TWI436569B - 諧振式轉換器之調節增益方法及其裝置 - Google Patents

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Description

諧振式轉換器之調節增益方法及其裝置
本案係關於一種調節增益方法及其裝置，尤指一種應用於諧振式轉換器之調節增益方法及其裝置。
電源之有效操控及應用，在開發消費型及工業電子產品時，係為一主要之考量重點。而現今用於電源轉換系統之其中一種型式係為諧振式轉換器(resonant converter)，其係包含有各種組態之電感-電容(L-C)網絡，用以塑整電路中給定開關元件之電流或電壓的波形。各式電子元件可被用於設計一諧振式轉換器，而同步整流器(synchronous rectifiers,SRs)則常被用於需將交流電(AC)轉為直流電(DC)的應用中。同步整流器係包含有並聯連接之一二極體及一電晶體(典型為一金氧半場效電晶體MOSFET)。在操作應用時，當該二極體處於一正向偏壓，則該電晶體會被啟動以減低壓降，藉以降低電路中損耗。
在實際工作狀況下，不論是否使用同步整流器，該諧振式轉換器均會遭遇一個問題，即在該轉換器正常工作的範圍中，其直流增益(nVo/Vin)係為非單調性變化，即對應同一增益可能出現多個工作頻率。再者，無論如何變化諧振式轉換器之頻率，其直流增 益均無法為零值或趨近於零值。此將縮減諧振式轉換器101做為電子應用或消費型設備內之電源控制機制之效能，而該效能係指因應頻率而獲致一穩定且單調性(如線性)之增益反應，以避免元件損害；及產生一零直流增益，以由一零電壓或趨近於零電壓獲致一平順的起動波型。
圖一A-圖一C係揭示針對諧振式轉換器在其正常工作範圍內時其開關頻率與直流增益間之關係圖。值得注意的是，對於典型諧振式轉換器應用(如LLC諧振式轉換器)，很難僅靠增加開關頻率而降低其直流增益至一零值，以達成自零電壓平順地啟動之要求。舉例來說，圖一A揭示了對輕負載及重負載兩者之典型的直流增益曲線，x軸代表電路的標準化操作頻率，係為操作頻率與該諧振電路之特徵諧振頻率的比值，y軸代表直流增益水準，為輸出電壓Vo乘n(變壓器T之匝數比)與該輸入電壓Vin之比值。對於輕負載操作而言，在同一頻率範圍內，其直流增益曲線1001高於重負載者之曲線1003。隨著開關頻率之增加，該輕負載之增益均大於一特定值，如圖一A中所示之0.7。不斷增加頻率至更高值不儘不會再明顯的減少直流增益之淨值，而且會增加電路元件之損耗而導致電路損壞(如過熱，燒壞等)。
圖一B係為根據一示範實施例之電路圖，其係顯示具一或更多寄生電容之諧振式轉換器。在本實施例中，寄生電容Cp及Cs被分別導入該諧振式轉換器電路系統之諧振網絡及整流器網絡以反映實際工作時電路的狀況。通常，電子元件都含有一定的寄生參數，如寄生電容、電感或電阻等。變壓器之線圈或開關元件都包含有寄生電容。因此電容CP 1005及CS 1007可被加至該轉換器內以反 映電路實際工作時的狀況。
很不幸地，在輕負載操作時，電容會導致充電泵效應而增加直流增益。此現象舉例說明於圖一C，其係揭示本案示範實施例於加入電容元件之諧振式轉換器對輕負載及重負載兩者所模擬的直流增益曲線。充電泵效應，如圖中之曲線1009所示，係由於電容1005及1007會使更多能量傳遞至該諧振式轉換器之輸出端，而導致輸出電壓增加。此一現象更詳盡的敘述於美國專利號第7,733,669內，於此均併入參詳。
值得注意的是在圖一C中之現象，由於該電荷幫浦充電泵效應的存在使在輕載狀況下本來應單調變化的直流增益曲線1009a變成了一個非單調變化的曲線1009即對應不同操作頻率(如頻率f1及f2)具有同一增益水準(如增益=A)。這樣使電路的控制發生混亂，無法預期的增益特性將造成該轉換器不穩定並承受高電源耗損。因此，有鑑於習知技藝之限制與缺失，本案發明人乃經悉心試驗與研究，並一本鍥而不捨之精神，遂而提出一種「諧振式轉換器之調節增益方法及其裝置」，藉由調節控制諧振式轉換器之直流增益使其達到最佳化，進而增加電源使用效率，改善了電源的使用性能。
本段摘述本發明的某些特徵，其他特徵將敍述於後續的段落。本發明藉由附加的申請專利範圍定義，其合併於此段落作為參考。
本案之主要目的為提供一種諧振式轉換器之調節增益方法及裝置，藉由調節控制諧振式轉換器之直流增益，使其因應頻率/移相 角或其他變因而獲致一穩定且單調性(如線性)之增益，並避免元件損害；同時可產生一零直流增益，以由一零電壓獲致一平順的起動波型，同時可以增加電源使用效率。
為達上述目的，本案之一廣義實施樣態為提供一種應用於諧振式轉換器之調節增益方法，其包含步驟：產生一第一控制信號，用以控制一諧振式轉換器之一主要驅動器；以及產生一第二控制信號，用以控制該諧振式轉換器之一次要驅動器，其中該第一控制信號與該第二控制信號具有一移相角，用以控制該諧振式轉換器之一直流增益。
為達上述目的，本案之另一廣義實施樣態為提供一調節增益裝置，其包含：一延遲電路；以及一控制模組，耦合至該延遲電路，並組配提供輸出至該延遲電路，用以因應一諧振式轉換器之一輸出電壓而產生一第一控制信號去以控制該諧振式轉換器之一主要驅動器；以及產生一第二控制信號去以控制該諧振式轉換器之一次要驅動器；其中該第一控制信號與該第二控制信號具有一移相角，用以控制該諧振式轉換器之一直流增益。
為達上述目的，本案之又一廣義實施樣態為提供一調節增益裝置，其包含：一諧振式轉換器，具有一主要驅動器及一次要驅動器；以及一移相模組，耦合至該主要驅動器及該次要驅動器，該移相模組產生一第一控制信號以控制該主要驅動器及產生一第二控制信號以控制該次要驅動器；其中該第一控制信號與該第二控制信號具有一移相角，用以控制該諧振式轉換器之一直流增益。
本案得藉由下列圖示與實施例說明，俾得一更清楚之了解。
1000、1008‧‧‧直流增益曲線圖
1001、1003、1009、1009a‧‧‧直流增益曲線
1004‧‧‧電路圖
1005、1007‧‧‧電容元件
100‧‧‧諧振式轉換器應用電路系統
101‧‧‧諧振式轉換器
103‧‧‧主要驅動器
105‧‧‧次要驅動器、同步整流驅動器
107‧‧‧移相模組
201、203‧‧‧同步整流器
201a-b、203a-b‧‧‧主要開關元件
205‧‧‧同步整流器、諧振式電感器
207‧‧‧磁化負載電感
209‧‧‧諧振式電容器
211‧‧‧變壓器
213‧‧‧主要線圈
215a、215b‧‧‧次要線圈
217‧‧‧方形波輸入電壓
219‧‧‧負載電壓
225‧‧‧虛線
225a‧‧‧方形波產生器
227‧‧‧虛線
227a‧‧‧整流器網絡
229‧‧‧變壓器匝數比
235‧‧‧諧振網絡
300‧‧‧時程示意圖
301‧‧‧方形波輸入
303‧‧‧次要(同步整流器)驅動器脈衝
303a‧‧‧次要驅動器脈衝
305、307‧‧‧主要驅動器脈衝
410‧‧‧直流增益曲線圖
411、413‧‧‧直流增益曲線
415‧‧‧x軸
417‧‧‧區塊
500‧‧‧應用電路
501‧‧‧諧振式轉換器
503‧‧‧移相模組
505‧‧‧誤差放大器
507、509‧‧‧電阻
511‧‧‧諧振式轉換器控制模組
511a‧‧‧頻率調整控制輸入
511b‧‧‧死區時間控制輸入
513‧‧‧開關元件
515‧‧‧負載阻抗
517‧‧‧平流電容器
519‧‧‧補償輸出信號
521‧‧‧延遲電路
523‧‧‧頻率控制器
525‧‧‧信號產生器
527‧‧‧移相控制器
529‧‧‧頻率回應曲線
531‧‧‧移相曲線
533‧‧‧x軸
535a、535b‧‧‧電壓範圍
537‧‧‧移相模組
538‧‧‧應用電路
539‧‧‧誤差放大器
540‧‧‧流程
541‧‧‧放大器電路
543、545、547‧‧‧步驟
600、604、610、614、618‧‧‧電路圖
602、606、612、616、620‧‧‧關係圖
603、613、617‧‧‧ON狀態
607‧‧‧OFF狀態
609‧‧‧遞昇
700、704、708、712、718‧‧‧電路圖
702、706、710、714、720‧‧‧關係圖
703、707、717‧‧‧ON狀態
711‧‧‧遞昇
715‧‧‧OFF狀態
800‧‧‧圖表
801‧‧‧延遲時間
803、807、811‧‧‧死區時間
810、820‧‧‧時序關係圖
ASIC‧‧‧專用積體電路
Co‧‧‧平流電容器
Cp‧‧‧寄生電容
Cr‧‧‧諧振式電容器
Cs‧‧‧寄生電容
DSP‧‧‧數位訊號處理器
EA、EAF‧‧‧誤差放大器
EAD‧‧‧放大器電路
Fea‧‧‧輸出信號
Fref‧‧‧參考電壓
f1、f2‧‧‧頻率
IQ6、ICo、ILr、IRL‧‧‧電流
Lm‧‧‧磁化負載電感
Lr‧‧‧諧振式電感器
Q1~Q4‧‧‧開關元件
Q5~Q6‧‧‧同步整流器
Qd‧‧‧開關
Rd、Rf‧‧‧電阻
RL‧‧‧負載電阻
Ro‧‧‧負載阻抗
RCD‧‧‧電阻器電容器二極體
VAB‧‧‧方形波輸入電壓、供應電壓
Vea‧‧‧誤差電壓信號
Vin‧‧‧供應電壓
VL‧‧‧負載電壓
Vo‧‧‧輸出(負載)電壓
Vref‧‧‧參考電壓
VD‧‧‧供應電壓
S1‧‧‧第一(主要)控制信號
S2‧‧‧第二(次要)控制信號
T‧‧‧變壓器
t0~t6‧‧‧時間點
ZVS‧‧‧高效零電壓開關
α‧‧‧移相(延遲)
α1~α3‧‧‧相位角度(差)
圖一A至圖一C：其係揭示針對諧振式轉換器應用時其開關頻率與直流增益間之關係圖；圖二：其係揭示本案示範實施例之諧振式轉換器組配有一移相模組之結構方塊圖，用以調節諧振式轉換器之直流增益；圖三：其係揭示本案示範實施例之LLC串聯諧振式轉換器電路示意圖，其係藉由開關頻率來控制直流增電增益；圖四：其係揭示本案示範實施例中諧振式轉換器之主要驅動器與次要驅動器之移相角的時程示意圖；圖五A：其係揭示本案示範實施例以補償寄生電容之手段所模擬的直流增益曲線；圖五B及圖五C：其係揭示本案各實施例中諧振式轉換器之移相與電壓增益之關係圖；圖六A：其係揭示本案示範實施例中諧振式轉換器配組一移相模組以調節直流增益的電路圖；圖六B及圖六C：其係揭示本案各實施例中以移相模組之頻率控制、死區時間調節控制及移相控制能力做為個別控制模組之應用示意圖；圖六D：其係揭示本案示範實施例中諧振式轉換器與使用不同的誤差放大器來調節直流增益之移相模組所組配之電路示意圖；圖六E：其係揭示本案示範實施例中調節諧振式轉換器直流增益之流程圖； 圖七A至圖七E：其係揭示本案各實施例中諧振式轉換器在時間上因應主要及次要驅動器間移相角之行為時序關係圖，其中該移相角係超過驅動器間預先計劃之死區時間；圖八A至圖八E：其係揭示本各實施例中諧振式轉換器在時間上因應主要及次要驅動器間移相角之行為時序關係圖，其中該主要及次要驅動器間移相角係具有一預先計劃之死區時間，其係小於驅動器間之移相；圖九：其係揭示本案示範實施例中一諧振式轉換器之移相調節應變關係圖。
體現本案特徵與優點的一些典型實施例將在後段的說明中詳細敘述。應理解的是本案能夠在不同的態樣上具有各種的變化，其皆不脫離本案的範圍，且其中的說明及圖示在本質上係當作說明之用，而非用以限制本案。
圖二係為本案示範實施例之諧振式轉換器組配有一移相模組(phase shift module)之結構方塊圖，用以調節諧振式轉換器之直流增益(DC gain)。諧振式轉換器101係為一電源轉換器型式，用於需於電路內進行高效能電源切換之電子設備中。當由各式組配之電感-電容(L-C)網絡構成時，諧振式轉換器101使用電路電容及電感去塑整被驅動於給定開關元件之電流或者電壓之波型，該開關元件可以為如Mosfet，IGBT等元件。
同步整流器(SRs)，係通常用於高效能操作之轉換器，如諧振式轉換器101等以降低電路中的損耗。圖三即揭示本案應用於諧振 式轉換器電路系統之同步整流器201及203之較佳實施應用。
如上所述，同步整流器201及203係代表性地包含有一二極體並聯至一電晶體，即如一功率金氧半場效電晶體(power MOSFET)。
如各實施例所示，諧振式轉換器101亦包含一個或更多之主要開關元件，如201a-b(Q2,Q3)及203a-b(Q1,Q4)這些開關元件可以是MOSFET、BJT或IGBT等。該主要開關元件係由主要驅動器103所驅動，而該同步整流器則由次要驅動器105所驅動，且驅動該同步整流器之次要驅動器105與驅動該諧振式轉換器101主要開關元件之主要驅動器103間無延遲，使該同步整流器201及203與相應的主要開關元件(如圖三所示，當開關元件201a,201b工作時，同步整流器201工作即與同步整流器201相應的之元件為201a-201b，同理，與同步整流器203相應的之元件為203a-203b)而在同一時間被啟動。
在此種控制方式下，在同步整流器201及203被電路中次要驅動器105所開通之前，電流會先流經同步整流器201及203之體二極體。為減少因電流流經同步整流器體二極體而產生之的耗損，同步整流器201及203被次要驅動器105啟動之時間可略早於主要驅動器103驅動相應開關元件201a-b及203a-b之時間，以減低耗損。故此做法引入一相位差(phase difference)於同步整流器201與203以及相應的主要開關元件201a-b與203a-b間。該同步整流器現將早於其相應之主要開關元件以一二極體導通時間/相位(該同步整流器之體二極體先於其對應主要開關元件之導通的時間或該段時間所對應的相位)之差而先行被啟動。
圖二之諧振式轉換器應用電路系統100包含有一諧振式轉換器101，其組配有一移相模組107。如圖所示，該移相模組107係電連接至該諧振式轉換器101開關元件之主要驅動器103與該諧振式轉換器101同步整流器之次要驅動器105。在操作時，該移相模組107會產生一控制信號S1，用以控制或改變由該主要驅動器103輸出之驅動信號；並產生一控制信號S2，用以控制或改變由該次要驅動器105輸出之驅動信號。該移相模組107可以通過調節控制信號間之移相角度，進而改變直流增益。移相角度之定義即為啟動該同步整流器201與203(由次要驅動器105驅動)，以及啟動其對應主要開關元件201a-b與203a-b(由主要驅動器103驅動)之相位差。藉由調節此相位差異，該諧振式轉換器之直流增益可有效地降低且/或隨著頻率單調性地維持。
圖三係揭示本案示範實施例之LLC串聯諧振式轉換器電路示意圖，其係藉由開關頻率來控制直流增電增益。雖然諧振式轉換器可由各式實施方式來達成，但其操作本質上均相同且總述如下。一電壓VAB之方形脈波係因應所提供之電壓Vin而驅動開關元件201a-b或203a-b所產生。該方形波電壓VAB接著被施加於一諧振電路，在本實施例中即為一具有電感與電容串聯連接之LLC諧振電路(resonant tank circuit)。能量則通過該諧振電路傳遞至一變壓器T 211一次側線圈並在上面產生電壓VL219，其變壓器匝數比229為n：1。
舉例來說，該諧振式轉換器101電路最左側在虛線225左方元件中具有一方形波電壓產生器225a。該方形波產生器225a包含主要開關元件201a-b及203a-b，用以產生一方形波輸入電壓VAB217至該 LLC諧振網絡235。該諧振式轉換器101電路最右側在虛線227右方元件(變壓器負載)中包含一整流器網絡227a。該整流器網絡227a藉由整流於變壓器T 211二次側線圈所得之交流電電流而產生一直流電壓輸出Vo。另外，該整流器網絡227a亦包含同步整流器201及203。實際實施應用可利用全橋式及/或全波諧振電路來完成，當然亦可使用其他實施應用。
舉例來說，當開關元件201a-b導通時，次要驅動器105啟動同步整流器201，變壓器T211二次側線圈上半部215a通過同步整流器201向負載傳遞能量。同樣地，在負向輸入半週期期間，該二次側線圈之下半部215b導通，以遞送負向半週期至該負載，因此需要該同步整流器203之動作以允許電流流經該線圈及相對應開關元件203a-b。
在一實施例中，該整流器網絡227a亦包含一輸出電容器(smoothing capacitor)Co以及負載電阻RL。
該諧振網絡235之諧振電路係針對包含LLC電路之三組件而命名，即與一諧振電感Lr 205串聯連接之一諧振電容Cr 209以及變壓器T211之激磁電感Lm 207。該諧振電路則再連接至變壓器T211之一次側線圈213，同時該變壓器T211之二次側線圈215a及215b則係連接至該同步整流器201及203。
在此實施例中，該諧振式轉換器101，包含一方形波產生器225a及其相配的主要開關元件201a-b及203a-b、一諧振網絡235及其各式電感及電容、以及一整流器網絡227a，可應用於交流/直流或直流/直流之電源轉換等。然而諧振式轉換器101之亦可用於直 流/交流轉換，直流/直流轉換或高頻電源轉換。再者，該諧振式轉換器101亦可依據其他已知之轉換電路組配及架構來實施應用，包含但並不限制於串聯諧振，並聯諧振及/或串並聯諧振，LCC架構之類等，其將可見該移相模組107係可適用於任何電路結構。
在一實施例中，該移相模組更包含一反饋電路、一壓控振盪器(voltage-controlled oscillator,VCO)，以及一移相控制器。
圖四係揭示本案示範實施例中諧振式轉換器之主要驅動器與次要驅動器之移相角(phase shift differential)的時程示意圖。舉例來說，時程示意圖300即為圖三之LLC諧振式轉換器之時程示意圖。供應至諧振式轉換器101諧振網絡235之電壓VAB係為一方形波輸入301，其電壓由正值到負值交替變化。如前所述，藉由主要驅動器脈衝305及307用來驅動開關元件201a-b及203a-b，而次要驅動器脈衝303則提供驅動信號給同步整流器203(同步整流器201的驅動信號未揭示於圖四)。在典型操作中，次要(同步整流器)驅動器脈衝303及對應之主要驅動器脈衝305並沒有相延遲。同步整流器201及203與對應之主要開關同時開通。
舉例來說，該主要驅動器脈衝305與對應的同步整流器驅動器脈衝303於幾乎相同之時間點如t2,t5等被開通，而持續一段時間後則於時間點如t3,t6被關閉；在t2,t5時刻，VAB301上升至其之峰值而在t3,t6時刻VAB開始下降。因此，此一關係揭示圖三同步整流器Q6203與對應之主要開關元件203a及203b(Q1及Q4)於幾乎相同之時間點被啟動，而無延遲現象發生。同樣地，同步整流器Q5 201與對應的開關元件201a及201b(Q2及Q3)於幾乎相同 之時間點被開啟，其係對應於時間點t0及t4發生之脈衝307。而在開關元件201a及201b(Q2及Q3)之脈衝307關閉與於開關元件203a及203b(Q1及Q4)之主要驅動脈衝305開始之間，其對應的相位(角度)或時程可表示為α1=(時間點t1之相位角度)-0°(時間點t2之Q1(Q4)啟動相位角度)。因為在這段時間內，是一個橋臂上互補開關Q1(Q4)與Q3(Q2)間之死區時間，所以α1被稱為死區時間相位角度。而Q1(Q4)與Q3(Q2)為互補開關，則角度α2=-180°=(時間點t0之相位角度)-(時間點t2之相位角度)，α3=180°=(時間點t4之相位角度)-(時間點t2之相位角度)。
當次要驅動器105之信號相對於主要驅動器103的信號較早被較早開啟時，一新的移相角α被導入。舉例來說，此一新的移相角α可表示為：該同步整流器203之次要驅動脈衝303與對應開關元件203a-203b之對應主要驅動脈衝305的開通時刻在相位或時程上之差異，其中該次要驅動脈衝303在圖四中可標示為脈衝303a，其於較早之時間點t’開通而非於時間點t2開通。其關係式為α=(時間點t’之相位角度)-0°(時間點t2之相位角度)。因為該LLC諧振式轉換器101係為一全橋式/全波串聯諧振轉換器，該直流增益(nVo/Vin)通常係由切換頻率所決定。但該移相角度亦可用於直流增益調節，且該移相程度超過或小於該死區時間相位角度α1均會進一步影響該增益。該移相α(角度)之範圍可由-180度(包含)至180度(包含)，在一實施例中，該範圍變化可由-180度至0度(包含)。舉例來說，該範圍變化可由死區時間相位角度至0度，更特別地是，該範圍變化由死區時間相位角度至二極體導通相位角度。前述之指定範圍均包含端點值。再者，在 其他實施例中，該端點值可為近似值，但本質上包含，只要不影響其操作之等同性。
圖五A係揭示本案示範實施例以補償寄生電容之手段所模擬的直流增益曲線。舉例來說，所需之單調性直流增益特徵揭示於圖中之曲線411。在此一狀況下，輕負載操作之直流增益隨著操作頻率之增加而逐步地降低至零值。這並不像具充電泵之直流增益曲線1009(請參閱圖一C)，易同值相對有不同之操作頻率。值得注意的是，直流增益曲線1009回應之結果是由於導入一外加的電容(如寄生電容)而使輸出負載電壓Vo並非自零值緩慢平順(如線性形式)提升至給定電壓水平所致。因此，用以解決或改善該諧振式轉換器內充電泵效應之手段係必要的。
為達到前述之效果，如圖二中所揭示相對該諧振式轉換器101組配之一移相模組107可使該直流增益於該諧振式轉換器之高頻開關應用時降減。關於該移相模組107之實施及應用將更進一步地揭示於圖六A中之電路圖500中。然而為了清楚說明，圖五B及圖五C亦揭示本案各實施例中諧振式轉換器之移相與電壓增益間之關係圖。在圖五B中，標準化直流增益曲線413係於隨著x軸415不同之移相相位角度值而變化。而區塊417中增益曲線413之放大圖則揭示於圖五C，其係顯示在相位角度變化範圍在-30度至+30度間之限制範圍內。該增益曲線413之值持續維持在零值，直至相位角度值到A點的位置即死區時間相位角度，其亦對應一開關橋(switch bridge)中互補開關之主要驅動器的死區時間。在相位增加超過A點之後，直流增益便超過零值而呈單調性增加。因此，直流增益可降減至零值，若相位角度自圖中之B點(移相角為0 度)移至A點時。
圖六A係揭示本案示範實施例中諧振式轉換器配組一移相模組以調節直流增益的電路圖。舉例來說，該應用電路500之移相模組503接收該諧振式轉換器501之輸出電壓Vo做為輸入。輸入之電壓Vo傳送至該移相模組之一誤差放大器EA 505，而隨後再與參考電壓(如對應所需電壓增益之電壓)相比較。該誤差放大器505接收之兩信號後產生誤差電壓信號Vea。
該誤差電壓信號Vea被送至一諧振式轉換器控制模組511做為輸入。該諧振式轉換器控制模組511(如ONsemi的控制晶片MC33067)可為一高效零電壓開關(ZVS)控制器，做為離線、交流/直流或直流/直流轉換應用，其係利用頻率調整固定關閉時間或固定死區時間來控制電路。應用之誤差電壓信號Vea可做為該諧振式轉換器控制模組511之一頻率調整控制輸入端511a之輸入，用以調整開關頻率。電阻Rf 509則可用以對應地抑制頻率回應。誤差電壓信號Vea亦傳送至諧振式轉換器控制模組511之一死區時間控制輸入端511b，用以調節電路中開關元件的死區時間。Vea通過電阻Rd 507及開關元件513輸入至511b。電阻Ro 515及電容517用於濾波。這樣頻率調節與死區時間調節即為互相關聯的。因此頻率調節和移相角的調節也是相互關聯的。
這樣，一輸出信號519由該諧振式轉換器控制模組511所產生，而該信號將適用於生成諧振式轉換器501之次要驅動信號S2。S2再通過一延遲電路521(如圖中所示可以為電阻器-電容器-二極體(RCD)所構成)可於該次要驅動信號S2及該主要驅動信號S1間產生一給定量之延遲時間(可以奈秒(nanoseconds)表示)。此延遲， 更可解釋為相位延遲α。如圖所示，信號S1及S2再分別傳遞至諧振式轉換器之主要驅動器103及次要驅動器105以分別驅動該諧振式轉換器501之開關元件及同步整流器。
圖六B及圖六C係揭示本案各實施例中以頻率控制及移相控制相互獨立之移相模組之應用示意圖。舉例來說，圖六B揭示一移相控制器527，其提供輸出信號給該諧振式轉換器101之主要開關元件Q1與Q4以及開關元件Q2與Q3。又，一頻率控制器523提供輸出信號以調節該諧振式轉換器101之頻率。該移相控制器與該頻率控制器是互相獨立的。獨立之頻率控制器523及移相控制器527係透過一信號產生器525而交互連接。在此一組配中，該信號產生器525接收自頻率控制器523輸出之信號而提供驅動信號給該諧振式轉換器101之同步整流器Q6及Q5。因此該信號產生器525分別產生信號S1及S2據以控制該諧振式轉換器101之主要及次要驅動器。又，於該諧振式轉換器101之整流器網絡227a的反饋輸出電壓Vo係提供給頻率控制器523及移相控制器527，而每一控制器基於其輸入而操作其各自之功能。
圖六C係揭示本案示範實施例中頻率控制及移相控制互相獨立時，頻率及移相相應結果關係圖。舉例來說，頻率曲線529及移相曲線531係各自因應x軸533表示之電壓反饋信號而變化。隨著反饋電壓信號增加，該頻率曲線529於電壓範圍535a及535b間遞降，而由高頻(如400K)降至低頻(如100K)。同時，移相曲線531開始遞昇，但自相同之電壓範圍535a及535b間與其後範圍則均維持固定。值得注意的是，頻率與移相之獨立控制與圖六A所是頻率與移相相互關聯之控制產生相同的控制結果。
電路500之其他不同的應用組配，包含利用外加誤差放大器去調節輸出電壓，亦包含於此示範實施例之範圍。舉例來說，圖六D揭示本案示範實施例中諧振式轉換器使用不同的誤差放大器來調節直流增益之移相模組所組配之電路示意圖。此組配係對應圖六B及圖六C所示之方法，其中頻率控制及移相控制由不同之控制器執行而於電路中得到相同之直流增益調節效果。在本實施例中，電路538與電路500一樣配有一移相模組537，其係與諧振式轉換器501組配以接收一反饋信號Vo。輸出電壓信號(Vo)依序與一給定參考電壓Vref一起輸入至該移相模組537之一誤差放大器EAF 539以節調該電路535之操作(工作)頻率。該誤差放大器EAF 539之輸出Fea，通過一電阻Rf輸入至該諧振式轉換器控制模組511。與電路500不同之處在於，該輸出信號Fea亦提供至放大器電路EAD 541，其係為一頻率反饋放大器，用以調節延遲時間。放大器EAD之輸出信號Dea再耦合至一開關Qd，據以提供互相之間有相移的信號S1及S2並調節信號之間的移相角。值得注意的是該電路538，當頻率調節低於某一個值如400K時，輸出信號Fea大於參考值Fref，從而使放大器EAD 541呈負向飽和。這樣，信號S1及S2之間的延遲時間與其所致之移相角則減至最小值。
而當放大器EAF 539之輸出信號Fea小於參考值Fref時，該放大器EAD 541輸出信號Dea將根據Fea與Fref之間的差值控制開關Qd的導通程度從而控制延遲時間相位差的大小。
圖六E係揭示本案示範實施例中調節諧振式轉換器直流增益之流程圖。用以致能增益調節、頻率調節及死區時間控制之流程540，舉例來說，可以圖六A之電路500或圖六D之電路538來執行。在 該流程540之步驟543中，移相模組503產生一第一控制信號S1以控制諧振式轉換器501之主要驅動器。在步驟545中，該移相模組503則產生一第二控制信號S2以控制諧振式轉換器501之次要驅動器。而該移相模組503，在步驟547中，則協同該諧振式轉換器501之一反饋組配(如電路500及538中所示)運作，至少部份是基於第一控制信號及第二控制信號之移相角以控制該諧振式轉換器之一直流增益。該移相角或相差係用以補償增益條件及/或其他會影響所需增益值之各式特性。
<AlEx><AlEx><AlEx><AlEx>
100‧‧‧諧振式轉換器應用電路系統
101‧‧‧諧振式轉換器
103‧‧‧主要驅動器
105‧‧‧次要驅動器
107‧‧‧移相模組
S1‧‧‧第一(主要)控制信號
S2‧‧‧第二(次要)控制信號

Claims (22)

  1. 一種應用於諧振式轉換器之調節增益方法，其包含步驟：產生一第一控制信號，用以控制一諧振式轉換器之一主要驅動器；以及產生一第二控制信號，用以控制該諧振式轉換器之一次要驅動器，其中該第一控制信號與該第二控制信號具有一移相角，用以控制該諧振式轉換器之一直流增益。
  2. 如申請專利範圍第1項所述之調節增益方法，其中該移相角之範圍為大於等於-180度至小於等於+180度。
  3. 如申請專利範圍第1項所述之調節增益方法，其中該移相角之範圍為大於等於-180度至小於等於0度。
  4. 如申請專利範圍第1項所述之調節增益方法，其中該主要驅動器係驅動複數個主要開關元件，且該方法更包含步驟：給定該主要開關元件一死區時間。
  5. 如申請專利範圍第4項所述之調節增益方法，其中該移相之範圍為大於等於死區時間相位角度至小於等於0度。
  6. 如申請專利範圍第4項所述之調節增益方法，其中該移相之範圍為大於等於死區時間相位角度至小於等於二極體導通相位角度。
  7. 如申請專利範圍第4項所述之調節增益方法，更包含步驟：接收該諧振式轉換器之一輸出信號作為反饋，以產生該第一控制信號與該第二控制信號。
  8. 一種應用於諧振式轉換器之調節增益裝置，其包含： 一延遲電路；以及一控制模組，耦合至該延遲電路，並提供輸出至該延遲電路，用以產生一第一控制信號以控制該諧振式轉換器之一主要驅動器；以及產生一第二控制信號以控制該諧振式轉換器之一次要驅動器；其中該第一控制信號與該第二控制信號具有一移相角，用以控制該諧振式轉換器之一直流增益。
  9. 如申請專利範圍第8項所述之調節增益裝置，其中該移相角之範圍為大於等於-180度至小於等於0度。
  10. 如申請專利範圍第8項所述之調節增益裝置，其中該移相角之範圍為大於等於一死區時間相位角度至小於等於0度。
  11. 如申請專利範圍第8項所述之調節增益裝置，其中該移相角之範圍為大於等於一死區時間相位角度至小於等於一二極體導通相度。
  12. 如申請專利範圍第8項所述之調節增益裝置，更包含：一誤差放大電路，係接收該諧振式轉換器之該輸出電壓，並產生一誤差電壓信號作為該控制模組之輸入以控制該諧振式轉換器的一頻率。
  13. 如申請專利範圍第12項所述之調節增益裝置，其中：該誤差電壓信號更用以控制該諧振式轉換器的一死區時間。
  14. 如申請專利範圍第12項所述之調節增益裝置，更包含：一頻率反饋放大電路，與該誤差放大電路及該延遲電路連接，接收該誤差電壓信號以產生一輸出信號用以控制該移相角。
  15. 如申請專利範圍第8項所述之調節增益裝置，其中該控制模組根據該諧振式轉換器的一輸出信號產生該第一控制信號與該第二控制信號。
  16. 如申請專利範圍第8項所述之調節增益裝置，其中該控制模組根據該諧振式轉換器的一反應輸出電壓的信號產生該第一控制信號與該第二控制信號。
  17. 一調節增益裝置，其包含： 一諧振式轉換器，具有一主要驅動器及一次要驅動器；以及一移相模組，耦合至該主要驅動器及該次要驅動器，該移相模組產生一第一控制信號以控制該主要驅動器及產生一第二控制信號以控制該次要驅動器；其中該第一控制信號與該第二控制信號具有一移相角，用以控制該諧振式轉換器之一直流增益。
  18. 如申請專利範圍第17項所述之調節增益裝置，其中該移相角之範圍為大於等於-180度至小於等於0度。
  19. 如申請專利範圍第17項所述之調節增益裝置，其中該移相角之範圍為大於等於一死區時間相位角度至小於等於0度。
  20. 如申請專利範圍第17項所述之調節增益裝置，其中該移相之範圍為大於等於一死區時間相位角度至小於等於一二極體導通相度。
  21. 如申請專利範圍第17項所述之調節增益裝置，其中該移相模組更接收該諧振式轉換器之一輸出信號作為反饋，以產生該第一控制信號與該第二控制信號。
  22. 如申請專利範圍第21項所述之調節增益裝置，其中該移相模組包含：一誤差放大電路，係接收該諧振式轉換器之該輸出電壓，並產生一誤差電壓信號；以及一諧振式轉換器控制模組，耦合至該誤差放大器，並接收該誤差電壓信號，用以輸出該第一控制信號及第二控制信號。
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