CN103715906B - 谐振转换器混合控制方法、谐振转换器系统及混合控制器 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种谐振转换器混合控制方法、谐振转换器系统及混合控制器。当所述谐振转换器工作于电压增益小于一预设值时，该混合方法包括：设定一混合控制开始频率、一混合控制结束频率以及一移相角斜率；检测所述谐振转换器的一工作频率；根据所述移相角斜率、所述混合控制开始频率、所述混合控制结束频率以及所述谐振转换器的谐振频率计算一移相延迟时间；以及根据所述移相延迟时间、所述混合控制开始频率与所述混合控制结束频率产生一控制信号同时调整所述谐振变换器的工作频率与移相角。本发明易于达到较低的电压增益并具有较小的电路损耗，提升了电路效率。

Description

谐振转换器混合控制方法、谐振转换器系统及混合控制器
技术领域
本发明涉及一种谐振转换器的控制，特别是涉及一种谐振转换器混合控制方法、谐振转换器系统及混合控制器。
背景技术
直流/直流转换器的发展趋势如同大部分的电源产品一样，朝着高效率(Highefficiency)，高功率密度(High power density)，高可靠性(High reliability)和低成本(Low cost)的方向发展。由于谐振转换器通常采用脉冲频率调制(Pulse FrequencyModulate，PFM)的控制方法，比较容易实现其开关的零电压转换，易于达到转换器的高效率和高功率密度要求，从而得到了广泛的应用。
尽管在正常工作状态，即电压增益大于或等于一预设值的情况下，谐振转换器具有较高的变换效率等优点，但是当工作在非正常状态时，例如所述电压增益小于所述预设值时，例如在线路启动时或者输出限流时等状态下，对于仅采用改变频率控制的谐振转换器而言还存在一些问题。当谐振转换器工作在所述电压增益小于所述预设值的情况下时，要求电路的电压增益比较低；尤其是输出限流时，必须对电路的电流做相应控制，以使电路能正常工作。为了达到这些要求，就必须提高谐振转换器的工作频率，但频率的提高也意味着电路的损耗也在提高。当频率上升到某一特定值时，转换器的总体损耗将会大于转换器的承受能力，此时转换器将会损坏。图1所示即为这种单纯改变频率的控制方法的示意图，其横坐标为电路的工作频率与谐振电路的谐振频率之比fn，纵坐标为移相角θ。
上述单纯的改变频率的控制方法并不能解决在所述电压增益小于所述预设值时线路出现的损耗过大的问题。另一种控制方法则采用了改变频率加上改变脉冲宽度的方法。如图2所示，其横坐标为电路的工作频率与谐振电路的谐振频率之比fn，纵坐标为开关管的占空比D。电路工作的轨迹从A到B先经过改变开关管的占空比D来控制电路工作，然后进入BC阶段，通过调节开关管的控制脉冲的宽度来控制电路工作。由于采用改变脉冲宽度的方法，所以在同样增益的情况下，开关频率会比单纯使用变频控制的方法低。但是通过减小脉冲宽度可能会带来原边开关管的硬开关，从而导致整体的损耗仍然很大。
发明内容
有鉴于此，本发明提出一种谐振转换器混合控制方法、谐振转换器系统及混合控制器，以在谐振转换器工作于一电压增益小于一预设值时，易于达到较低的电压增益并具有较小的电路损耗，提升了电路效率。
为实现上述目的，本发明的实施例提供了一种谐振转换器的混合控制方法，当所述谐振转换器工作于电压增益小于一预设值时，该方法包括以下步骤：设定一混合控制开始频率、一混合控制结束频率以及一移相角斜率；检测所述谐振转换器的一工作频率；根据所述移相角斜率、所述混合控制开始频率、混合控制结束频率以及所述谐振转换器的谐振频率计算一移相延迟时间；以及根据所述移相延迟时间、所述混合控制开始频率与所述混合控制结束频率产生一控制信号同时调整所述谐振变换器的工作频率与移相角。
优选地，所述计算一移相延迟时间包括：根据公式计算所述移相延迟时间，其中，slope为所述移相角斜率，fstart为所述混合控制开始频率，fstop为所述混合控制结束频率，f为所述工作频率，Fs为所述谐振转换器的谐振频率，Tp为所述移相延迟时间。
优选地，所述电压增益小于所述预设值时为所述谐振转换器的输出电流值大于等于C4*Io_max时，其中，C4为0至1之间的常数，较佳地，C4为0.8至1之间的常数，Io_max为所述谐振转换器所述电压增益大于或等于所述预设值下的输出电流最大值。
优选地，当所述谐振转换器的输出电流值小于C4*Io_max时，对所述谐振转换器进行调频控制。
优选地，所述混合控制开始频率与所述混合控制结束频率分别通过以下两个公式来设定：fstart=C1·Io_max+C2，fstop=C3·fstat，其中，Io_max为所述谐振转换器所述电压增益大于或等于所述预设值下的输出电流最大值，第一常数C1、第二常数C2以及第三常数C3通过两组预先设定的混合控制开始频率和混合控制结束频率来计算。
优选地，所述移相角斜率根据公式得出，其中，θ为一预设移相角；两个预先设定的混合控制结束频率分别为第一混合控制开始频率fstop1和第二混合控制开始频率fstop2，通过以下步骤获得：设定所述谐振转换器的相同输出电压下，一第一输出电流最大值下的第一预设移相角和一第二输出电流最大值下的第二预设移相角；以及为控制所述电压增益小于所述预设值下的输出电流，将所述第一预设移相角和所述第二预设移相角各自对应的频率作为所述第一混合控制结束频率fstop1和所述第二混合控制结束频率fstop2。
优选地，所述第一预设移相角与第二预设移相角相等。
优选地，所述第一预设移相角与第二预设移相角均为60°～120°。
优选地，所述第一预设移相角与第二预设移相角均为90°。
优选地，两个预先设定的混合控制开始频率分别为一第一混合控制开始频率fstart1和一第二混合控制开始频率fstart2，通过以下步骤获得：设定第一混合控制开始频率fstart1为所述谐振频率Fs的1~1.3倍；以及所述第二混合控制开始频率通过计算得出。
优选地，所述第一混合控制开始频率fstart1为所述谐振频率Fs的1.1倍。
本发明的实施例还提供了一种谐振转换器系统，包括：一谐振转换器；一检测装置，检测所述谐振转换器的一工作频率；一混合控制器，当所述谐振转换器工作于电压增益小于一预设值时，根据设定的一混合控制开始频率、一混合控制结束频率、一移相角斜率以及所述工作频率计算一移相延迟时间，以及根据所述移相延迟时间、所述混合控制开始频率与所述混合控制结束频率产生一控制信号同时调整所述谐振变换器的工作频率与移相角。
优选地，所述混合控制器用于根据公式计算所述移相延迟时间，其中，slope为所述移相角斜率，fstart为所述混合控制开始频率，fstop为所述混合控制结束频率，f为所述工作频率，Fs为所述谐振转换器的谐振频率，Tp为所述移相延迟时间。
优选地，所述电压增益小于所述预设值为所述谐振转换器的输出电流值大于等于C4*Io_max时，其中，C4为0至1之间的常数，较佳地，C4为0.8至1之间的常数，Io_max为所述谐振转换器所述电压增益大于或等于所述预设值下的输出电流最大值。
优选地，当所述谐振转换器的输出电流值小于C4*Io_max时，所述混合控制器对所述谐振转换器进行调频控制。
优选地，所述混合控制开始频率与所述混合控制结束频率分别通过以下两个公式来设定：fstart=C1·Io_max+C2，fstop=C3·fstat，其中，Io_max为所述谐振转换器所述电压增益大于或等于所述预设值下的输出电流最大值，第一常数C1、第二常数C2以及第三常数C3通过两组预先设定的混合控制开始频率和混合控制结束频率来计算。
优选地，所述移相角斜率根据公式得出，其中，θ为一预设移相角；两个预先设定的混合控制结束频率分别为第一混合控制开始频率fstop1和第二混合控制开始频率fstop2，所述混合控制器设定所述谐振转换器的相同输出电压下，一第一输出电流最大值下的第一预设移相角和一第二输出电流最大值下的第二预设移相角；以及为控制所述电压增益小于所述预设值下的输出电流，将所述第一预设移相角和所述第二预设移相角各自对应的频率作为所述第一混合控制结束频率fstop1和所述第二混合控制结束频率fstop2。
优选地，所述第一预设移相角与第二预设移相角相等。
优选地，所述第一预设移相角与第二预设移相角均为60°～120°。
优选地，所述第一预设移相角与第二预设移相角均为90°。
优选地，两个预先设定的混合控制开始频率分别为一第一混合控制开始频率fstart1和一第二混合控制开始频率fstart2，所述混合控制器设定第一混合控制开始频率fstart1为所述谐振频率Fs的1~1.3倍；以及所述第二混合控制开始频率通过计算得出。
优选地，所述第一混合控制开始频率fstart1为所述谐振频率Fs的1.1倍。
本发明的实施例还提供了一种混合控制器，包括：一接收端口，接收一谐振转换器的一工作频率信号，以获取所述谐振转换器的工作频率；当所述谐振转换器工作于电压增益小于一预设值时，所述混合控制器根据设定的一混合控制开始频率、一混合控制结束频率、一移相角斜率以及所述工作频率计算一移相延迟时间，以及根据所述移相延迟时间、所述混合控制开始频率与所述混合控制结束频率产生一控制信号同时调整所述谐振变换器的工作频率与移相角。
优选地，所述混合控制器用于根据公式计算所述移相延迟时间，其中，slope为所述移相角斜率，fstart为所述混合控制开始频率，fstop为所述混合控制结束频率，f为所述工作频率，Fs为所述谐振转换器的谐振频率，Tp为所述移相延迟时间。
优选地，所述电压增益小于所述预设值时为所述谐振转换器的输出电流值大于等于C4*Io_max时，其中，C4为0至1之间的常数，较佳地，C4为0.8至1之间的常数，Io_max为所述谐振转换器所述电压增益大于或等于所述预设值下的输出电流最大值。
优选地，当所述谐振转换器的输出电流值小于C4*Io_max时，所述混合控制器对所述谐振转换器进行调频控制。
优选地，所述混合控制开始频率与所述混合控制结束频率分别通过以下两个公式来设定：fstart=C1·Io_max+C2，fstop=C3·fstart，其中，Io_max为所述谐振转换器所述电压增益大于或等于所述预设值下的输出电流最大值，第一常数C1、第二常数C2以及第三常数C3通过两组预先设定的混合控制开始频率和混合控制结束频率来计算。
优选地，所述移相角斜率根据公式得出，其中，θ为一预设移相角；两个预先设定的混合控制结束频率分别为第一混合控制开始频率fstop1和第二混合控制开始频率fstop2，所述混合控制器设定所述谐振转换器的相同输出电压下，一第一输出电流最大值下的第一预设移相角和一第二输出电流最大值下的第二预设移相角；以及为控制所述电压增益小于所述预设值下的输出电流，将所述第一预设移相角和所述第二预设移相角各自对应的频率作为所述第一混合控制结束频率fstop1和所述第二混合控制结束频率fstop2。
优选地，所述第一预设移相角与第二预设移相角相等。
优选地，所述第一预设移相角与第二预设移相角均为60°～120°。
优选地，所述第一预设移相角与第二预设移相角均为90°。
优选地，两个预先设定的混合控制开始频率分别为一第一混合控制开始频率fstart1和一第二混合控制开始频率fstart2，所述混合控制器设定第一混合控制开始频率fstart1为所述谐振频率Fs的1~1.3倍；以及所述第二混合控制开始频率通过计算得出。
优选地，所述第一混合控制开始频率fstart1为所述谐振频率Fs的1.1倍。
由上述技术方案可知，本发明具有以下有益效果：在谐振转换器工作于所述电压增益小于所述预设值时，易于达到较低的电压增益并具有较小的电路损耗，提升了电路效率。
通过以下参照附图对优选实施例的说明，本发明的上述以及其它目的、特征和优点将更加明显。
附图说明
图1为现有技术中单纯改变频率的谐振变换器控制方法的示意图；
图2为现有技术中改变频率加上改变占空比的谐振变换器控制方法的示意图；
图3为本发明一实施例的移相加变频的谐振转换器混合控制方法的示意图；
图4为一个典型的LLC全桥电路结构；
图5为本发明一实施例的移相加变频的谐振转换器混合控制方法的控制时序图；
图6为开关管的移相原理图；
图7为本发明一实施例提供的谐振转换器混合控制方法的流程图；
图8为某输出电压条件下的移相角与频率比值之间的效率拟合曲线；
图9为不同输出电压条件下的移相角与频率比值之间的效率拟合曲线；
图10为依据拟合曲线得到混合控制方法的示意图；
图11为工作条件I下的拟合曲线；
图12为为工作条件II下的拟合曲线；
图13为本发明一实施例混合控制方法的参数设定流程图；
图14为本发明一实施例的混合控制方法中移相延迟时间的设定流程图；
图15为本发明一实施例的谐振转换器系统。
具体实施方式
下面将详细描述本发明的具体实施例。应当注意，这里描述的实施例只用于举例说明，并不用于限制本发明。而且，在下述说明中，不同的“一实施例”或“实施例”指的不一定是同一实施例。此外，一或多个实施例中的特定特征、结构、或特点可由任何合适形式组合。
请参阅图3所示，其为本发明一实施例的移相加变频的谐振转换器混合控制方法的示意图，其中，横坐标为谐振转换器的工作频率f与谐振电路的谐振频率FS之比k（简称为频率比值），纵坐标为移相角θ。在本实施例中，该方法包含了两个控制阶段：在电压增益相对较高时（此时频率相对较低）采用单纯的改变频率控制的方法，即图3中k从A点到B点采用单纯的改变频率的控制方法；在电压增益相对较低时（此时频率相对较高）采用移相加改变频率的控制方法，即图3中k从B点（频率为fstart）到C点（频率为fstop），采用移相加变频的控制方法，这里，当频率从fstart变化到fstop的时候，移相角同时进行线性变化，而非在一固定频率点上的变化，这样的线性变化使得移相角随频率的变大而增大，以易于实现ZVS（ZeroVoltage Switching，零电压开关），即软开关，并且具有较小的电路损耗，从而在谐振转换器工作于一电压增益小于一预设值时，能够提升电路效率。所述预设值可以基本为1。当然，也可以根据实际情况来将该预设值设定为其他的值。
在另一实施例中，根据谐振转换器实际工作情况，该混合控制方法只包含一个控制阶段：仅采用移相加变频率的控制方法。
上述的电压增益小于一预设值，是指谐振转换器的电压增益较低的状态，例如电压增益小于1。电压增益小于预设值时，该谐振转换器例如可工作于一启动状态或者输出限流等状态。
在一实施例中，电压增益小于所述预设值时为谐振转换器的输出电流值大于等于C4*Io_max时，其中，C4为0至1之间的常数，C4较优可选取0.8至1之间的常数，Io_max为谐振转换器电压增益大于或等于所述预设值下的输出电流最大值。
下面以谐振转换器中的LLC线路为例说明本发明所提出的方法。请参阅图4所示，其为一个典型的LLC全桥电路结构。开关管Q1与Q3、Q2与Q4构成了两个桥臂，D1，D2，D3和D4分别为Q1，Q2，Q3和Q4的寄生二极管，C1，C2，C3和C4分别为Q1，Q2，Q3和Q4的结电容。当采用变频率控制时，Q1与Q4和其互补信号Q3和Q2的驱动信号各以接近50%的占空比进行开关动作。在桥臂中点a，b上串联接着谐振电感Ls、变压器T的原边和谐振电容Cs，而激磁电感Lm则与变压器T的原边并联。变压器的副边采样全桥结构，利用四个二极管D5与D8和D6与D7进行全桥整流，输出则直接采用电容Co进行滤波稳压。
在工作在启动或者限流状态下，LLC的直流电压增益一般都比较低，而其工作频率也比较高，一般会大于谐振频率，此时电路由LLC谐振退化至LC谐振。图5所示即为移相加变频率控制在图4所示的LLC-SRC上的应用。两个桥臂的开关管Q1与Q3、Q2与Q4为互补导通，而开关管Q1与Q4不再同时导通，而是错开了一定的相角，将t2至t5时段与二分之一开关管周期之比再乘以360°定义为移相角θ。在t1至t2时段，Q1与Q4开通，Q2与Q3关断，在该时段中，iLS为谐振上升，谐振电容Cs与谐振电感Ls谐振，并向副边输送能量。在t2时刻，Q1关断，iLS将会对开关管Q3的结电容C3放电同时对开关管Q1的结电容C1充电，直至t3时刻。此时开关管Q1两端的电压上升至输入电压Vin而开关管Q3两端的电压将为0。之后Q3的反并二极管D3导通。谐振电容Cs与谐振电感Ls谐振并继续向副边输送能量。在t4时刻，开通Q3，此时Q3为零电压开通，谐振电容Cs与谐振电感Ls继续谐振。在t5时刻，关闭Q4，此时电流iLS仍然为正，将会对开关管Q2的结电容C2放电同时对开关管Q4的结电容C4充电，直至t6时刻。此时开关管Q4两端的电压上升至输入电压Vin而开关管Q2两端的电压将为0。之后Q2的反并二极管D3导通。在t7时刻，开通Q2，此时Q2为零电压开通。此时，谐振电感Ls，变压器T以及谐振电容Cs在输入电压Vin的作用下谐振使得电流iLS将逐渐减小并变为负值，由此开始了另一个半周的工作过程。
移相控制可以通过加大移相角θ来减小直流电压增益，从而在相同增益条件下获得相对单纯频率控制方法较小的工作频率。移相控制可以获得软开关，将开关管Q1与Q3所在桥臂定义为超前桥臂，开关管Q2与Q4所在桥臂定义为滞后桥臂。在移相加变频率控制中，能否实现原边开关管的零电压开关取决于滞后桥臂开关管关断时刻原边电流iLS的大小。移相角度越大，滞后桥臂开关管关断时刻原边电流越小，越难实现开关管软开关。所以在某一输入、输出条件下，为了实现开关管软开关，移相角度会有一个最大值θmax。
以上以LLC电路结构为例对移相工作过程做出了说明，本领域技术人员可以理解，应用本发明混合控制方法的谐振转换器并不限于上述LLC电路结构，本领域技术人员可根据需要将本发明提出的控制方法应用到各种类型的谐振转换器中，包括但不限于直流/直流谐振转换器和直流/交流谐振转换器。
请参阅图6所示，其为开关管Q1、Q3、Q2和Q4的移相原理图。其中开关管Q1与Q3、Q2与Q4为互补导通，这里，以Q4相对于Q1移相的角度来表征谐振电路的移相角θ。T为开关管的开关周期，其与开关频率f（即为工作频率）的关系为Tp为开关管Q4相对于Q1的移相时间，则移相角θ为公式（1）参阅图3，可以得出公式(2)：其中，slope为移相角斜率，fstart为混合控制开始频率，fstop为混合控制结束频率，由公式（1）和公式（2）可以得出公式（3）：其中，f为工作频率，Fs为谐振转换器的谐振频率。
这样，在设定合适的fstart、fstop以及slope后，便可根据公式（1）得出移相延迟时间Tp，进而通过Tp、fstart以及fstop产生一控制信号调整谐振变换器的工作频率与移相角，从而实现混合控制。
对于fstart、fstop以及slope的设定，可通过统计多次实验结果，进而形成从B点至C点的较优线性路径，以在该较优线性路径上既能保证电路的软开关又具有较小的电路损耗。例如，在某一输入、输出条件下，较佳地，移相角为90°，fstart为1.1倍FS（即频率比值k为1.1），fstop为2倍FS（即频率比值k为2），slope可通过公式（2）得出。
这样，请参阅图7，本发明一实施例谐振转换器的混合控制方法包括：S1.设定一混合控制开始频率、一混合控制结束频率以及一移相角斜率；S2.检测该谐振转换器的一工作频率；S3.根据移相角斜率、混合控制开始频率、混合控制结束频率以及谐振转换器的谐振频率计算一移相延迟时间；S4.根据该移相延迟时间、该混合控制开始频率与该混合控制结束频率产生一控制信号同时调整该谐振变换器的工作频率与移相角。
在上述步骤S3中，例如可以根据公式计算移相延迟时间，其中，slope为移相角斜率，fstart为混合控制开始频率，fstop为混合控制结束频率，f为工作频率，Fs为谐振转换器的谐振频率，Tp为移相延迟时间。
本领域技术人员可以理解，步骤S2既可能具体实施为与步骤S1同时执行，也可能具体实施为在步骤S1之前或之后执行。也即，本领域技术人员应能理解，图7所示仅为示例，而无意对本发明步骤S1和S2的执行次序进行任何限定。
请参阅图8所示，其为某输出电压条件下的移相角与频率比值之间的拟合曲线，其中，横坐标为频率比值k，纵坐标为移相角θ。具体地说，为保证输出电压恒定，电路工作的轨迹从A到B经过改变开关管的移相角θ来控制电路工作，以实现电压低增益控制。并且移相角θ越大，频率比值k越低，进而形成了如图8所示的对应关系图。在该电压下，以该拟合曲线上的点进行移相和变频控制能够实现电压低增益或对输出电流的控制。这里，B点所对应的移相角为θmax，当移相角θ＜θmax时，所有开关管Q1~Q4均能实现ZVS。但当移相角θ＞θmax时，所有开关管Q1~Q4不能均实现ZVS，因此定义移相角θmax为某输出电压条件下移相角的最大值。
请参阅图9所示，其为不同输出电压条件下的移相角与频率比值之间的拟合曲线，其中，横坐标为频率比值k，纵坐标为移相角θ。虚线框以内的各点划线为不同输出电压条件下，开关管能够实现ZVS所允许的移相角。
请参阅图10所示，其为依据拟合曲线得到混合控制方法的示意图，其中，横坐标为频率比值k，纵坐标为移相角θ。电路工作的轨迹为：先从A点到B点通过改变开关管的工作频率f来控制电路工作，然后从B点到C点通过同时调节开关管的移相角和工作频率来控制电路工作。其中，C点为拟合曲线101上移相角小于θmax的点，因此，从B点到C点的相位变化能够实现软开关。
从图10可以看出，若采用单纯改变频率的谐振变换器控制方法，则需将频率增大到拟合曲线101上D点处的频率比值才能实现较低的电压增益。而采用了移相加变频的混合控制方法后，频率增大到C点对应的频率比值时便可实现低电压增益，显然，频率有了明显的降低，使得电路损耗得以减小，同时能够保证软开关，从而效率得以提升。
请参阅图11所示，其为工作条件I下的拟合曲线，其中，横坐标为频率比值k，纵坐标为移相角θ。在工作条件I下，输出电流最大值为Io1（例如为20A），不同输出电压下的拟合曲线如各点划线所示，这里以拟合曲线111做出说明。在负载短路条件下，（例如电路启动时）选取一个移相角θ1，优选为60~120度，最佳为90度。在移相角θ1确定以后，便可确定拟合曲线111上混合控制结束频率为fstop1的C点。B点为移相角θ为零时，频率最大的点，即B点具有混合控制开始频率fstart1，fstart1优选为FS的1~1.3倍（即频率比值k为1~1.3），最佳为FS的1.1倍（即频率比值k为1.1），并且这里，A点为移相角θ为零且k也为零的点。电路工作的轨迹为从A到B先经过仅改变开关管的工作频率f来控制电路工作，然后进入BC阶段，通过同时调节开关管的移相角θ和工作频率f来控制电路工作。
请参阅图12所示，其为工作条件II下的拟合曲线，其中，横坐标为频率比值k，纵坐标为移相角θ。在工作条件Ⅱ下，输出电流最大值为Io2（例如为10A），不同输出电压下的拟合曲线如各点划线所示，这里以与拟合曲线111具有相同电压的拟合曲线121做出说明。在负载短路条件下，（例如电路启动时）选取一个移相角θ2。在移相角θ2确定以后，便可确定拟合曲线121上混合控制结束频率为fstop2的C点。B点为移相角θ为零时，频率最大的点，即B点具有混合控制开始频率fstart2。在本实施例中，A点为移相角θ为零且k也为零的点。电路工作的轨迹为从A到B先经过仅改变开关管的工作频率f来控制电路工作，然后进入BC阶段，通过同时调节开关管的移相角θ和工作频率f来控制电路工作。
选择移相角θ2等于θ1的工作条件，则在工作条件Ⅱ下，根据拟合曲线121可获知fstop2。并设且已知fstart1，则fstart2可通过计算得到。
另设fstart=C1·Io_max+C2(4)，fstop=C3·fstart(5)，则在fstart1、fstop1、Io1、fstart2、fstop2和Io2均可知时，可通过公式（4）和（5）计算得到C1、C2、C3，并可计算出fstart、fstop和Io_max的范围。这样，在Io1和Io2之间的任意输出电流最大值Io_max条件下，均可通过公式（4）和（5）计算得到fstart和fstop。进一步，通过公式（6）：计算出移相角，其中θ1为负载短路条件下，（例如电路启动时）选取的一个移相角θ1，优选为60~120度，最佳为90度，f为工作频率。
当然，本领域技术人员也可以其他方式设定两组混合控制开始频率和混合控制结束频率，并通过公式（4）和（5）来计算C1、C2、C3。
请参阅图13所示，其为本发明一实施例混合控制方法的参数设定流程图。在本实施例中，设有标识符F1和F2，其中，F1为控制方式标识符，当F1=0时，为调频控制；当F1=1时，为调频和移相的混合控制。F2为参数更新标识符，当F2=0时，不更新fstart和slope；当F2=1时，更新fstart和slope。
首先，判断谐振变换器的输出电流值Io是否小于C4*Io_max，其中，C4为0至1之间的常数，较佳地，C4为0.8至1之间的常数，Io_max为谐振转换器电压增益大于或等于一预设值下的输出电流最大值。
若是，则将F1置0，即选择调频控制方式，程序结束。如果Io不小于C4*Io_max，则计算公式fstart_n=C1·Io_max+C2、fstop_n=C3·fstart_n以及其中，fstart_n为新的混合控制开始频率，fstop_n为新的混合控制开始频率，slop_n为新的移相角斜率，θ为设定的移相角。并置F1为1，即选择调频和移相混合控制方式，又置F2为1，即选择更新fstart和slope，程序结束。
请参阅图14所示，其为本发明一实施例的混合控制方法中移相延迟时间的设定流程图。首先，判断F1是否等于0，如果等于0，则进入调频控制程序，程序结束。如果F1等于1，并且F2等于0，则进入调频和移相混合控制程序，并且计算程序结束。如果F1等于1，并且F2等于1，则使fstart=fstart_n，slope=slope_n，即将参数fstart和slope更新，并置F2为0，再进入调频和移相混合控制程序，并且计算程序结束。
请参阅图15所示，本发明还提出一种谐振转换器系统，该系统包括：谐振转换器151，接收一输入电压并输出一输出电压；检测装置152，检测谐振转换器151的工作频率；混合控制器153，当谐振转换器151工作于电压增益小于一预设值时，根据设定的一混合控制开始频率、一混合控制结束频率、一移相角斜率以及所述工作频率计算一移相延迟时间，以及根据所述移相延迟时间、所述混合控制开始频率与所述混合控制结束频率产生一控制信号同时调整所述谐振变换器的工作频率与移相角。其中，混合控制器153可包括：一接收端口，接收一谐振转换器的一工作频率信号，以获取谐振转换器的工作频率。
其中，混合控制器153可以根据公式计算移相延迟时间，其中，slope为移相角斜率，fstart为所述混合控制开始频率，fstop为混合控制结束频率，f为工作频率，Fs为谐振转换器的谐振频率，Tp为移相延迟时间。
其中，谐振转换器151可为直流/直流谐振转换器或直流/交流谐振转换器，例如可为上述方法实施例中描述的LLC电路结构。
该谐振转换器系统还可包括一连接于混合控制器153和谐振转换器151之间的驱动电路154。在一实施例中，检测装置152采用谐振转换器151的输出电流，来获取其工作频率，输入到混合控制器153中，经由混合控制器153计算得到的控制信号发送至驱动电路154，由驱动电路154驱动谐振变换器151的开关元件，实现混合控制。
对于谐振转换器系统和混合控制器的实现细节，可参见方法实施例的具体描述，在此不再赘述。
虽然已参照几个典型实施例描述了本发明，但应当理解，所用的术语是说明和示例性、而非限制性的术语。由于本发明能够以多种形式具体实施而不脱离发明的精神或实质，所以应当理解，上述实施例不限于任何前述的细节，而应在随附权利要求所限定的精神和范围内广泛地解释，因此落入权利要求或其等效范围内的全部变化和改型都应为随附权利要求所涵盖。

Claims (27)

1.一种谐振转换器的混合控制方法，其特征在于，当所述谐振转换器工作于电压增益小于一预设值时，该方法包括以下步骤：
设定一混合控制开始频率、一混合控制结束频率以及一移相角斜率；
检测所述谐振转换器的一工作频率；
根据所述移相角斜率、所述混合控制开始频率、混合控制结束频率以及所述谐振转换器的谐振频率计算一移相延迟时间；以及
根据所述移相延迟时间、所述混合控制开始频率与所述混合控制结束频率产生一控制信号同时调整所述谐振变换器的工作频率与移相角；
其中，所述计算一移相延迟时间包括：根据公式计算所述移相延迟时间，其中，slope为所述移相角斜率，fstart为所述混合控制开始频率，fstop为所述混合控制结束频率，f为所述工作频率，Fs为所述谐振转换器的谐振频率，Tp为所述移相延迟时间；所述混合控制开始频率与所述混合控制结束频率分别通过以下两个公式来设定：
fstart＝C1·Io_max+C2，
fstop＝C3·fstart，
其中，Io_max为所述谐振转换器所述电压增益大于或等于所述预设值下的输出电流最大值，第一常数C1、第二常数C2以及第三常数C3通过两组预先设定的混合控制开始频率和混合控制结束频率来计算。
2.根据权利要求1所述的混合控制方法，其特征在于，所述电压增益小于所述预设值时为所述谐振转换器的输出电流值大于等于C4*Io_max时，其中，C4为0至1之间的常数，Io_max为所述谐振转换器所述电压增益大于或等于所述预设值下的输出电流最大值。
3.根据权利要求2所述的混合控制方法，其特征在于，当所述谐振转换器的输出电流值小于C4*Io_max时，对所述谐振转换器进行调频控制。
4.根据权利要求1所述的混合控制方法，其特征在于，所述移相角斜率根据公式得出，其中，θ为一预设移相角；
两个预先设定的混合控制结束频率分别为第一混合控制结束频率fstop1和第二混合控制结束频率fstop2，通过以下步骤获得：
设定所述谐振转换器的相同输出电压下，一第一输出电流最大值下的第一预设移相角和一第二输出电流最大值下的第二预设移相角；以及
为控制所述电压增益小于所述预设值下的输出电流，将所述第一预设移相角和所述第二预设移相角各自对应的频率作为所述第一混合控制结束频率fstop1和所述第二混合控制结束频率fstop2。
5.根据权利要求4所述的混合控制方法，其特征在于，所述第一预设移相角与第二预设移相角相等。
6.根据权利要求5所述的混合控制方法，其特征在于，所述第一预设移相角与第二预设移相角均为60°～120°。
7.根据权利要求6所述的混合控制方法，其特征在于，所述第一预设移相角与第二预设移相角均为90°。
8.根据权利要求4所述的混合控制方法，其特征在于，两个预先设定的混合控制开始频率分别为一第一混合控制开始频率fstart1和一第二混合控制开始频率fstart2，通过以下步骤获得：
设定第一混合控制开始频率fstart1为所述谐振频率Fs的1～1.3倍；以及
所述第二混合控制开始频率通过计算得出。
9.根据权利要求8所述的混合控制方法，其特征在于，所述第一混合控制开始频率fstart1为所述谐振频率Fs的1.1倍。
10.一种谐振转换器系统，其特征在于，包括：
一谐振转换器；
一检测装置，检测所述谐振转换器的一工作频率；
一混合控制器，当所述谐振转换器工作于电压增益小于一预设值时，根据设定的一混合控制开始频率、一混合控制结束频率、一移相角斜率以及所述工作频率计算一移相延迟时间，以及根据所述移相延迟时间、所述混合控制开始频率与所述混合控制结束频率产生一控制信号同时调整所述谐振变换器的工作频率与移相角；
其中，所述混合控制器用于根据公式计算所述移相延迟时间，其中，slope为所述移相角斜率，fstart为所述混合控制开始频率，fstop为所述混合控制结束频率，f为所述工作频率，Fs为所述谐振转换器的谐振频率，Tp为所述移相延迟时间；
所述混合控制开始频率与所述混合控制结束频率分别通过以下两个公式来设定：
fstart＝C1·Io_max+C2，
fstop＝C3·fstart，
其中，Io_max为所述谐振转换器所述电压增益大于或等于所述预设值下的输出电流最大值，第一常数C1、第二常数C2以及第三常数C3通过两组预先设定的混合控制开始频率和混合控制结束频率来计算。
11.根据权利要求10所述的谐振转换器系统，其特征在于，所述电压增益小于所述预设值时为所述谐振转换器的输出电流值大于等于C4*Io_max时，其中，C4为0至1之间的常数，Io_max为所述谐振转换器所述电压增益大于或等于所述预设值下的输出电流最大值。
12.根据权利要求11所述的谐振转换器系统，其特征在于，当所述谐振转换器的输出电流值小于C4*Io_max时，所述混合控制器对所述谐振转换器进行调频控制。
13.根据权利要求10所述的谐振转换器系统，其特征在于，所述移相角斜率根据公式得出，其中，θ为一预设移相角；
两个预先设定的混合控制结束频率分别为第一混合控制结束频率fstop1和第二混合控制结束频率fstop2，所述混合控制器设定所述谐振转换器的相同输出电压下，一第一输出电流最大值下的第一预设移相角和一第二输出电流最大值下的第二预设移相角；以及为控制所述电压增益小于所述预设值下的输出电流，将所述第一预设移相角和所述第二预设移相角各自对应的频率作为所述第一混合控制结束频率fstop1和所述第二混合控制结束频率fstop2。
14.根据权利要求13所述的谐振转换器系统，其特征在于，所述第一预设移相角与第二预设移相角相等。
15.根据权利要求14所述的谐振转换器系统，其特征在于，所述第一预设移相角与第二预设移相角均为60°～120°。
16.根据权利要求15所述的谐振转换器系统，其特征在于，所述第一预设移相角与第二预设移相角均为90°。
17.根据权利要求13所述的谐振转换器系统，其特征在于，两个预先设定的混合控制开始频率分别为一第一混合控制开始频率fstart1和一第二混合控制开始频率fstart2，所述混合控制器设定第一混合控制开始频率fstart1为所述谐振频率Fs的1～1.3倍；以及所述第二混合控制开始频率通过计算得出。
18.根据权利要求17所述的谐振转换器系统，其特征在于，所述第一混合控制开始频率fstart1为所述谐振频率Fs的1.1倍。
19.一种混合控制器，其特征在于，包括：一接收端口，接收一谐振转换器的一工作频率信号，以获取所述谐振转换器的工作频率；
当所述谐振转换器工作于电压增益小于一预设值时，所述混合控制器根据设定的一混合控制开始频率、一混合控制结束频率、一移相角斜率以及所述工作频率计算一移相延迟时间，以及根据所述移相延迟时间、所述混合控制开始频率与所述混合控制结束频率产生一控制信号同时调整所述谐振变换器的工作频率与移相角；
其中，所述混合控制器用于根据公式计算所述移相延迟时间，其中，slope为所述移相角斜率，fstart为所述混合控制开始频率，fstop为所述混合控制结束频率，f为所述工作频率，Fs为所述谐振转换器的谐振频率，Tp为所述移相延迟时间；
所述混合控制开始频率与所述混合控制结束频率分别通过以下两个公式来设定：
fstart＝C1·Io_max+C2，
fstop＝C3·fstart，
其中，Io_max为所述谐振转换器所述电压增益大于或等于所述预设值下的输出电流最大值，第一常数C1、第二常数C2以及第三常数C3通过两组预先设定的混合控制开始频率和混合控制结束频率来计算。
20.根据权利要求19所述的混合控制器，其特征在于，所述电压增益小于所述预设值时为所述谐振转换器的输出电流值大于等于C4*Io_max时，其中，C4为0至1之间的常数，Io_max为所述谐振转换器所述电压增益大于或等于所述预设值下的输出电流最大值。
21.根据权利要求19所述的混合控制器，其特征在于，当所述谐振转换器的输出电流值小于C4*Io_max时，所述混合控制器对所述谐振转换器进行调频控制。
22.根据权利要求19所述的混合控制器，其特征在于，所述移相角斜率根据公式得出，其中，θ为一预设移相角；
两个预先设定的混合控制结束频率分别为第一混合控制结束频率fstop1和第二混合控制结束频率fstop2，所述混合控制器设定所述谐振转换器的相同输出电压下，一第一输出电流最大值下的第一预设移相角和一第二输出电流最大值下的第二预设移相角；以及为控制所述电压增益小于所述预设值下的输出电流，将所述第一预设移相角和所述第二预设移相角各自对应的频率作为所述第一混合控制结束频率fstop1和所述第二混合控制结束频率fstop2。
23.根据权利要求22所述的混合控制器，其特征在于，所述第一预设移相角与第二预设移相角相等。
24.根据权利要求23所述的混合控制器，其特征在于，所述第一预设移相角与第二预设移相角均为60°～120°。
25.根据权利要求24所述的混合控制器，其特征在于，所述第一预设移相角与第二预设移相角均为90°。
26.根据权利要求22所述的混合控制器，其特征在于，两个预先设定的混合控制开始频率分别为一第一混合控制开始频率fstart1和一第二混合控制开始频率fstart2，所述混合控制器设定第一混合控制开始频率fstart1为所述谐振频率Fs的1～1.3倍；以及所述第二混合控制开始频率通过计算得出。
27.根据权利要求26所述的混合控制器，其特征在于，所述第一混合控制开始频率fstart1为所述谐振频率Fs的1.1倍。
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