CN108964476A - 基于双有源桥的隔离型双向ac/dc变换器的控制方法 - Google Patents

基于双有源桥的隔离型双向ac/dc变换器的控制方法 Download PDF

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Abstract

本发明涉及隔离型双向AC/DC变换器，具体是基于双有源桥的隔离型双向AC/DC变换器的控制方法，是在隔离型双向AC/DC变换器的直流侧设置用于调节直流侧电压的电压控制器，电压控制器的输出信号为交流侧输出电流参考值I g *；对交流侧输出电流参考值I g *进行计算得到主控制信号α′，由主控制信号α′计算得出双有源桥的内移相比D 1、外移相比D 2以及构成双有源桥的开关管的实际开关频率f s ，通过D 1、D 2、f s 控制双有源桥的所有开关管的驱动信号；再通过变换器交流侧电压v ac 的正负对构成同步整流桥的所有开关管进行控制；本发明将双移相和变频控制结合，实现交流侧输出电流线性化控制，简化了控制方法，同时实现了变换器单级式功率变换，提高了功率转换效率。

Description

基于双有源桥的隔离型双向AC/DC变换器的控制方法
技术领域
本发明属于电力电子领域开关电源方向，涉及一种隔离型双向AC/DC变换器，具体为基于双有源桥的隔离型双向AC/DC变换器的控制方法。
背景技术
随着分布式能源及微网的发展，兼具交直流微网优点的混合微网受到学者们广泛关注。作为联接交直流微网的关键设备，双向AC/DC变换器成为研究热点。根据是否具有电气隔离功能，双向AC/DC变换器可分为非隔离型和隔离型。而非隔离型双向AC/DC变换器的直流侧和交流侧共模干扰严重，所以对隔离型双向AC/DC变换器的研究很有必要。
在非隔离型双向AC/DC变换器的交流侧引入工频变压器便可实现隔离，但工频变压器体积大，造价高。相对工频变压器，高频变压器(High Frequency Transformer,HF)具有高效率、高功率密度等优点，使其在隔离型变换器中的应用越来越多。含隔离型双向AC/DC结构的AC/DC变换器是隔离型双向AC/DC变换器的一大类。而在隔离型双向AC/DC变换器拓扑中，基于双有源桥(Dual Active Bridge,DAB)结构的双向AC/DC变换器因其具有功率密度高、模块化、结构对称且控制相对简单等优点成为研究热点。
基于DAB结构，2011年在中国电机工程学报上发表的“用于电池储能系统并网的双向可拓展变流器及其分布式控制策略”一文，提出一种用于电池储能系统的双向隔离型变流器拓扑及控制策略。该变流器拓扑由DAB和一个全桥构成。然而，其两级式的功率转换降低了变换器效率，同时中间电容的稳压要求比较高，使变换器体积较大。2014年在IEEETransactions on Power Electronics【电力电子期刊】上发表的“Optimal ZVSmodulation of single-phase single-stage bidirectional DAB AC-DC converters”，在上述拓扑结构基础上提出一种结合移相控制、占空比调节和开关频率调节的混合调制方式，可实现单级功率变换，减少了功率转换环节。然而，该控制方法比较复杂，对元件参数依赖性强，控制参数要通过查表获得，且增加了无功元件。
综上所述，现有的基于DAB结构的隔离型双向AC/DC变换器控制方法无法兼顾变换器效率和控制复杂度。
本发明中，如图1所示，基于DAB结构的隔离型双向AC/DC变换器由一个DAB和一个同步整流桥(Synchronous Rectifier,SR)串联构成，DAB的一次侧与二次侧共有八个开关管，分别是开关管S11、开关管S12、开关管S13、开关管S14、开关管S21、开关管S22、开关管S23和开关管S24，其中串联的开关管S11和开关管S12与串联的开关管S13和开关管S14并联，串联的开关管S21和开关管S22与串联的开关管S23和开关管S24并联；SR由四个开关管构成，分别是开关管Q1、开关管Q2、开关管Q3和开关管Q4，其中串联的开关管Q1和开关管Q2与串联的开关管Q3和开关管Q4并联。且构成双有源桥的所有开关管的驱动信号都是占空比为50％的方波信号，其中开关管S11与开关管S12的驱动信号互补、开关管S13与开关管S14的驱动信号互补、开关管S21与开关管S22的驱动信号互补、开关管S23与开关管S24的驱动信号互补，且开关管S21与开关管S24的驱动信号相同，图中i2为双有源桥输出电流，Llk为高频变压器漏感或外加电感；iL为通过电感Llk的电流；n为高频变压器变比；Vdc为直流侧电压实际值；vac为变换器交流侧电压；ig为变换器交流侧输出电流。
发明内容
本发明的目的在于解决上述现有的隔离型双向AC/DC变换器控制方法无法兼顾变换器效率和控制复杂度的问题，提供了基于双有源桥的隔离型双向AC/DC变换器的控制方法，该方法可以兼顾变换器效率并且降低控制的复杂程度。
本发明解决其技术问题的技术方案是：
基于双有源型的隔离型双向AC/DC变换器的控制方法，具体步骤如下：
i.对构成双有源桥的所有开关管的具体控制步骤如下：
①在隔离型双向AC/DC变换器的直流侧设置电压控制器，所述电压控制器的输入信号为直流侧电压参考值和直流侧电压实际值Vdc，通过电压控制器使直流侧电压实际值Vdc稳定在直流侧电压参考值所述电压控制器的输出信号为交流侧输出电流参考值所述直流侧电压参考值是根据应用场合设计的；
②将交流侧输出电流参考值代入公式计算得到主控制信号α′，式中fvar为构成双有源桥的所有开关管的设定开关频率,θ为所述变换器交流侧电压vac的电压相角；其中fvar是根据高频变压器HF的工作频率和开关器件的工作频率综合考虑决定的；其中所述变换器交流侧电压vac经过单相锁相环，得到变换器交流侧电压vac的电压相角θ；
③通过主控制信号α′调节双有源桥的内移相比D1、外移相比D2和所有开关管的实际开关频率fs，所述内移相比D1、外移相比D2和实际开关频率fs通过下述公式计算获得：
④内移相比D1、外移相比D2以及实际开关频率fs三者对双有源桥的所有开关管的驱动信号的控制关系如下：当时，电流由所述变换器的直流侧流向交流侧，此时，构成双有源桥的所有开关管的实际开关频率为fs，开关管S11驱动信号超前开关管S14驱动信号的相角由内移相比D1控制，开关管S11驱动信号超前开关管S21驱动信号的相角由外移相比D2控制；当时，电流由所述变换器的交流侧流向直流侧，此时，构成双有源桥的所有开关管的实际开关频率为fs，开关管S11驱动信号超前开关管S14驱动信号的相角由内移相比D1控制，开关管S11驱动信号超前S22驱动信号的相角由外移相比D2控制；最终实现了对双有源桥所有开关管的控制；这实现了双有源桥输出电流i2与变换器交流侧电压vac同步整流后的电压同相位；上述步骤将双移相和变频控制结合，实现了对交流侧输出电流的线性化控制；
ii.对于构成同步整流桥的所有开关管的控制如下：
①当变换器交流侧电压vac为正时，同步整流桥的开关管Q1和开关管Q4打开，开关管Q2和开关管Q3关闭；当变换器交流侧电压vac为负时，同步整流桥的开关管Q2和开关管Q3打开，开关管Q1和开关管Q4关闭，最终实现了对同步整流桥的所有开关管的控制。这一步骤实现了对双有源桥输出电流i2的逆变，使所述变换器交流侧输出电流ig和所述变换器交流侧电压vac同相位；构成同步整流桥的所有开关管工作在低频模式下，降低了开关损耗，有利于提高功率传输效率。
优选的，所述电压控制器将直流侧电压参考值与直流侧电压实际值Vdc作差再通过比例积分控制后输出交流侧输出电流参考值所述直流侧电压参考值是相关工作人员通过应用场合设计的。
优选的，所述电压控制器之后还设置有电流控制器，通过电流控制器实现对变换器交流侧输出电流ig的闭环控制，所述电流控制器的输出信号为副控制信号Δα；先将主控制信号α′和副控制信号Δα进行相加，得到控制信号α，其中，α＝α′+Δα，再将主控制信号α′替换为控制信号α，计算得出双有源桥的内移相比D1、外移相比D2、实际开关频率fs。设置电流控制器是为了能够更精确地追踪变换器交流侧输出电流ig。
进一步优选的，所述电流控制器的输入信号为交流侧输出电流参考值与变换器交流侧输出电流ig，将变换器交流侧输出电流ig相移90°后构造出正交电流分量，然后通过Park变换得到直流电流量id和iq，其中id是无功电流，iq是有功电流，Park变换所需相角θ为所述变换器交流侧电压vac的电压相角，将无功电流id设置为0，只对有功电流iq进行调节，再将有功电流iq和电压控制器的输出信号作和求出电流误差，所述电流误差经过PI控制后再通过Park反变换得到副控制信号Δα。由于变换器交流侧输出电流ig为正弦量，无法直接进行PI控制，故需先进行坐标变换。将无功电流id设置为0，是为了实现变换器单位功率因数运行。
优选的，所述变换器交流侧电压vac经过单相锁相环，得到变换器交流侧电压vac的电压相角θ，而vac的电压相角θ即为Park变换所需相角θ。
因为移相比的最大有效范围就是开关周期Ts的一半，故优选的所述双有源桥的内移相比D1的取值范围为[0,0.5]；由公式D1＝0.5-2α′和公式D2＝0.5-α′可得，主控制信号α′的取值范围为[0,0.25]；所述双有源桥的外移相比D2的取值范围为[0.25,0.5]。
与现有技术相比，本发明的有益效果是：(1)本发明所述的基于双有源型的隔离型双向AC/DC变换器的控制方法将双移相和变频控制结合，实现了对变换器交流侧输出电流ig的线性化控制；(2)可实现单级式功率变换，且构成同步整流桥的所有开关管工作在低频模式下，降低了开关损耗，有利于提高功率传输效率；故本发明所述控制方法既可以提高变换器效率又可以降低控制的复杂程度。
附图说明
图1为本发明所述的基于双有源型的隔离型双向AC/DC变换器电路拓扑结构。
图2为本发明所述的基于双有源型的隔离型双向AC/DC变换器的控制框图。
图3为图2增加了电流控制器后的控制框图。
图4为本发明所述控制方法中电流由直流侧流向交流侧时双有源桥的驱动信号波形。
图5为本发明所述控制方法中电流由交流侧流向直流侧时双有源桥的驱动信号波形。
具体实施方式
为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对本发明的技术方案进行详细的描述。显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动的前提下所得到的所有其他实施方式，都属于本发明所保护的范围。
参见附图1、2、3、4、5，现对本发明提供的基于双有源型的隔离型双向AC/DC变换器的控制方法进行说明。
实施例一：
基于双有源型的隔离型双向AC/DC变换器的控制方法，如图2所示，具体步骤如下：
i.对构成双有源桥的所有开关管的具体控制步骤如下：
①在隔离型双向AC/DC变换器的直流侧设置电压控制器，所述电压控制器的输入信号为直流侧电压参考值和直流侧电压实际值Vdc，通过电压控制器使直流侧电压实际值Vdc稳定在直流侧电压参考值所述电压控制器的输出信号为交流侧输出电流参考值所述直流侧电压参考值是根据应用场合设计的；
②将交流侧输出电流参考值代入公式计算得到主控制信号α′，式中fvar为构成双有源桥的所有开关管的设定开关频率；其中fvar是根据高频变压器HF的工作频率和开关器件的工作频率综合考虑决定的；θ为所述变换器交流侧电压vac的电压相角；其中变换器交流侧电压vac经过单相锁相环，得到变换器交流侧电压vac的电压相角θ；
③通过主控制信号α′调节双有源桥的内移相比D1、外移相比D2和所有开关管的实际开关频率fs，所述内移相比D1、外移相比D2和实际开关频率fs通过下述公式计算获得：
④内移相比D1、外移相比D2以及实际开关频率fs三者对双有源桥的所有开关管的驱动信号的控制关系如下：当时，电流由所述变换器的直流侧流向交流侧，此时，构成双有源桥的所有开关管的实际开关频率为fs，开关管S11驱动信号超前开关管S14驱动信号的相角由内移相比D1控制，开关管S11驱动信号超前开关管S21驱动信号的相角由外移相比D2控制；当时，电流由所述变换器的交流侧流向直流侧，此时，构成双有源桥的所有开关管的实际开关频率为fs，开关管S11驱动信号超前开关管S14驱动信号的相角由内移相比D1控制，开关管S11驱动信号超前S22驱动信号的相角由外移相比D2控制；最终实现了对双有源桥所有开关管的控制；这实现了双有源桥输出电流i2与变换器交流侧电压vac同步整流后的电压同相位；上述步骤将双移相和变频控制结合，实现了对变换器交流侧输出电流ig的线性化控制；
ii.对于构成同步整流桥的所有开关管的控制如下：
①当变换器交流侧电压vac为正时，同步整流桥的开关管Q1和开关管Q4打开，开关管Q2和开关管Q3关闭；当变换器交流侧电压vac为负时，同步整流桥的开关管Q2和开关管Q3打开，开关管Q1和开关管Q4关闭，最终实现了对同步整流桥的所有开关管的控制。这一步步骤实现了对双有源桥输出电流i2的逆变，使所述变换器交流侧输出电流ig和所述变换器交流侧电压vac同相位；构成同步整流桥的所有开关管工作在低频模式下，降低了开关损耗，
有利于提高功率传输效率。
实施例二：
基于双有源型的隔离型双向AC/DC变换器的控制方法，如图3所示，具体步骤如下：
i.对构成双有源桥的所有开关管的具体控制步骤如下：
①在隔离型双向AC/DC变换器的直流侧设置电压控制器，所述电压控制器的输入信号为直流侧电压参考值和直流侧电压实际值Vdc，通过电压控制器使直流侧电压实际值Vdc稳定在直流侧电压参考值所述电压控制器的输出信号为交流侧输出电流参考值所述直流侧电压参考值是根据应用场合设计的；
②将交流侧输出电流参考值代入公式计算得到主控制信号α′，式中fvar为构成双有源桥的所有开关管的设定开关频率，所述电压控制器之后还设置有电流控制器，通过电流控制器实现对变换器交流侧输出电流ig的闭环控制，所述电流控制器的输出信号为副控制信号Δα；先将主控制信号α′和副控制信号Δα进行相加，得到控制信号α，其中，α＝α′+Δα，再将主控制信号α′替换为控制信号α，计算得出双有源桥的内移相比D1、外移相比D2、实际开关频率fs，具体如图2所示；θ为所述变换器交流侧电压vac的电压相角；其中fvar是根据高频变压器HF的工作频率和开关器件的工作频率综合考虑决定的；设置电流控制器是为了能够更精确地追踪交流侧输出电流ig；
③通过控制信号α调节双有源桥的内移相比D1、外移相比D2和所有开关管的实际开关频率fs，所述内移相比D1、外移相比D2和实际开关频率fs通过下述公式计算获得：
④内移相比D1、外移相比D2以及实际开关频率fs三者对双有源桥的所有开关管的驱动信号的控制关系如下：当时，电流由所述变换器的直流侧流向交流侧，此时，构成双有源桥的所有开关管的实际开关频率为fs，开关管S11驱动信号超前开关管S14驱动信号的相角由内移相比D1控制，开关管S11驱动信号超前开关管S21驱动信号的相角由外移相比D2控制；当时，电流由所述变换器的交流侧流向直流侧，此时，构成双有源桥的所有开关管的实际开关频率为fs，开关管S11驱动信号超前开关管S14驱动信号的相角由内移相比D1控制，开关管S11驱动信号超前S22驱动信号的相角由外移相比D2控制，最终实现了对双有源桥所有开关管的控制。这实现了双有源桥输出电流i2与变换器交流侧电压vac同步整流后的电压同相位；上述步骤将双移相和变频控制结合，实现了对变换器交流侧输出电流ig的线性化控制；
ii.对于构成同步整流桥的所有开关管的控制如下：
①当变换器交流侧电压vac为正时，同步整流桥的开关管Q1和开关管Q4打开，开关管Q2和开关管Q3关闭；当变换器交流侧电压vac为负时，同步整流桥的开关管Q2和开关管Q3打开，开关管Q1和开关管Q4关闭；最终实现了对同步整流桥的所有开关管的控制。这一步骤实现了对双有源桥输出电流i2的逆变，使所述变换器交流侧输出电流ig和所述变换器交流侧电压vac同相位；且构成同步整流桥的所有开关管工作在低频模式下，降低了开关损耗，有利于提高功率传输效率。
进一步的，作为本发明所述的基于双有源桥的隔离型双向AC/DC变换器的控制方法的一种具体实施方案，如图2所示，所述电压控制器将直流侧电压参考值与直流侧电压实际值Vdc作差再通过比例积分控制后输出交流侧输出电流参考值所述直流侧电压参考值是相关工作人员通过应用场合设计的。
进一步的，作为本发明所述的基于双有源桥的隔离型双向AC/DC变换器的控制方法的再一种具体实施方案，如图3所示，所述电流控制器的输入信号为交流侧输出电流参考值与变换器交流侧输出电流ig，将变换器交流侧输出电流ig相移90°后构造出正交电流分量，然后通过Park变换得到直流电流量id和iq，其中id是无功电流，iq是有功电流，Park变换所需相角θ为所述变换器交流侧电压vac的电压相角，将无功电流id设置为0，只对有功电流iq进行调节，再将有功电流iq和电压控制器的输出信号作和求出电流误差，所述电流误差经过PI控制后再通过Park反变换得到副控制信号Δα。由于变换器交流侧输出电流ig为正弦量，无法直接进行PI控制，故需先进行坐标变换。将无功电流id设置为0，是为了实现变换器单位功率因数运行。
进一步的，作为本发明所述的基于双有源桥的隔离型双向AC/DC变换器的控制方法的再一种具体实施方案，如图3所示，所述变换器交流侧电压vac经过单相锁相环，得到变换器交流侧电压vac的电压相角θ，vac的电压相角θ即为Park变换所需相角θ，通过单向锁相环获得电压相角操作简单，进一步降低了控制的复杂程度。
因为移相比的最大有效范围就是开关周期Ts的一半，故优选的所述双有源桥的内移相比D1的取值范围为[0,0.5]；由公式D1＝0.5-2α′和公式D2＝0.5-α′可得，主控制信号α′的取值范围为[0,0.25]；所述双有源桥的外移相比D2的取值范围为[0.25,0.5]。
隔离型双向AC/DC变换器的双有源桥的驱动波形如图4、图5所示，Ts是构成DAB的所有开关管的开关周期，Ts＝1/fs。
上面结合附图对本发明的实施方式作了详细说明，但是本发明并不限于上述实施方式，在本领域普通技术人员所具备的知识范围内，还可以在不脱离本发明宗旨的前提下做出各种变化。

Claims (6)

1.基于双有源桥的隔离型双向AC/DC变换器的控制方法，其特征在于，具体步骤如下：
i.对构成双有源桥的所有开关管的具体控制步骤如下：
①在隔离型双向AC/DC变换器的直流侧设置电压控制器，所述电压控制器的输入信号为直流侧电压参考值和直流侧电压实际值Vdc，通过电压控制器使直流侧电压实际值Vdc稳定在直流侧电压参考值所述电压控制器的输出信号为交流侧输出电流参考值
②将交流侧输出电流参考值代入公式计算得到主控制信号α′，式中fvar为构成双有源桥的所有开关管的设定开关频率,θ为所述变换器交流侧电压vac的电压相角；
③通过主控制信号α′调节双有源桥的内移相比D1、外移相比D2和所有开关管的实际开关频率fs，所述内移相比D1、外移相比D2和实际开关频率fs通过下述公式计算获得：
④内移相比D1、外移相比D2以及实际开关频率fs三者对双有源桥的所有开关管的驱动信号的控制关系如下：当时，电流由所述变换器的直流侧流向交流侧，此时，构成双有源桥的所有开关管的实际开关频率为fs，开关管S11驱动信号超前开关管S14驱动信号的相角由内移相比D1控制，开关管S11驱动信号超前开关管S21驱动信号的相角由外移相比D2控制；当时，电流由所述变换器的交流侧流向直流侧，此时，构成双有源桥的所有开关管的实际开关频率为fs，开关管S11驱动信号超前开关管S14驱动信号的相角由内移相比D1控制，开关管S11驱动信号超前S22驱动信号的相角由外移相比D2控制；最终实现了对双有源桥所有开关管的控制；
ii.对于构成同步整流桥的所有开关管的控制如下：
①当变换器交流侧电压vac为正时，同步整流桥的开关管Q1和开关管Q4打开，开关管Q2和开关管Q3关闭；当变换器交流侧电压vac为负时，同步整流桥的开关管Q2和开关管Q3打开，开关管Q1和开关管Q4关闭，最终实现了对同步整流桥的所有开关管的控制。
2.根据权利要求1所述的基于双有源桥的隔离型双向AC/DC变换器的控制方法，其特征在于，所述电压控制器将直流侧电压参考值与直流侧电压实际值Vdc作差再通过比例积分控制后输出交流侧输出电流参考值
3.根据权利要求1或2所述的基于双有源桥的隔离型双向AC/DC变换器的控制方法，其特征在于，所述电压控制器之后还设置有电流控制器，通过电流控制器实现对变换器交流侧输出电流ig的闭环控制，所述电流控制器的输出信号为副控制信号Δα；先将主控制信号α′和副控制信号Δα进行相加，得到控制信号α，其中，α＝α′+Δα，再将主控制信号α′替换为控制信号α,计算得出双有源桥的内移相比D1、外移相比D2、实际开关频率fs。
4.根据权利要求4所述的基于双有源桥的隔离型双向AC/DC变换器的控制方法，其特征在于，所述电流控制器的输入信号为交流侧输出电流参考值Ig *与变换器交流侧输出电流ig，将变换器交流侧输出电流ig相移90°后构造出正交电流分量，然后通过Park变换得到直流电流量id和iq，其中id是无功电流，iq是有功电流，Park变换所需相角θ为所述变换器交流侧电压vac的电压相角，将无功电流id设置为0，只对有功电流iq进行调节，再将有功电流iq和电压控制器的输出信号作和求出电流误差，所述电流误差经过PI控制后再通过Park反变换得到副控制信号Δα。
5.根据权利要求4所述的基于双有源桥的隔离型双向AC/DC变换器的控制方法，其特征在于，所述变换器交流侧电压vac经过单相锁相环，得到变换器交流侧电压vac的电压相角θ。
6.根据权利要求4或5所述的基于双有源桥的隔离型双向AC/DC变换器的控制方法，其特征在于，双有源桥的内移相比D1的取值范围为[0，0.5]。
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