CN107493015B - 一种双变压器结构的双向直流变换器及其功率控制方法 - Google Patents

一种双变压器结构的双向直流变换器及其功率控制方法 Download PDF

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Abstract

本发明公开的一种基于双变压器结构的双向DC‑DC变换器及其功率控制方法，属于电力电子领域。本发明的变换器由主电路和控制电路组成；主电路由输入侧，输出侧以及两个变压器组成；控制电路包括控制器和驱动电路。本发明通过控制变压器T1的输入侧电压vAC,变压器T2的输入侧电压vAB以及输出侧电压vFG和vAC，vAB之间移相角，能够实现变换器在宽范围电压输入下的大范围软开关，同时能够降低变换器的损耗，提高变换器的效率。与此同时，所提出的功率控制方法计算简单，实时可靠，提高系统的可靠性以及可实施性。

Description

一种双变压器结构的双向直流变换器及其功率控制方法
技术领域
本发明公开的一种基于双变压器结构的双向DC-DC变换器及其功率控制方法，涉及双向DC-DC变换器，尤其涉及一种高频隔离式DC-DC变换器及其功率控制方法，属于电力电子领域的高频开关电源方向。
背景技术
随着电力电子技术的发展，双向、高频隔离、高效率的变换器的需求逐步增加，尤其是在包含储能单元的固态变压器，高压直流输电，微电网等各种供电系统场合。这些系统由于需要对储能单元进行充放电的能量控制，要求变换器具有双向可控功率流的特点；考虑到用户侧的安全性，需要实现电气隔离。另外，对于燃料电池和光伏发电等电力电子应用场合，有着很宽的输入电压范围，希望后级的变流器能适应宽范围的电压增益。
常用类型的一种双向高频隔离DC-DC变换器的拓扑结构为对称结构，变压器一次侧和二次侧都是由开关管组成的全桥电路，所述的两个全桥电路由一个高频变压器连接。此种类型的变换器包含三个控制变量，包括一次侧全桥电路的两个桥臂中心点之间的电压vAB，二次侧全桥电路两个桥臂中心点之间的电压vCD，以及vAB和vCD之间的移向角。通过控制一次侧开关管的驱动信号可以调节电压 vAB的占空比大小；通过控制二次侧开关管的驱动信号可以调节电压vCD的占空比大小；通过调节一次侧与二次侧开关管信号之间的相位差可以实现对vAB和vCD之间的移向角的控制。目前针对双有源桥双向DC-DC变换器控制方法可以分为两大类：a)传统的单移向控制策略，b)移向加PWM控制策略。其中移向加PWM 控制策略又可以分为两个控制自由度的控制策略和三个控制自由度的控制策略。
在实现较大范围的软开关范围的前提下，针对于宽电压增益范围场合下的双向DC-DC变换器方法在IEEE Transaction on power electronics【电力电子期刊】于2016年发表的“Fundamental Duty Modulation of Dual-Active-Bridge Converter for Wide-Range Operation”被提出。文中，通过对变换器变压器电压的基波进行分析，从而得到一种新颖的移相加PWM控制策略。但是，该种控制策略控制方式较为复杂，而且变换器的开光管软开关范围受限。IEEE Transaction on power electronics【电力电子期刊】于2016年发表的文献“A Modified Dual Active Bridge Converter With Hybrid Phase-ShiftControl for Wide Input Voltage Range”中通过对传统的DAB的拓扑结构进行改进结合其所提出的控制方式，从而实现宽电压增益下的宽软开关范围。然而，其的控制器需要进行控制模式的切换，两种模式之间的平滑切换很有难度。IEEE Transaction on powerelectronics【电力电子期刊】将于2017年发表的文献“A Dual-Bridge LLC ResonantConverter with Fixed-Frequency PWM Control for Wide Input Applications”提出了一种适合宽电压增益下的LLC拓扑结构，然而此拓扑结构只能实现单向功率流，而且该拓扑结构的启动与轻载需要特殊处理。
发明内容
为了克服上述的变换器不能实现双向功率流下大范围软开关和宽电压增益，以及控制器设计复杂的问题，本发明公开的一种基于双变压器结构的双向DC-DC 变换器及其功率控制方法。本方法在宽电压增益的背景下，使用较少的开关器件，实现宽电压增益下的宽软开关范围、较小的无功损耗以及简单的控制环路设计，从而提高变换器的效率和可靠性。
本发明公开的一种基于双变压器结构的双向DC-DC变换器及其功率控制方法。变换器由主电路和控制电路组成；所述主电路主要由输入侧桥臂、两个高频变压器(T1,T2)以及输出侧桥臂构成；控制电路包括控制器和驱动电路。通过同时调节变换器的输入侧的占空比以及输入侧与输出侧两个桥臂之间的相位差，能减小在功率不传递的阶段漏感电流有效值，降低无功电流，从而降低电流造成的电路通态损耗和环流损耗，同时也能实现各个开关管器件的宽范围软开关。另外，通过本发明的功率控制方法能在实现双向功率流的实时控制的同时，降低控制单元的复杂程度。
本发明的目的是通过下述技术方案实现的。
一种基于双变压器结构的双向DC-DC变换器，其特征在于：主要由主电路和控制电路组成；主电路主要由输入侧桥臂、两个高频变压器(T1,T2)以及输出侧桥臂构成，输入侧用于将输入的电压进行高频逆变，高频变压器用于实现电气隔离以及增益调整；输出侧用于对变压器交流电压的整形，实现额定电压输出；所述的输入侧为由高频直流电容(C11,C12)和开关管(S1、S2、S3、S4)组成的混合桥电路，输出侧为传统半桥电路，包括开关管(S5、S6)和电容(C21、C22)；
变换器电路连接关系是：输入侧的高频直流电容C11和C12串联连接，连接点为B点。其中C11的另一端与输入电源正极相接，C12的另一端与输入电源的负极相接。开关管S1的漏极与S3的漏极相连，并且与输入电源正极相连接。同时，开关管S2的源极以及S4的源极相连，并且与输入电源的负极相连接。开关管S1的源极与S2的漏极连接于A点，开关管S3的源极与S4的漏极连接于C点。高频变压器T1的一次侧一端与S1的源极连接与A点，另一端与S3的源极连接于 C点。高频变压器T2的一次侧一端与S1的源极连接与A点，另一端与C11和C12串联连接点B相连接。高频变压器T1的二次侧一端与S5的源极连接于F点，另一端与高频变压器T2的二次侧一端相连。高频变压器T2的二次侧另外一端与C21和C22串联连接点G相连接。开关管S5的源极、开关管S6的漏极与变压器二次端在F点相接，高频电容C21的一端与C22的一端都与变压器二次侧的G点相接。高频电容C21的另一端连接至输出的正极，高频电容C22的另一端连接至输出的负极。同时，开关管S5的漏极与输出的正极相连，开关管S6的源极与输出的负极相连。
DC-DC变换器控制电路主要由控制器和驱动电路构成；控制器是以DSP控制器为核心，用于对由传感器采样得到的电压采样信号进行转换，并依据功率控制方法得到输入侧桥臂的占空比控制信号d1以及移相角控制信号产生PWM 驱动信号，用于调节实际电路的输入侧桥臂占空比及输入侧和输出侧电压之间的移相角保证开关管的软开关以及减小无功损耗和漏感电流有效值，降低电流造成的电路通态损耗和环流损耗。驱动电路用于接收来自控制器的PWM信号，经过隔离和电压增强后为主电路的开关管(S1、S2、S3、S4、S5、S6、)提供驱动电压。
用于对一种基于双变压器结构的双向DC-DC变换器的功率控制方法，包括移相角控制环方法和占空比控制环方法。其中，移相角控制环路方法通过将输出侧直流电压的给定vref与实际输出侧直流电压采样值V2的差值作为电压控制器的输入。该电压控制器的输出用于调节变压器输入侧电压vAC和变压器输出侧电压 vDE之间的移向角控制信号从而实现输出电压的闭环控制，以及功率流的双向控制。
占空比控制环路通过输入侧PWM控制环的调节，调节输入侧开关管S3和开关管S1之间的移相角，调节变压器T1的高频输入电压占空比，从而实现宽电压增益下的开关器件软开关以及减小无功损耗和漏感电流有效值，降低电流造成的电路通态损耗和环流损耗。
一种基于双变压器结构的双向DC-DC变换器的功率控制方法，包括移相角控制环方法和占空比控制环方法，具体控制步骤如下：
步骤一、给定变换器输出侧直流输出电压Vref；对变换器的输入侧与输出侧的有源桥直流电压进行采样，分别记为V1和V2。
步骤二、根据电压给定值Vref和电压采样值V2得到信号计算直流输出电压给定值Vref与输出侧的实际电压V2的差值，所述的差值作为电压调节器的输入。所述电压调节器的输出作为vAC和vDE之间的移向角控制信号
所述电压调节器的输出作为vAC和vDE之间的移向角控制信号其中，vAC为变压器T1一次侧电压；vDE为变压器T1和变压器T2的二次侧电压之和。
步骤三、根据两个电压采样值V1和V2得到输入侧桥臂的占空比控制信号d1；根据公式(1)中的控制算法，计算输入侧桥臂的占空比控制信号d1，
d1＝(V2-N2V1)/4N1V1 (1)
其中N1为变压器T1的输出侧对输入侧的匝数比，N2为变压器T2的输出侧对输入侧的匝数比。
步骤四、根据步骤二所得的移向角控制信号和步骤三所得的输入侧桥臂的占空比控制信号d1，产生开关管的驱动信号，从而控制变换器的一次侧电压和折合到一次侧的变压器二次侧电压与移相角，从而实现宽电压增益下的开关器件软开关以及减小无功损耗和漏感电流有效值，降低电流造成的电路通态损耗和环流损耗。
步骤四中产生通过移向角控制信号与输入侧桥臂的占空比控制信号d1控制各个驱动信号波形的关系如下：a)S1与S2互补、S3和S4互补、S5和S6互补。b) 所有开关管占空比都为50％。c)S1与S5之间的相位差由控制。d)S1与S3之间的相位差由d1控制。
有益效果
1、本发明公布的一种基于双变压器结构的双向DC-DC变换器及其功率控制方法。其主电路主要由输入侧桥臂、两个高频变压器(T1,T2)以及输出侧桥臂构成，只有六个开关器件，简化了电路结构，提高了控制的稳定性。同时，通过使用两个高频变压器的方式，增加了变换器的输入电压范围，提高了在宽电压范围输入下的变换器整体效率。
2、通过对输入侧采用脉宽调制控制方式控制输入侧桥臂的占空比控制信号 d1。同时，变压器输出侧和输入侧之间采用移相控制，以控制功率的方向和大小。通过所公布的功率控制方法，保证变换器工作在最佳软开关的条件下，从而扩宽软开关的范围。同时，变换器的无功电流减小，从减小了环流损耗，提高效率。
3、通过本发明公开的双向DC-DC变换器及其功率控制方法，能实现占空比控制环路与移相控制环路的解耦，所述方法不需要将控制数据预先存储在查表中，能够实现实时控制，简化了控制环路，提高系统的快速行和可靠性。
附图说明
图1为本发明实施例双向混合桥DC-DC变换器电路结构示意图；
图2为本发明实施例的功率控制方法框图；
图3为本发明实例主要波形图。
具体实施方式
下面将结合附图和实施例对本发明加以详细说明，同时也叙述了本发明技术方案解决的技术问题及有益效果，需要指出的是，所描述的实施例仅旨在便于对本发明的理解，而对其不起任何限定作用。
一种基于双变压器结构的双向DC-DC变换器及其功率控制方法，其特征在于：主要由主电路和控制电路组成。如图1所示，主电路主要由输入侧桥臂、两个高频变压器(T1,T2)以及输出侧桥臂构成，输入侧用于将输入的电压进行高频逆变，高频变压器用于实现电气隔离以及增益调整；输出侧用于对变压器交流电压的整形，实现额定电压输出；所述的输入侧为由高频直流电容(C11,C12)和开关管(S1、S2、S3、S4)组成的混合桥电路，输出侧为传统半桥电路，包括开关管 (S5、S6)和电容(C21、C22)；所有元件的连接关系为：输入侧的高频直流电容 C11和C12串联连接，连接点为B点。其中C11的另一端与输入电源正极相接，C12的另一端与输入电源的负极相接。开关管S1的漏极与S3的漏极相连，并且与输入电源正极相连接。同时，开关管S2的源极以及S4的源极相连，并且与输入电源的负极相连接。开关管S1的源极与S2的漏极连接于A点，开关管S3的源极与 S4的漏极连接于C点。高频变压器T1的一次侧一端与S1的源极连接与A点，另一端与S3的源极连接于C点。高频变压器T2的一次侧一端与S1的源极连接与A 点，另一端与C11和C12串联连接点B相连接。高频变压器T1的二次侧一端与S1的源极连接于F点，另一端与高频变压器T2的二次侧一端相连。高频变压器T2的二次侧另外一端与C21和C22串联连接点G相连接。开关管S5的源极、开关管 S6的漏极与变压器二次端在F点相接，高频电容C21的一端与C22的一端都与变压器二次侧的G点相接。高频电容C21的另一端连接至输出的正极，高频电容 C22的另一端连接至输出的负极。同时，开关管S5的漏极与输出的正极相连，开关管S6的源极与输出的负极相连。
DC-DC变换器控制电路主要由控制器和驱动电路构成；控制器是以DSP控制器为核心。如图2所示，控制器是以DSP控制器为核心，用于对由传感器采样得到的电压采样信号进行转换，并依据功率控制方法得到输入侧桥臂的占空比控制信号d1以及移相角控制信号产生PWM驱动信号，用于调节实际电路的输入侧高频电压占空比及输入侧和输出侧电压之间的移相角保证开关管的软开关以及减小无功损耗和漏感电流有效值，降低电流造成的电路通态损耗和环流损耗。驱动电路用于接收来自控制器的PWM信号，经过隔离和电压增强后为主电路的开关管(S1、S2、S3、S4、S5、S6、)提供驱动电压。
其中占空比产生单元通过移向角控制信号与输入侧桥臂的占空比控制信号 d1控制各个驱动信号波形的关系如下：a)S1与S2互补、S3和S4互补、S5和S6互补。b)所有开关管占空比都为50％。c)S1与S5之间的相位差由控制。d)S1与S3之间的相位差由d1控制。
如图1所示，Ls为变压器副边输出侧的漏感，i为变压器输入侧电流，is为变压器输出侧电流，vAB为变压器原边电压，vCD为变压器副边电压，vEF为变压器副边通过变比折回至原边的电压，V1为输入侧电压值，V2为输出侧电压值。
结合图1，图2中的功率控制方法实施过程如下，
步骤一、给定变换器输出侧直流输出电压Vref；对变换器的输入侧与输出侧的有源桥直流电压进行采样，分别记为V1和V2。
步骤二、根据电压给定值Vref和电压采样值V2得到信号计算直流输出电压给定值Vref与输出侧的实际电压V2的差值，所述的差值作为电压调节器的输入。所述电压调节器的输出作为vAC和vDE之间的移向角控制信号
所述电压调节器的输出作为vAC和vDE之间的移向角控制信号其中，vAC为变压器T1一次侧电压；vDE为变压器T1和变压器T2的二次侧电压之和。
步骤三、根据两个电压采样值V1和V2得到实现大范围软开关的输入侧桥臂的占空比控制信号d1；
输入侧桥臂的占空比控制信号d1的推导过程如下，
对于开关器件的软开关，要求变换器在器件关断的时候，具有足够的漏感电流对器件结电容进行充放电。所采用的变换器结构下，漏感值相对较大，因此在分析软开关时，结电容的能量可以忽略。器件的软开关条件总结如下，
表1各个开关器件ZVS条件
其中，is(t)为变换器输出侧的漏感电流，t0为器件S1关断的时刻，t1为器件 S3关断的时刻，t2为器件S3关断的时刻。
通过求解各个工作区间内输出侧漏感电流表达式，将所得表达式代入表1中，可得到实现软开关的输入侧桥臂的占空比控制信号d1和移向控制角的约束关系如表2和表3所示，
表2关器件的软开关条件1
表3开关器件的软开关条件2
如表2和表3所示，实现开关器件的软开关条件表达式都较为复杂，但是所有的表达式都含有E＝(V2-N1V1-4d1N1V1)这一项。如果令E＝0，器件S1,S2，S5和S6的软开关条件将会恒成立，而且器件S3,S4的软开关条件也能较大范围实现。
因此，由E＝0，可以得出计算输入侧桥臂的占空比控制信号d1，
d1＝(V2-N2V1)/4N1V1 (2)
其中N1为变压器T1的输出侧对输入侧的匝数比，N2为变压器T2的输出侧对输入侧的匝数比。
步骤四、根据步骤二所得的移向角控制信号和步骤三所得的输入侧桥臂的占空比控制信号d1，产生开关管的驱动信号，从而控制变换器的一次侧电压和折合到一次侧的变压器二次侧电压与移相角，从而实现宽电压增益下的开关器件软开关以及以及减小无功损耗和漏感电流有效值，降低电流造成的电路通态损耗和环流损耗。
步骤四中产生通过移向角控制信号与输入侧桥臂的占空比控制信号d1控制各个驱动信号波形的关系如下：a)S1与S2互补、S3和S4互补、S5和S6互补。b) 所有开关管占空比都为50％。c)S1与S5之间的相位差由控制。d)S1与S3之间的相位差由d1控制。
本实施例及其电路拓扑工作过程如下：
变换器开始上电工作后，对于输出电压V2电压的调节器，当二次侧电压低于电压的给定Vref时，变换器的功率由V1侧传递至V2侧。数字控制器(DSP TMS320F28335)通过传感器采样V2侧的直流电压作为反馈。将Vref-V2的值经过数字PI调节器和限幅器，输出的值作为输入侧和输出侧两个有源桥之间的移向控制信号，此移向控制信号的数值为正值。与此同时，基于输入电压采样值 V1，通过(1)中的计算公式，计算输入侧桥臂的占空比控制信号d1。然后，驱动产生单元产生相应的驱动控制信号，其中驱动信号描述如下：a)S1与S2互补、S3和S4互补、S5和S6互补。b)所有开关管占空比都为50％。c)S1与S5之间的相位差由控制。d)S1与S3之间的相位差由d1控制，具体波形图如图3所示。因此，当二次侧电压低于电压的给定Vref时，所提出的控制策略通过正的移相角的控制，使变换器的输入增加，从而达到变换器的给定电压值。
当二次侧电压高于电压的给定Vref时，变换器的功率由V1侧传递至V2侧。数字控制器(DSP TMS320F28335)通过传感器采样V2侧的直流电压作为反馈。将Vref-V2的值经过数字PI调节器和限幅器，输出的值作为两个有源桥之间的移向控制信号，此移向控制信号的数值为负值，变压器原边电压滞后副边电压。与此同时，基于输入电压采样值V1，通过(1)中计算公式，计算输入侧桥臂的占空比控制信号d1。然后，驱动产生单元产生相应的驱动控制信号，其中驱动信号描述如下：a)S1与S2互补、S3和S4互补、S5和S6互补。b)所有开关管占空比都为50％。c)S1与S5之间的相位差由控制。d)S1与S3之间的相位差由d1控制，具体波形图如图3所示。通过正的移相角的控制，使变换器的输入增加，从而达到变换器的给定电压值。因此，当二次侧电压高于电压的给定Vref时，所提出的控制策略通过负的移相角的控制，使变换器的输入减小，从而达到变换器的给定电压值。
以上控制所述的具体描述，对发明的目的、技术方案和有益效果进行进一步详细说明，所应理解的是，以上所述仅为本发明的具体实施例而已，并不用于限定本发明的保护范围，凡在本发明的精神和原则之内，所做的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (4)

1.一种基于双变压器结构的双向DC-DC变换器的功率控制方法，所述变换器包括控制电路和主电路；主电路主要由输入侧桥臂、两个高频变压器T1,T2以及输出侧桥臂构成，输入侧用于将输入的电压进行高频逆变，高频变压器用于实现电气隔离以及增益调整；输出侧用于对变压器交流电压的整形，实现额定电压输出；所述的输入侧为由高频直流电容C11,C12和开关管S1、S2、S3、S4组成的混合桥电路，输出侧为传统半桥电路，包括开关管S5、S6和电容C21、C22；
输入侧的高频直流电容C11和C12串联连接，连接点为B点；其中C11的另一端与输入电源正极相接，C12的另一端与输入电源的负极相接；开关管S1的漏极与S3的漏极相连，并且与输入电源正极相连接；同时，开关管S2的源极以及S4的源极相连，并且与输入电源的负极相连接；开关管S1的源极与S2的漏极连接于A点，开关管S3的源极与S4的漏极连接于C点；高频变压器T1的一次侧一端与S1的源极连接与A点，另一端与S3的源极连接于C点；高频变压器T2的一次侧一端与S1的源极连接与A点，另一端与C11和C12串联连接点B相连接；高频变压器T1的二次侧一端与S5的源极连接于F点，另一端与高频变压器T2的二次侧一端相连；高频变压器T2的二次侧另外一端与C21和C22串联连接点G相连接；开关管S5的源极、开关管S6的漏极与变压器二次端在F点相接，高频电容C21的一端与C22的一端都与变压器二次侧的G点相接；高频电容C21的另一端连接至输出的正极，高频电容C22的另一端连接至输出的负极；同时，开关管S5的漏极与输出的正极相连，开关管S6的源极与输出的负极相连；
其特征在于：具体控制步骤如下：
步骤一、给定变换器输出侧直流输出电压Vref；对变换器的输入侧与输出侧的有源桥直流电压进行采样，分别记为V1和V2；
步骤二、根据电压给定值Vref和电压采样值V2得到信号计算直流输出电压给定值Vref与输出侧的实际电压V2的差值，所述的差值作为电压调节器的输入；所述电压调节器的输出作为vAC和vDE之间的移向角控制信号
所述电压调节器的输出作为vAC和vDE之间的移向角控制信号其中，vAC为变压器T1一次侧电压；vDE为变压器T1和变压器T2的二次侧电压之和；
步骤三、根据两个电压采样值V1和V2得到输入侧桥臂移相角d1；根据公式(1)中的控制算法，计算输入侧桥臂移相角d1，
d1＝(V2-N2V1)/4N1V1 (1)
其中N1为变压器T1的输出侧对输入侧的匝数比，N2为变压器T2的输出侧对输入侧的匝数比；
步骤四、根据步骤二所得的移向角控制信号和步骤三所得的输入侧桥臂移相角d1，产生开关管的驱动信号，从而控制变换器的一次侧电压和折合到一次侧的变压器二次侧电压与移相角，从而实现宽电压增益下的开关器件软开关以及减小无功损耗和漏感电流有效值，降低电流造成的电路通态损耗和环流损耗。
2.如权利要求1所述的一种基于双变压器结构的双向DC-DC变换器的功率控制方法，其特征在于：步骤四所述的产生开关管的驱动信号，其包括六个开关管驱动控制信号，分别记为：S1，’S2’，S3’，S4’，S5’，S6’；所述的六个开关管驱动信号的特征在于:a)S1’与S2’互补、S3’和S4’互补、S5’和S6’互补；b)所有开关管占空比都为50％；c)S1’与S5’之间的相位差由控制；d)S1’与S3’之间的相位差由d1控制。
3.如权利要求1所述的一种基于双变压器结构的双向DC-DC变换器的功率控制方法，其特征在于：所述控制电路主要由控制器和驱动电路构成；控制器是以DSP控制器为核心，用于对由传感器采样得到的电压采样信号进行转换，并依据功率控制方法得到输入侧桥臂移相角d1以及移相角控制信号产生PWM驱动信号，用于调节实际电路的输入侧高频电压占空比及输入侧和输出侧电压之间的移相角保证开关管的软开关以及减小无功损耗和漏感电流有效值，降低电流造成的电路通态损耗和环流损耗。
4.如权利要求1所述的一种基于双变压器结构的双向DC-DC变换器的功率控制方法，其特征在于：变换器为双向功率流，输入侧与输出侧可以互换。
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