１、Ｌｍ２両端の電圧が、２次側電圧に変圧器の巻き数比を掛けた値よりさがり、２次側への電力伝送がされなくなる。

モード８：Ｑ１，Ｑ４をオフする。Ｌｍ１に蓄えられたエネルギーにより、Ｑ２の寄生容量が充電、Ｑ１の寄生容量が放電され、Ｑ２にかかる電圧がＶｉｎへＱ１にかかる電圧が０へと変化する。同様にＬｍ２に蓄えられたエネルギーにより、Ｑ３の寄生容量が充電、Ｑ４の寄生容量が放電され、Ｑ３にかかる電圧がＶｉｎへＱ４にかかる電圧が０へと変化する。

図１２は二つの共振型コンバータのトランスの１次巻き線と２次巻き線との間に存在する寄生容量によって発生するコモンモードのノイズ（コモンモード電流ｉ３及びｉ４）の経路を示す。また、図１３は、その波形の一例である。共振型コンバータのコモンモードノイズは位相角πで極性が反転したノイズを発生する。そのため位相がπだけ異なる二つのコンバータのコモンモードノイズの合成値はゼロとなる。したがって、ノイズを抑制でき、ノイズフィルタを簡略な構成とできる。

図１４Ａ及び図１４Ｂは、それぞれ従来の共振型コンバータを含む機器と、その共振型コンバータを本技術のコンバータへ置き換えたときの雑音端子電圧（ピーク値及び平均値）の測定結果である。共振型コンバータの動作周波数は１０５ｋHzであり、３１５ｋHz・５２５ｋHz・７３５ｋHz・９４５ｋHzがその高調波となる。これらの周波数の雑音レベルは従来の共振型コンバータのものと比較して１５ｄＢ程度低下させることができる。

図１５は、本技術における回路の変形例である。共振型コンバータのリアクトルとトランスの電圧電流波形は位相πをもって正負反転の相似形である。本技術では二つのコンバータをπの位相差をもって制御しているので互いのリアクトルとトランスの電圧・電流の波形は正負反転の相似形になる。よってリアクトルとトランスはそれぞれ極性を反転させて磁気的に結合させることができる。

これにより二つのコンバータによるコモンモードの削減を見かけ上一つのリアクトルまたはトランスで実現することが可能となり、規模の小さい直流変換装置でも効果を出すことが可能となる。またリアクトルを磁気的に結合させることにより、二つの共振型コンバータの動作バランスを容易にとることができる。

図１６は本技術における２次側整流回路の変形例である。共振型コンバータの２次側巻き線はそれぞれπの位相差の電圧を出力している。本技術では二つの共振型コンバータがπの位相差をもって動作しているので、各々の２次側の巻き線のうち同相となる巻き線が存在する。それらを直列に接続し、出力することができる。この整流方式を用いた場合、二つのコンバータの出力電流をバランスすることができる。

図１７は本技術における１次側整流回路の変形例である。二つの容量を直列に接続し、直流電圧を分圧して二つのコンバータの入力とする。この場合でも図１６に示すようなコイルの磁気的な結合、図１７に示すような２次側の整流回路の変形が適用できる。この場合も動作モードは上述したものとなり、各スイッチ素子のオフ時の電圧がＶｉｎ／２となる

図１８は、図１７に示す回路をさらに変形した例である。共振型コンバータの動作特性により図１７においてＱ１に並列接続されているトランスは、Ｑ２に接続されても等価である。この時Ｑ２に流れる電流とＱ３に流れる電流は同一となるので、図１７の説明であげた２つの入力分圧容量へ流れる電流は互いの電流共振コンバータ同士で打ち消しあいゼロとなり、容量は不要となる。さらにＱ２，Ｑ３は互いに同じタイミングでオンオフするので、これらも一つの素子とすることができる。

図１９は図１８の変形例の動作モード（各々のスイッチのオンオフの状態）を示し、図２０はその時の各素子の電圧・電流の波形を示している。各動作モードの動作は図９に示すものと同様となるが、Ｑ１、Ｑ３のオフ時の電圧がＶｉｎ／２になり、Ｑ２のオフ時の電圧がＶｉｎになる。

図２１は、図１７に示す回路をさらに変形した２例目である。図１８での変形と同様に、Ｑ４に並列に接続されたトランスはＱ３に接続しても等価である。この時Ｑ１，Ｑ４に流れる電流が等しくなるので、入力分圧の容量は不要となる。Ｑ２，Ｑ３は同じタイミングでオンオフし、同じ電流が流れるスイッチとなるので、一つのスイッチとすることができる。

図２２は、図１８及び図２１のようなスイッチ素子を３素子に変形したときのゲート信号の波形を示す。

本技術によれば、コモンモードノイズの低減により、コモンモードノイズフィルタの簡素化が可能である。これによりフィルタに含まれるコイルのロス削減、容量結合による漏洩電流の低減、フィルタにかかるコストの低減が可能になる。また、共振型コンバータの複数動作によるバランスの問題を低コストかつ簡易な構成で解決できる。

以上、本技術の一実施の形態について具体的に説明したが、本技術は、上述の一実施の形態に限定されるものではなく、本技術の技術的思想に基づく各種の変形が可能である。また、上述の実施形態において挙げた構成、方法、工程、形状、材料及び数値などはあくまでも例に過ぎず、必要に応じてこれと異なる構成、方法、工程、形状、材料及び数値などを用いてもよい。

なお、本技術は、以下のような構成も取ることができる。
（１）
二つの電流共振型のコンバータを含む直流変換装置であって、
二つのコンバータの各々は、直列に接続された二つのスイッチ素子と、１次巻き線と２次巻き線とを有するトランスと、共振リアクトル成分と、前記トランスの１次巻き線と共振容量とが直列接続された共振回路と、前記トランスの２次巻き線に発生した電圧を整流する整流器を有し、
前記整流器により出力された電圧に基づいて前記二つのコンバータの各々が有するスイッチ素子のオンオフを制御する制御回路を設け、
前記制御回路は前記二つのコンバータ間でπずつずれるように、前記スイッチ素子のオンオフを制御するようにした直流変換装置。
（２）
前記制御回路は、ドライブ信号生成用のコントローラと前記二つのコンバータの各々が有するスイッチ素子の間の結線を異ならせることによって、前記二つのコンバータ間でπずつずれるように、前記スイッチ素子のオンオフを制御するようにした（１）に記載の直流変換装置。
（３）
前記制御回路は、ドライブ信号が１次側リアクトルに供給されるドライブトランスを有し、前記ドライブトランスの複数の２次側リアクトルに対して、前記二つのコンバータの各々が有するスイッチ素子を接続し、
前記複数の２次側リアクトルと前記スイッチ素子の間の結線を異ならせることによって、前記二つのコンバータ間でπずつずれるように、前記スイッチ素子のオンオフを制御するようにした（２）に記載の直流変換装置。
（４）
前記二つの容量を直列に接続してなり、直流電源の電源電圧を分圧して前記二つのコンバータに入力し、前記二つのコンバータ各々に直流電力を供給する分圧回路を備えた（１）から（３）のいずれかに記載の直流変換装置。
（５）
前記二つのコンバータの入力を直列に接続するようにした（１）から（４）のいずれかに記載の直流変換装置。
（６）
前記二つのコンバータの入力を直列に接続し、各コンバータのうち互いのコンバータが接続された側のスイッチ素子を１つにまとめた（１）から（５）のいずれかに記載の直流電源装置。
（７）
前記二つのコンバータの有するリアクトル又はトランスを磁気結合させた（１）から（６）のいずれかに記載の直流変換装置。
（８）
前記二つの有するトランスの２次巻き線を直列接続した（１）から（７）のいずれかに記載の直流変換装置。

Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４・・・スイッチ素子、１１・・・制御回路、
Ｌｒ１，Ｌｒ２・・・共振リアクトル、Ｃｒ１，Ｃｒ２・・・共振容量

Claims (5)

1. 二つの電流共振型のコンバータを含み、
   前記二つのコンバータの各々は、直列に接続された二つのスイッチ素子と、１次巻き線と２次巻き線とを有するトランスと、共振リアクトル成分と、前記トランスの１次巻き線と共振容量とが直列接続された共振回路と、前記トランスの２次巻き線に発生した電圧を整流する整流器を有し、
   前記整流器により出力された電圧に基づいて前記二つのコンバータの各々が有するスイッチ素子のオンオフを制御する制御回路を設け、
   前記制御回路は前記二つのコンバータ間でπずつずれるように、前記スイッチ素子のオンオフを制御するようにした直流変換装置であって、
   二つの容量を直列に接続してなり、直流電源の電源電圧を分圧して前記二つのコンバータに入力し、前記二つのコンバータ各々に直流電力を供給する分圧回路を備えた直流変換装置。
2. 二つの電流共振型のコンバータを含み、
   前記二つのコンバータの各々は、直列に接続された二つのスイッチ素子と、１次巻き線と２次巻き線とを有するトランスと、共振リアクトル成分と、前記トランスの１次巻き線と共振容量とが直列接続された共振回路と、前記トランスの２次巻き線に発生した電圧を整流する整流器を有し、
   前記整流器により出力された電圧に基づいて前記二つのコンバータの各々が有するスイッチ素子のオンオフを制御する制御回路を設け、
   前記制御回路は前記二つのコンバータ間でπずつずれるように、前記スイッチ素子のオンオフを制御するようにした直流変換装置であって、
   前記二つのコンバータの入力を直列に接続するようにした直流変換装置。
3. 二つの電流共振型のコンバータを含み、
   前記二つのコンバータの各々は、直列に接続された二つのスイッチ素子と、１次巻き線と２次巻き線とを有するトランスと、共振リアクトル成分と、前記トランスの１次巻き線と共振容量とが直列接続された共振回路と、前記トランスの２次巻き線に発生した電圧を整流する整流器を有し、
   前記整流器により出力された電圧に基づいて前記二つのコンバータの各々が有するスイッチ素子のオンオフを制御する制御回路を設け、
   前記制御回路は前記二つのコンバータ間でπずつずれるように、前記スイッチ素子のオンオフを制御するようにした直流変換装置であって、
   前記二つのコンバータの入力を直列に接続し、各コンバータのうち互いのコンバータが接続された側のスイッチ素子を１つにまとめた直流電源装置。
4. 前記制御回路は、ドライブ信号生成用のコントローラと前記二つのコンバータの各々が有するスイッチ素子の間の結線を異ならせることによって、前記二つのコンバータ間でπずつずれるように、前記スイッチ素子のオンオフを制御するようにした請求項１，請求項２又は請求項３に記載の直流変換装置。
5. 前記制御回路は、ドライブ信号が１次側リアクトルに供給されるドライブトランスを有し、前記ドライブトランスの複数の２次側リアクトルに対して、前記二つのコンバータの各々が有するスイッチ素子を接続し、
   前記複数の２次側リアクトルと前記スイッチ素子の間の結線を異ならせることによって、前記二つのコンバータ間でπずつずれるように、前記スイッチ素子のオンオフを制御するようにした請求項１，請求項２又は請求項３に記載の直流変換装置。

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