WO2020208936A1 - 直流変換装置 - Google Patents

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transformer
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利明 出井
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ソニー株式会社
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac

Definitions

  • This technology relates to a DC converter that uses a current resonance type converter.
  • a current resonance type converter (also called an LLC type converter) has been used as a high-efficiency, low-noise power supply device, and a method of connecting a plurality of current resonance type converters in parallel or in series is adopted in order to cope with high power consumption.
  • a current resonance type converter also called an LLC type converter
  • Patent Document 1 when operating a plurality of converters, when the number of converters is n, the phase difference of each converter is controlled as ⁇ / n to reduce the ripple current on the secondary side. It has been taken.
  • the current resonance type converter is used as a low noise power supply device, but this low noise characteristic is limited to noise having a frequency sufficiently high with respect to the operating frequency of each switch element, and the operating frequency and its multiple waves. Noise is present like any other converter. Electrical noise is divided into normal mode noise in which current flows in the opposite direction at both ends of the input or output, and common mode noise in which current flows in the same direction at both ends and flows through the ground or the like.
  • a common mode noise filter is used to reduce the common mode noise of the power converter. There are various problems such as coil loss included in this filter, leakage current due to a capacitor, and cost of each element.
  • the purpose of this technology is to provide a DC converter that solves the above-mentioned problems by setting the on / off control of each switch element of the two resonance type converters to the phase difference of ⁇ .
  • This technology is a DC converter that includes two current resonance type converters.
  • Each of the two converters has two switch elements connected in series, a transformer having a primary winding and a secondary winding, a resonant reactor component, and a transformer primary winding and a resonant capacitance in series. It has a connected resonant circuit and a rectifier that rectifies the voltage generated in the secondary winding of the transformer.
  • a control circuit is provided to control the on / off of the switch element of each of the two converters based on the voltage output by the rectifier.
  • the control circuit is a DC converter that controls the on / off of the switch element so that it shifts by ⁇ between the two converters.
  • common mode noise can be reduced by setting the switch operation of the two converters to have a phase difference of ⁇ .
  • the effects described here are not necessarily limited, and may be any of the effects described in the present technology or an effect different from them.
  • FIG. 1 is a connection diagram of a conventional current resonance type converter.
  • FIG. 2 is a waveform diagram showing an output current waveform of a conventional current resonance type converter.
  • FIG. 3 is a connection diagram of a conventional DC converter in which two converters are connected.
  • FIG. 4 is a waveform diagram used for explaining a conventional DC converter.
  • FIG. 5 is a connection diagram used for explaining noise.
  • FIG. 6 is a connection diagram used for explaining the present technology.
  • FIG. 7 is a waveform diagram for explaining the drive signal.
  • 8A and 8B are connection diagrams showing an example of a control circuit and another example.
  • FIG. 9 is a mode transition diagram of the operation mode of the switch element in the present technology.
  • FIG. 9 is a mode transition diagram of the operation mode of the switch element in the present technology.
  • FIG. 10 is a waveform diagram showing a current waveform and a voltage waveform of the element in each operation mode.
  • FIG. 11 is a waveform diagram showing an output current waveform of the present technology.
  • FIG. 12 is a connection diagram for explaining the path of common mode noise in the present technology.
  • FIG. 13 is a waveform diagram used for explaining common mode noise in the present technology.
  • 14A and 14B are waveform diagrams showing terminal noise of the device into which the present technology has been introduced.
  • FIG. 15 is a connection diagram showing a circuit modification example (magnetically coupling the inductor of the resonance type converter) of the present technology.
  • FIG. 16 is a connection diagram showing a circuit modification example of the present technology (a rectifier circuit on the secondary side is connected in series).
  • FIG. 17 is a connection diagram showing a modified example of the primary side circuit in the present technology.
  • FIG. 18 is a connection diagram showing a modified example of the circuit of FIG.
  • FIG. 19 is a mode transition diagram of the operation mode of the switch element in the circuit of FIG.
  • FIG. 20 is a waveform diagram showing a current waveform and a voltage waveform of the element in each operation mode.
  • FIG. 21 is a connection diagram showing a circuit configuration obtained by further modifying the circuit configuration of FIG.
  • FIG. 22 is a waveform diagram used for explaining the gate drive when the number of switch elements is three.
  • FIG. 1 shows an example configuration of a current resonance type (LLC method) converter to which this technology is applied.
  • the configuration of FIG. 1 specifies a parasitic element.
  • Vin is an input power source
  • Q1 is a switch element such as a MOSFET on the high side
  • Q2 is a switch element on the low side.
  • a diode and a capacitance exist in parallel as a parasitic element between the drain and the source of the switch element Q1.
  • a diode and a capacitance exist in parallel as a parasitic element between the drain and the source of the switch element Q2.
  • a drive signal is supplied from the control unit to each gate of the switch element Q1 and the switch element Q2, and the switch element Q1 and the switch element Q2 perform a switching operation.
  • a resonance circuit in which the resonance reactor Lr1, the primary winding Np of the transformer, and the resonance capacitance Cr1 are connected in series is connected between the source of the switch element Q1 and the drain connection point of the switch element Q2 and the source of the switch element Q2. ..
  • the reactor Lm1 is connected in parallel to the primary winding Np of the transformer.
  • Reactors Lr1 and Lm1 are, for example, leakage inductance components of a transformer.
  • the secondary winding Ns of the transformer is divided into two inductances, one end of the secondary winding is connected to the output terminal via the diode D1, and the other end of the secondary winding is connected to the output terminal via the diode D2. Will be done.
  • the connection midpoint of the secondary winding is taken out as an output terminal, and the capacitance Cout is connected between the output terminals.
  • a load is connected to the output terminal.
  • the diodes D1, D2 and the capacitance Cout constitute a rectifier that rectifies the voltage generated in the secondary winding of the transformer.
  • FIG. 3 shows a configuration in which two of the above converters are connected in parallel.
  • One converter having the same configuration as that of FIG. 1 is connected in parallel with the other converter having the same configuration.
  • the other converter includes switch elements Q3 and Q4, reactors Lr2 and Lm2, resonance capacitance Cr2, a transformer, and diodes D3 and D4.
  • the output current I2 flows through the other converter.
  • FIG. 4A shows the output current I1 of one converter
  • FIG. 4B shows the output current I2 of the other converter.
  • the current resonance type converter is used as a low noise power supply device, but this low noise characteristic is limited to noise having a frequency sufficiently high with respect to the operating frequency of each switch element, and the operating frequency and its multiple waves. Noise is present like any other converter.
  • electrical noise is divided into normal mode noise in which current flows in the opposite direction at both ends of the input or output, and common mode noise in which current flows in the same direction at both ends and flows through the ground or the like. ..
  • a common mode noise filter is used to reduce the common mode noise of the power converter.
  • problems such as coil loss included in this noise filter, leakage current due to a capacitor, and cost of each element.
  • a control circuit 11 is provided, and the control circuit 11 generates drive signals Out1, Out2, Out3, and Out4 that control the on / off of the switch elements Q1 to Q4 of each converter.
  • the output voltage output by the smoothing circuit is fed back to the feedback FB input of the control circuit 11. This feedback controls the output voltage to a constant value.
  • the control circuit 11 controls the on / off of the switch element so as to deviate by ⁇ between the two converters.
  • FIG. 7 shows drive signals Out1, Out2, Out3, and Out4 that control the on / off of the switch elements Q1 to Q4.
  • FIG. 8A and 8B show two examples of control circuits.
  • the output of the controller 20 that generates the drive signal is supplied to the gate drive / drive transformer 21, and the output of the gate drive / drive transformer 21 is supplied to the gates of the switch elements Q1 and Q2 of one of the converters.
  • These switch elements Q1 and Q2 are alternately turned on and off with a phase difference of ⁇ .
  • the output of the controller 20 is supplied to the gate drive / drive transformer 22, the output of the gate drive / drive transformer 22 is supplied to the gates of the switch elements Q3 and Q4 of the other converter, and these switch elements Q1 and Q2 It is turned on and off alternately with a phase difference of ⁇ .
  • the configuration shown in FIG. 8B shows a control circuit using a drive transformer.
  • the output of the controller 30 is supplied to the primary winding L30 of the drive transformer.
  • the drive transformer has secondary windings L31, L32, L33 and L34. These winding directions are the same.
  • the winding start end of the secondary winding L31 is connected to the gate of the switch element Q1, and the winding end end of the secondary winding L31 is connected to the source of the switch element Q1.
  • the winding start end of the secondary winding L32 is connected to the source of the switch element Q2, and the winding end end of the secondary winding L32 is connected to the gate of the switch element Q2. Therefore, the phase difference between the switch operations of the switch elements Q1 and Q2 is ⁇ .
  • the winding start end of the secondary winding L33 is connected to the source of the switch element Q3, and the winding end end of the secondary winding L33 is connected to the gate of the switch element Q3.
  • the winding start end of the secondary winding L34 is connected to the gate of the switch element Q4, and the winding end end of the secondary winding L34 is connected to the source of the switch element Q4. Therefore, the phase difference between the switch operations of the switch elements Q3 and Q4 is ⁇ . Further, the phase difference between the two converters can be ⁇ . As described above, the configuration for setting the phase difference between the two converters to ⁇ only needs to reverse the wiring, so that the configuration of the control circuit can be simplified.
  • the drive transformer is a small-scale transformer and can insulate and transmit the drive signal. For example, it is used to drive an FET whose source potential becomes high voltage or whose voltage fluctuates. Further, by exchanging the polarities of the windings of the secondary reactor, a drive signal having an opposite phase can be generated.
  • FIG. 9 shows a current path formed including a switch element that is turned on in each mode.
  • FIG. 10 shows the voltage and current of each element at that time.
  • the voltage / current waveform in each mode is the same as the existing resonance type converter.
  • the resonance type converter two switch elements connected in series are alternately turned on and off with a phase difference of ⁇ . Since this technology operates the phase difference between the two converters with ⁇ , Q1 and Q4 and Q2 and Q3 in the figure are turned on and off at the same time. Further, the output currents I1 and I2 of each converter and the output current (I1 + I2) obtained by adding both are as shown in FIG.
  • each operation mode will be described in order.
  • each source of the switch elements Q1 to Q4 is referred to as S, and the drain is referred to as D.
  • Mode 1 The energy stored in Lm1 causes a current to flow from S to D in Q1. Further, the energy stored in Lm2 causes a current to flow from S to D in Q4. At this time, by turning on Q1 and Q4 while the parasitic diode of each switch element is conducting, the zero volt switch operation is performed. At the same time, energy is transferred from the secondary side rectifier to the secondary side.
  • Mode 2 A current flows from D to S of Q1 by the input voltage Vin, Lm1 is excited, and power is transmitted to the secondary side. Further, the voltage stored in Cr2 causes a current to flow from D to S in Q4, Lm2 is excited, and electric power is transmitted to the secondary side.
  • Mode 3 The voltage across Lm1 and Lm2 is lower than the value obtained by multiplying the secondary side voltage by the turns ratio of the transformer, and power transmission to the secondary side is stopped.
  • Mode 4 Turn off Q1 and Q4.
  • the energy stored in Lm1 the parasitic capacitance of Q1 is charged, the parasitic capacitance of Q2 is discharged, the voltage applied to Q1 changes to Vin, and the voltage applied to Q2 changes to 0.
  • the energy stored in Lm2 charges the parasitic capacitance of Q4 and discharges the parasitic capacitance of Q3, so that the voltage applied to Q4 changes to Vin and the voltage applied to Q3 changes to 0.
  • Mode 5 Current flows from S to D in Q2 due to the energy stored in Lm1. Further, the energy stored in Lm2 causes a current to flow from S to D in Q3. At this time, by turning on Q2 and Q3 while the parasitic diode of each switch element is conducting, the zero volt switch operation is performed. At the same time, energy is transferred from the secondary side rectifier to the secondary side.
  • Mode 6 Due to the energy stored in Cr1, a current flows from D to S in Q2, Lm1 is excited, and electric power is transmitted to the secondary side. Further, a current flows from Vin from D to S of Q3, Lm2 is excited, and electric power is transmitted to the secondary side.
  • Mode 7 The voltage across Lm1 and Lm2 is lower than the value obtained by multiplying the secondary side voltage by the turns ratio of the transformer, and power transmission to the secondary side is stopped.
  • Mode 8 Turn off Q1 and Q4. Due to the energy stored in Lm1, the parasitic capacitance of Q2 is charged, the parasitic capacitance of Q1 is discharged, the voltage applied to Q2 changes to Vin, and the voltage applied to Q1 changes to 0. Similarly, the energy stored in Lm2 charges the parasitic capacitance of Q3 and discharges the parasitic capacitance of Q4, so that the voltage applied to Q3 changes to Vin and the voltage applied to Q4 changes to 0.
  • FIG. 12 shows the path of common mode noise (common mode currents i3 and i4) generated by the parasitic capacitance existing between the primary winding and the secondary winding of the transformers of the two resonant converters.
  • FIG. 13 is an example of the waveform.
  • the common mode noise of the resonance type converter generates noise in which the polarity is inverted at the phase angle ⁇ . Therefore, the combined value of the common mode noise of the two converters whose phases differ by ⁇ becomes zero. Therefore, noise can be suppressed and the noise filter can have a simple configuration.
  • the 14A and 14B are the measurement results of the noise terminal voltage (peak value and average value) when the device including the conventional resonance type converter and the resonance type converter are replaced with the converter of the present technology, respectively.
  • the operating frequency of the resonance type converter is 105 kHz, and 315 kHz, 525 kHz, 735 kHz, and 945 kHz are the harmonics thereof.
  • the noise level at these frequencies can be reduced by about 15 dB as compared with that of a conventional resonant converter.
  • FIG. 15 is a modification of the circuit in the present technology.
  • the voltage-current waveforms of the reactor and transformer of the resonant converter have a phase ⁇ and are similar figures of positive and negative inversion.
  • the two converters are controlled with a phase difference of ⁇ , the voltage / current waveforms of the reactor and transformer of each other have similar figures of positive and negative inversion. Therefore, the reactor and the transformer can be magnetically coupled by reversing their polarities.
  • FIG. 16 is a modified example of the secondary side rectifier circuit in this technology.
  • the secondary windings of the resonant converter each output a voltage with a phase difference of ⁇ .
  • the two resonant converters operate with a phase difference of ⁇ , there are windings having the same phase among the windings on the secondary side of each. They can be connected in series and output. When this rectification method is used, the output currents of the two converters can be balanced.
  • FIG. 17 is a modified example of the primary side rectifier circuit in this technology. Two capacitances are connected in series, and the DC voltage is divided into two converter inputs. Even in this case, the magnetic coupling of the coil as shown in FIG. 16 and the modification of the rectifier circuit on the secondary side as shown in FIG. 17 can be applied. In this case as well, the operation mode is as described above, and the voltage when each switch element is off is Vin / 2.
  • FIG. 18 is an example in which the circuit shown in FIG. 17 is further modified. Due to the operating characteristics of the resonant converter, the transformer connected in parallel to Q1 in FIG. 17 is equivalent even if it is connected to Q2. At this time, the current flowing through Q2 and the current flowing through Q3 are the same, so that the currents flowing through the two input voltage dividing capacitances described in FIG. 17 cancel each other out between the current resonance converters and become zero, and the capacitance is unnecessary. Become. Further, since Q2 and Q3 are turned on and off at the same timing, they can also be treated as one element.
  • FIG. 19 shows the operation mode (on / off state of each switch) of the modified example of FIG. 18, and FIG. 20 shows the waveforms of the voltage and current of each element at that time.
  • the operation of each operation mode is the same as that shown in FIG. 9, but the voltage when Q1 and Q3 are off becomes Vin / 2, and the voltage when Q2 is off becomes Vin.
  • FIG. 21 is a second example in which the circuit shown in FIG. 17 is further modified. Similar to the modification in FIG. 18, a transformer connected in parallel to Q4 is equivalent even if it is connected to Q3. At this time, since the currents flowing through Q1 and Q4 are equal, the input voltage dividing capacitance becomes unnecessary. Since Q2 and Q3 are switches that turn on and off at the same timing and the same current flows, they can be used as one switch.
  • FIG. 22 shows the waveform of the gate signal when the switch elements as shown in FIGS. 18 and 21 are transformed into three elements.
  • the present technology is not limited to the above-mentioned one embodiment, and various modifications based on the technical idea of the present technology are possible. ..
  • the configurations, methods, processes, shapes, materials, numerical values, etc. given in the above-described embodiments are merely examples, and different configurations, methods, processes, shapes, materials, numerical values, etc. may be used as necessary. May be good.
  • a DC converter that includes two current resonance type converters. Each of the two converters has two switch elements connected in series, a transformer having a primary winding and a secondary winding, a resonance reactor component, and a primary winding and a resonance capacitance of the transformer. It has a resonant circuit connected in series and a rectifier that rectifies the voltage generated in the secondary winding of the transformer.
  • a control circuit for controlling the on / off of the switch element of each of the two converters based on the voltage output by the rectifier is provided.
  • a DC converter that controls the on / off of the switch element so that the control circuit shifts by ⁇ between the two converters.
  • the control circuit turns on / off the switch element so as to shift by ⁇ between the two converters by making the connection between the controller for driving signal generation and the switch element of each of the two converters different.
  • the DC converter according to (1) which is controlled.
  • the control circuit has a drive transformer in which a drive signal is supplied to the primary side reactor, and a switch element of each of the two converters is connected to a plurality of secondary side reactors of the drive transformer. The on / off of the switch element is controlled so as to deviate by ⁇ between the two converters by making the connection between the plurality of secondary reactors and the switch element different.
  • DC converter DC converter.

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Abstract

二つの電流共振型のコンバータを含む直流変換装置であって、二つのコンバータの各々は、直列に接続された二つのスイッチ素子と、１次巻き線と２次巻き線とを有するトランスと、共振リアクトル成分と、トランスの１次巻き線と共振容量とが直列接続された共振回路と、トランスの２次巻き線に発生した電圧を整流する整流器を有し、整流器により出力された電圧に基づいて二つのコンバータの各々が有するスイッチ素子のオンオフを制御する制御回路を設け、制御回路は二つのコンバータ間でπずつずれるように、スイッチ素子のオンオフを制御するようにした直流変換装置である。

Description

直流変換装置
　本技術は、電流共振型のコンバータを使用した直流変換装置に関する。
　従来から電流共振型コンバータ（ＬＬＣ方式コンバータとも呼ばれる）は、高効率、低雑音の電源装置として利用されており、大電力対応にあたって複数の電流共振型コンバータを並列または直列に接続する方式がとられている。例えば特許文献１では、複数のコンバータを動作させる際、コンバータの数をｎとした際、各々のコンバータの位相差をπ／ｎとして制御することで、２次側のリップル電流を低減する方法がとられている。
特開２０１１－０７２０７６号公報
　電流共振型コンバータは低雑音の電源装置として利用されているが、この低雑音である特性は各スイッチ素子の動作周波数に対して十分に高い周波数の雑音に限られ、動作周波数及びその倍数波の雑音は他のコンバータ同様に存在する。電気的な雑音は入力または出力の両端に逆向きに電流の流れるノーマルモードノイズと、両端に同じ向きに流れ大地等を経由して機器に流れるコモンモードノイズに分けられる。
　複数のコンバータを有する機器では、コンバータの位相差を制御することによりノイズを低減する方式がとられており、特許文献１に記載のコンバータをπ／ｎの位相で動作させる方式もこれにあたる。
　しかしながら、この方式は、２次側ノーマルモードノイズを最小化することに着目しており、コモンモードノイズの低減効果は大きくない。電源変換装置のコモンモードノイズを低減するためにコモンモードノイズフィルタを使用している。このフィルタに含まれるコイルの損失や、コンデンサによる漏洩電流、各素子のコストなど、様々な問題が存在する。
　また、π／ｎの位相で動作させるには、π／ｎの位相差を生成する回路、方法が必要となり、動作周波数の変動のある共振型コンバータにおいては特に制御回路が複雑になる問題がある。同時に、特許文献１にある通り、複数の共振型コンバータを並列に動作させる場合、各々のコンバータを構成する素子の定数差異により、各コンバータの分担電流のバランスが悪化するので、コンバータのバランスをとるための制御や追加素子が必要になり、装置の効率の悪化やコスト増を招いている。
　本技術の目的は、二つの共振型コンバータの各スイッチ素子のオンオフ制御を、πの位相差とすることによって上述した問題点が解決された直流変換装置を提供することにある。
　本技術は、二つの電流共振型のコンバータを含む直流変換装置であって、
　二つのコンバータの各々は、直列に接続された二つのスイッチ素子と、１次巻き線と２次巻き線とを有するトランスと、共振リアクトル成分と、トランスの１次巻き線と共振容量とが直列接続された共振回路と、トランスの２次巻き線に発生した電圧を整流する整流器を有し、
　整流器により出力された電圧に基づいて二つのコンバータの各々が有するスイッチ素子のオンオフを制御する制御回路を設け、
　制御回路は二つのコンバータ間でπずつずれるように、スイッチ素子のオンオフを制御するようにした直流変換装置である。
　少なくとも一つの実施形態によれば、二つのコンバータのスイッチ動作をπの位相差とすることによってコモンモードノイズを減少させることができる。なお、ここに記載された効果は必ずしも限定されるものではなく、本技術中に記載されたいずれかの効果又はそれらと異質な効果であっても良い。
図１は、従来の電流共振型コンバータの接続図である。 図２は、従来の電流共振型コンバータの出力電流波形を示す波形図である。 図３は、２個のコンバータを接続した従来の直流変換装置の接続図である。 図４は、従来の直流変換装置の説明に使用する波形図である。 図５は、ノイズの説明に使用する接続図である。 図６は、本技術の説明に使用する接続図である。 図７は、ドライブ信号の説明のための波形図である。 図８Ａ及び図８Ｂは、制御回路の一例及び他の例を示す接続図である。 図９は、本技術におけるスイッチ素子の動作モードのモード遷移図である。 図１０は、各動作モードにおける素子の電流波形及び電圧波形を示す波形図である。 図１１は、本技術の出力電流波形を示す波形図である。 図１２は、本技術におけるコモンモードノイズの経路を説明するための接続図である。 図１３は、本技術におけるコモンモードノイズの説明に用いる波形図である。 図１４Ａ及び図１４Ｂは、本技術を導入した機器の端子雑音を示す波形図である。 図１５は、本技術の回路変形例（共振型コンバータのインダクタを磁気的に結合）を示す接続図である。 図１６は、本技術の回路変形例（２次側の整流回路を直列に接続）を示す接続図である。 図１７は、本技術における１次側回路の変形例を示す接続図である。 図１８は、図１７の回路の変形例を示す接続図である。 図１９は、図１８の回路におけるスイッチ素子の動作モードのモード遷移図である。 図２０は、各動作モードにおける素子の電流波形及び電圧波形を示す波形図である。 図２１は、図１７の回路構成をさらに変形した回路構成を示す接続図である。 図２２は、スイッチ素子を３素子とした場合のゲート駆動の説明に使用する波形図である。
　以下、本技術の実施形態等について図面を参照しながら説明する。
　以下に説明する実施の形態等は本技術の好適な具体例であり、本技術の内容がこれらの実施形態等に限定されるものではない。
　図１は、本技術が適用される電流共振型（ＬＬＣ方式）のコンバータの一例の構成を示す。図１の構成は、寄生素子を明記したものである。Ｖｉｎが入力電源であり、Ｑ１がハイサイド側のＭＯＳＦＥＴなどのスイッチ素子であり、Ｑ２がローサイド側のスイッチ素子である。スイッチ素子Ｑ１のドレイン及びソース間に寄生素子としてダイオード及び容量が並列に存在する。スイッチ素子Ｑ２のドレイン及びソース間に寄生素子としてダイオード及び容量が並列に存在する。スイッチ素子Ｑ１及びスイッチ素子Ｑ２のそれぞれのゲートに対して制御部からドライブ信号が供給され、スイッチ素子Ｑ１及びスイッチ素子Ｑ２がスイッチング動作を行う。
　スイッチ素子Ｑ１のソース及びスイッチ素子Ｑ２のドレインの接続点とスイッチ素子Ｑ２のソースの間に共振リアクトルＬｒ１とトランスの１次巻き線Ｎｐと共振容量Ｃｒ１とが直列接続された共振回路が接続される。トランスの１次巻き線Ｎｐに対してリアクトルＬｍ１が並列に接続される。リアクトルＬｒ１及びＬｍ１は、例えばトランスのリーケージインダクタンス成分である。
　トランスの２次巻き線Ｎｓが二つのインダクタンスに分割され、２次巻き線の一端がダイオードＤ１を介して出力端子と接続され、２次巻き線の他端がダイオードＤ２を介して出力端子と接続される。２次巻き線の接続中点が出力端子として取り出され、出力端子間に容量Ｃｏｕｔが接続される。出力端子に対して負荷が接続されている。ダイオードＤ１、Ｄ２及び容量Ｃｏｕｔがトランスの２次巻き線に発生した電圧を整流する整流器を構成する。
　上述した従来のコンバータでは、スイッチ素子Ｑ１とスイッチ素子Ｑ２のゲートに対して逆位相のドライブ信号が供給され、これらのスイッチ素子Ｑ１とＱ２が差動でスイッチング動作を行う。そして、図２に示すような出力電流Ｉ１が得られる。
　図３は、上述したコンバータを２個並列に接続した構成を示す。図１と構成を有する一方のコンバータに対して同様の構成を有する他方のコンバータが並列接続される。他方のコンバータは、スイッチ素子Ｑ３，Ｑ４、リアクトルＬｒ２，Ｌｍ２、共振容量Ｃｒ２、トランス、ダイオードＤ３、Ｄ４を備えている。他方のコンバータには、出力電流Ｉ２が流れる。
　上述した特許文献１では、２個のコンバータのスイッチ動作の位相を１／４周期（４５度）ずらして動作させる。図４Ａは、一方のコンバータの出力電流Ｉ１を示し、図４Ｂは、他方のコンバータの出力電流Ｉ２を示す。これらの電流Ｉ１及びＩ２が加算されることによって、図４Ｃに示すようなリップル成分が削減された出力電流（Ｉ１＋Ｉ２）が得られる。
　図５を参照してノイズについて説明する。電流共振型コンバータは低雑音の電源装置として利用されているが、この低雑音である特性は各スイッチ素子の動作周波数に対して十分に高い周波数の雑音に限られ、動作周波数及びその倍数波の雑音は他のコンバータ同様に存在する。図５に示すように、電気的な雑音は入力または出力の両端に逆向きに電流の流れるノーマルモードノイズと、両端に同じ向きに流れ大地等を経由して機器に流れるコモンモードノイズに分けられる。
　図３に示すような複数のコンバータを有する構成では、コンバータの位相差を制御することによりノイズを低減する方式がとられており、コンバータをπ／ｎの位相で動作させる特許文献１の方式もこれに該当する。
　しかしながら、この方式は、２次側ノーマルモードノイズを最小化することに着目しており、コモンモードノイズの低減効果は大きくない。電源変換装置のコモンモードノイズを低減するためにコモンモードノイズフィルタが使用されている。このノイズフィルタに含まれるコイルの損失やコンデンサによる漏洩電流、各素子のコストなど、様々な問題が存在する。
　さらに、π／ｎ（９０度や４５度）の位相で動作させるにはπ／ｎの位相差を生成する回路が必要となり、動作周波数の変動のある共振型コンバータにおいては、制御回路が複雑になる問題が生じる。これと共に、特許文献１にも記載されているように、複数の共振型コンバータを並列に動作させる場合、各々のコンバータを構成する素子の定数差異により、各コンバータの分担電流のバランスが悪化するので、コンバータのバランスをとるための制御や追加素子が必要になり、装置の効率の悪化やコスト増が生じることになる。
　図６に示すように、本技術では、制御回路１１を設け、制御回路１１によって各コンバータのスイッチ素子Ｑ１～Ｑ４のオンオフを制御するドライブ信号Ｏｕｔ１，Ｏｕｔ２，Ｏｕｔ３，Ｏｕｔ４を生成する。制御回路１１のフィードバックＦＢ入力に対しては、平滑回路により出力された出力電圧がフィードバックされる。このフィードバックによって、出力電圧が一定値に制御される。制御回路１１は、二つのコンバータ間でπずつずれるように、スイッチ素子のオンオフを制御する。図７は、スイッチ素子Ｑ１～Ｑ４のオンオフを制御するドライブ信号Ｏｕｔ１，Ｏｕｔ２，Ｏｕｔ３，Ｏｕｔ４を示す。
　図８Ａ及び図８Ｂは、制御回路の二つの例を示している。図８Ａに示す例は、ドライブ信号を発生するコントローラ２０の出力がゲートドライブ／ドライブトランス２１に供給され、ゲートドライブ／ドライブトランス２１の出力が一方のコンバータのスイッチ素子Ｑ１及びＱ２のゲートに供給され、これらのスイッチ素子Ｑ１及びＱ２がπの位相差をもって交互にオンオフされる。
　同様に、コントローラ２０の出力がゲートドライブ／ドライブトランス２２に供給され、ゲートドライブ／ドライブトランス２２の出力が他方のコンバータのスイッチ素子Ｑ３及びＱ４のゲートに供給され、これらのスイッチ素子Ｑ１及びＱ２がπの位相差をもって交互にオンオフされる。
　コントローラ２０とゲートドライブ／ドライブトランス２１の接続関係と、コントローラ２０とゲートドライブ／ドライブトランス２２の接続関係において、入力を反転させるこれによって、二つのコンバータ同士の位相差をπで動作させるようになされる。
　図８Ｂに示す構成は、ドライブトランスを使用する制御回路を示す。コントローラ３０の出力がドライブトランスの１次巻き線Ｌ３０に供給される。ドライブトランスは２次巻き線Ｌ３１，Ｌ３２，Ｌ３３及びＬ３４を有する。これらの巻き方向は同一とされている。２次巻き線Ｌ３１の巻き始め端がスイッチ素子Ｑ１のゲートと接続され、２次巻き線Ｌ３１の巻き終わり端がスイッチ素子Ｑ１のソースと接続される。２次巻き線Ｌ３２の巻き始め端がスイッチ素子Ｑ２のソースと接続され、２次巻き線Ｌ３２の巻き終わり端がスイッチ素子Ｑ２のゲートと接続される。したがって、スイッチ素子Ｑ１及びＱ２のスイッチ動作の位相差がπとなる。
　２次巻き線Ｌ３３の巻き始め端がスイッチ素子Ｑ３のソースと接続され、２次巻き線Ｌ３３の巻き終わり端がスイッチ素子Ｑ３のゲートと接続される。２次巻き線Ｌ３４の巻き始め端がスイッチ素子Ｑ４のゲートと接続され、２次巻き線Ｌ３４の巻き終わり端がスイッチ素子Ｑ４のソースと接続される。したがって、スイッチ素子Ｑ３及びＱ４のスイッチ動作の位相差がπとなる。さらに、二つのコンバータ同士の位相差をπとすることができる。このように、二つのコンバータ同士の位相差をπとするための構成は、結線を逆とするだけでよいので、制御回路の構成を簡単とすることができる。
　なお、ドライブトランスは、小規模なトランスであって、ドライブ信号を絶縁して伝送することができる。例えばソース電位が高圧になったり、電圧が上下するようなＦＥＴのドライブに使われる。また、２次リアクトルの巻き線の結線の極性を入れ替えると、逆位相のドライブ信号を生成することができる。
　本技術は、スイッチ素子Ｑ１～Ｑ４のオンオフ動作の関係に応じて８個の動作モード（モード１，モード２，モード３，・・・，モード８）を有する。図９は、各モードにおいてオンするスイッチ素子を含んで形成される電流経路を示している。また、図１０は、その時の各素子の電圧・電流を示している。各モードにおける電圧・電流波形は既存の共振型コンバータと同一である。共振型コンバータは直列に接続された二つのスイッチ素子がπの位相差をもって交互にオンオフしている。本技術は二つのコンバータ同士の位相差をπで動作させるので、図中Ｑ１とＱ４、Ｑ２とＱ３はそれぞれ同時にオンオフする。さらに、各コンバータの出力電流Ｉ１及びＩ２と、両者を加算した出力電流（Ｉ１＋Ｉ２）は図１１に示すものとなる。
　各動作モードについて順に説明する。なお、簡単のため、スイッチ素子Ｑ１～Ｑ４のそれぞれのソースをＳと表記し、ドレインをＤと表記する。
　モード１：Ｌｍ１に蓄えられたエネルギーによりＱ１のＳからＤへ向けて電流が流れる。また、Ｌｍ２に蓄えられたエネルギーによりＱ４のＳからＤに向けて電流が流れる。このとき各スイッチ素子の寄生ダイオードの導通中にＱ１，Ｑ４をオンすることでゼロボルトスイッチ動作となる。同時に２次側整流器より、２次側へエネルギーが伝達される。
　モード２：入力電圧ＶｉｎによりＱ１のＤからＳに向けて電流が流れ、Ｌｍ１が励磁されて二次側に電力が伝送される。また、Ｃｒ２に蓄えられた電圧により、Ｑ４のＤからＳへ向けて電流が流れ、Ｌｍ２が励磁されて２次側へ電力が伝送される。
　モード３：Ｌｍ１、Ｌｍ２両端の電圧が、２次側電圧に変圧器の巻き数比を掛けた値よりさがり、２次側への電力伝送がされなくなる。
　モード４：Ｑ１，Ｑ４をオフする。Ｌｍ１に蓄えられたエネルギーにより、Ｑ１の寄生容量が充電、Ｑ２の寄生容量が放電され、Ｑ１にかかる電圧がＶｉｎへＱ２にかかる電圧が０へと変化する。同様にＬｍ２に蓄えられたエネルギーにより、Ｑ４の寄生容量が充電、Ｑ３の寄生容量が放電され、Ｑ４にかかる電圧がＶｉｎへＱ３にかかる電圧が０へと変化する。
　モード５：Ｌｍ１に蓄えられたエネルギーによりＱ２のＳからＤへ向けて電流が流れる。また、Ｌｍ２に蓄えられたエネルギーによりＱ３のＳからＤに向けて電流が流れる。このとき各スイッチ素子の寄生ダイオードの導通中にＱ２，Ｑ３をオンすることでゼロボルトスイッチ動作となる。同時に２次側整流器より、２次側へエネルギーが伝達される。
　モード６：Ｃｒ１に蓄えられたエネルギーにより、Ｑ２のＤからＳに向けて電流が流れ、Ｌｍ１が励磁されて二次側に電力が伝送される。また、ＶｉｎよりＱ３のＤからＳへ向けて電流が流れ、Ｌｍ２が励磁されて２次側へ電力が伝送される。
　モード７：Ｌｍ１、Ｌｍ２両端の電圧が、２次側電圧に変圧器の巻き数比を掛けた値よりさがり、２次側への電力伝送がされなくなる。
　モード８：Ｑ１，Ｑ４をオフする。Ｌｍ１に蓄えられたエネルギーにより、Ｑ２の寄生容量が充電、Ｑ１の寄生容量が放電され、Ｑ２にかかる電圧がＶｉｎへＱ１にかかる電圧が０へと変化する。同様にＬｍ２に蓄えられたエネルギーにより、Ｑ３の寄生容量が充電、Ｑ４の寄生容量が放電され、Ｑ３にかかる電圧がＶｉｎへＱ４にかかる電圧が０へと変化する。
　図１２は二つの共振型コンバータのトランスの１次巻き線と２次巻き線との間に存在する寄生容量によって発生するコモンモードのノイズ（コモンモード電流ｉ３及びｉ４）の経路を示す。また、図１３は、その波形の一例である。共振型コンバータのコモンモードノイズは位相角πで極性が反転したノイズを発生する。そのため位相がπだけ異なる二つのコンバータのコモンモードノイズの合成値はゼロとなる。したがって、ノイズを抑制でき、ノイズフィルタを簡略な構成とできる。
　図１４Ａ及び図１４Ｂは、それぞれ従来の共振型コンバータを含む機器と、その共振型コンバータを本技術のコンバータへ置き換えたときの雑音端子電圧（ピーク値及び平均値）の測定結果である。共振型コンバータの動作周波数は１０５ｋHzであり、３１５ｋHz・５２５ｋHz・７３５ｋHz・９４５ｋHzがその高調波となる。これらの周波数の雑音レベルは従来の共振型コンバータのものと比較して１５ｄＢ程度低下させることができる。
　図１５は、本技術における回路の変形例である。共振型コンバータのリアクトルとトランスの電圧電流波形は位相πをもって正負反転の相似形である。本技術では二つのコンバータをπの位相差をもって制御しているので互いのリアクトルとトランスの電圧・電流の波形は正負反転の相似形になる。よってリアクトルとトランスはそれぞれ極性を反転させて磁気的に結合させることができる。
　これにより二つのコンバータによるコモンモードの削減を見かけ上一つのリアクトルまたはトランスで実現することが可能となり、規模の小さい直流変換装置でも効果を出すことが可能となる。またリアクトルを磁気的に結合させることにより、二つの共振型コンバータの動作バランスを容易にとることができる。
　図１６は本技術における２次側整流回路の変形例である。共振型コンバータの２次側巻き線はそれぞれπの位相差の電圧を出力している。本技術では二つの共振型コンバータがπの位相差をもって動作しているので、各々の２次側の巻き線のうち同相となる巻き線が存在する。それらを直列に接続し、出力することができる。この整流方式を用いた場合、二つのコンバータの出力電流をバランスすることができる。
　図１７は本技術における１次側整流回路の変形例である。二つの容量を直列に接続し、直流電圧を分圧して二つのコンバータの入力とする。この場合でも図１６に示すようなコイルの磁気的な結合、図１７に示すような２次側の整流回路の変形が適用できる。この場合も動作モードは上述したものとなり、各スイッチ素子のオフ時の電圧がＶｉｎ／２となる
　図１８は、図１７に示す回路をさらに変形した例である。共振型コンバータの動作特性により図１７においてＱ１に並列接続されているトランスは、Ｑ２に接続されても等価である。この時Ｑ２に流れる電流とＱ３に流れる電流は同一となるので、図１７の説明であげた２つの入力分圧容量へ流れる電流は互いの電流共振コンバータ同士で打ち消しあいゼロとなり、容量は不要となる。さらにＱ２，Ｑ３は互いに同じタイミングでオンオフするので、これらも一つの素子とすることができる。
　図１９は図１８の変形例の動作モード（各々のスイッチのオンオフの状態）を示し、図２０はその時の各素子の電圧・電流の波形を示している。各動作モードの動作は図９に示すものと同様となるが、Ｑ１、Ｑ３のオフ時の電圧がＶｉｎ／２になり、Ｑ２のオフ時の電圧がＶｉｎになる。
　図２１は、図１７に示す回路をさらに変形した２例目である。図１８での変形と同様に、Ｑ４に並列に接続されたトランスはＱ３に接続しても等価である。この時Ｑ１，Ｑ４に流れる電流が等しくなるので、入力分圧の容量は不要となる。Ｑ２，Ｑ３は同じタイミングでオンオフし、同じ電流が流れるスイッチとなるので、一つのスイッチとすることができる。
　図２２は、図１８及び図２１のようなスイッチ素子を３素子に変形したときのゲート信号の波形を示す。
　本技術によれば、コモンモードノイズの低減により、コモンモードノイズフィルタの簡素化が可能である。これによりフィルタに含まれるコイルのロス削減、容量結合による漏洩電流の低減、フィルタにかかるコストの低減が可能になる。また、共振型コンバータの複数動作によるバランスの問題を低コストかつ簡易な構成で解決できる。
　以上、本技術の一実施の形態について具体的に説明したが、本技術は、上述の一実施の形態に限定されるものではなく、本技術の技術的思想に基づく各種の変形が可能である。また、上述の実施形態において挙げた構成、方法、工程、形状、材料及び数値などはあくまでも例に過ぎず、必要に応じてこれと異なる構成、方法、工程、形状、材料及び数値などを用いてもよい。
　なお、本技術は、以下のような構成も取ることができる。
（１）
　二つの電流共振型のコンバータを含む直流変換装置であって、
　二つのコンバータの各々は、直列に接続された二つのスイッチ素子と、１次巻き線と２次巻き線とを有するトランスと、共振リアクトル成分と、前記トランスの１次巻き線と共振容量とが直列接続された共振回路と、前記トランスの２次巻き線に発生した電圧を整流する整流器を有し、
　前記整流器により出力された電圧に基づいて前記二つのコンバータの各々が有するスイッチ素子のオンオフを制御する制御回路を設け、
　前記制御回路は前記二つのコンバータ間でπずつずれるように、前記スイッチ素子のオンオフを制御するようにした直流変換装置。
（２）
　前記制御回路は、ドライブ信号生成用のコントローラと前記二つのコンバータの各々が有するスイッチ素子の間の結線を異ならせることによって、前記二つのコンバータ間でπずつずれるように、前記スイッチ素子のオンオフを制御するようにした（１）に記載の直流変換装置。
（３）
　前記制御回路は、ドライブ信号が１次側リアクトルに供給されるドライブトランスを有し、前記ドライブトランスの複数の２次側リアクトルに対して、前記二つのコンバータの各々が有するスイッチ素子を接続し、
　前記複数の２次側リアクトルと前記スイッチ素子の間の結線を異ならせることによって、前記二つのコンバータ間でπずつずれるように、前記スイッチ素子のオンオフを制御するようにした（２）に記載の直流変換装置。
（４）
　前記二つの容量を直列に接続してなり、直流電源の電源電圧を分圧して前記二つのコンバータに入力し、前記二つのコンバータ各々に直流電力を供給する分圧回路を備えた（１）から（３）のいずれかに記載の直流変換装置。
（５）
　前記二つのコンバータの入力を直列に接続するようにした（１）から（４）のいずれかに記載の直流変換装置。
（６）
　前記二つのコンバータの入力を直列に接続し、各コンバータのうち互いのコンバータが接続された側のスイッチ素子を１つにまとめた（１）から（５）のいずれかに記載の直流電源装置。
（７）
　前記二つのコンバータの有するリアクトル又はトランスを磁気結合させた（１）から（６）のいずれかに記載の直流変換装置。
（８）
　前記二つの有するトランスの２次巻き線を直列接続した（１）から（７）のいずれかに記載の直流変換装置。
Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４・・・スイッチ素子、１１・・・制御回路、
Ｌｒ１，Ｌｒ２・・・共振リアクトル、Ｃｒ１，Ｃｒ２・・・共振容量

Claims (8)

  1. 　二つの電流共振型のコンバータを含む直流変換装置であって、
    　前記二つのコンバータの各々は、直列に接続された二つのスイッチ素子と、１次巻き線と２次巻き線とを有するトランスと、共振リアクトル成分と、前記トランスの１次巻き線と共振容量とが直列接続された共振回路と、前記トランスの２次巻き線に発生した電圧を整流する整流器を有し、
    　前記整流器により出力された電圧に基づいて前記二つのコンバータの各々が有するスイッチ素子のオンオフを制御する制御回路を設け、
    　前記制御回路は前記二つのコンバータ間でπずつずれるように、前記スイッチ素子のオンオフを制御するようにした直流変換装置。
  2. 　前記制御回路は、ドライブ信号生成用のコントローラと前記二つのコンバータの各々が有するスイッチ素子の間の結線を異ならせることによって、前記二つのコンバータ間でπずつずれるように、前記スイッチ素子のオンオフを制御するようにした請求項１に記載の直流変換装置。
  3. 　前記制御回路は、ドライブ信号が１次側リアクトルに供給されるドライブトランスを有し、前記ドライブトランスの複数の２次側リアクトルに対して、前記二つのコンバータの各々が有するスイッチ素子を接続し、
    　前記複数の２次側リアクトルと前記スイッチ素子の間の結線を異ならせることによって、前記二つのコンバータ間でπずつずれるように、前記スイッチ素子のオンオフを制御するようにした請求項１に記載の直流変換装置。
  4. 　前記二つの容量を直列に接続してなり、直流電源の電源電圧を分圧して前記二つのコンバータに入力し、前記二つのコンバータ各々に直流電力を供給する分圧回路を備えた請求項１に記載の直流変換装置。
  5. 　前記二つのコンバータの入力を直列に接続するようにした請求項１に記載の直流変換装置。
  6. 　前記二つのコンバータの入力を直列に接続し、各コンバータのうち互いのコンバータが接続された側のスイッチ素子を１つにまとめた請求項１に記載の直流電源装置。
  7. 　前記二つのコンバータの有するリアクトル又はトランスを磁気結合させた請求項１に記載の直流変換装置。
  8. 　前記二つの有するトランスの２次巻き線を直列接続した請求項１に記載の直流変換装置。
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