CN105932883B - 基于能量注入式直接ac-ac变换器的电力电子变压器 - Google Patents

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Abstract

本发明公开一种基于能量注入式直接AC‑AC变换器的电力电子变压器，包括：高频变压器、初级AC‑AC变换器拓扑模块和次级AC‑AC变换器拓扑模块；所述初级AC‑AC变换器拓扑模块和次级AC‑AC变换器拓扑模块采用对称拓扑结构，所述初级拓扑模块与所述高频变压器的原边相连，所述次级拓扑模块与所述高频变压器的副边相连。本发明能够实现能量的单级变换双向传输、拓扑结构简单、转换效率高、体积小、成本低。

Description

基于能量注入式直接AC-AC变换器的电力电子变压器
技术领域
本发明涉及变压器技术领域，特别涉及一种基于能量注入式直接AC-AC变换器的电力电子变压器。
背景技术
随着社会经济的不断发展，人类对能源的需求日益增加，伴随传统化石能源的不断枯竭，可再生能源的利用越来越重要。尽管可再生能源具有许多的优点，但是大多数可再生能源均存在电力供应不稳定、不连续、随气候条件变化等缺陷。为了解决这一问题就必须研究一种双向电力电子变换器，其能控制能量的双向传输，将储能装置和可再生能源发电单元结合使用，以提供稳定连续的电能。同时这种双向电力电子变换器能够替代传统的电磁变压器，解决其体积重量大，成本高等的问题。因此，提高双向电力电子变换器在宽输入或输出电压范围内的工作效率，对高效利用能源具有重要的意义。
目前，各种电力电子变压器以基于DC-DC变换器拓扑的研究为主，如双有源全桥双向DC-DC变换器，但其需要将直流电逆变成交流电后才能实现能量的双向传输。而以基于直接AC-AC变换器的电力电子变压器能够实现能量的单级双向传输，提高能量的传输效率。直接AC-AC变换器主要有可控硅相控变频器、矩阵变换器和基于DC-DC拓扑的AC-AC变换器。可控硅相控变频器其缺点为输出电压频率一般不超过输入的三分之一，且输入的电压相数越多时，输出波形才越理想，因此效率较低。矩阵变换器虽然电气性能十分优秀，但结果复杂，控制难度较大。
鉴于此，如何提供一种能够实现电能的单级变换、拓扑结构简单、转换效率高、体积小、成本低的电力电子变压器成为目前需要解决的技术问题。
发明内容
为解决上述的技术问题，本发明提供一种基于能量注入式直接AC-AC变换器的电力电子变压器，能够实现能量的单级变换双向传输、拓扑结构简单、转换效率高、体积小、成本低。
本发明提供一种基于能量注入式直接AC-AC变换器的电力电子变压器，包括：高频变压器、初级AC-AC变换器拓扑模块和次级AC-AC变换器拓扑模块；
所述初级AC-AC变换器拓扑模块和次级AC-AC变换器拓扑模块采用对称拓扑结构，所述初级拓扑模块与所述高频变压器的原边相连，所述次级拓扑模块与所述高频变压器的副边相连。
可选地，所述高频变压器为松耦合变压器。
可选地，所述初级AC-AC变换器拓扑模块，包括：交流电源和原边直接AC-AC变换器；
所述原边直接AC-AC变换器，包括：两组原边高频双向开关、原边谐振电感和原边谐振电容；
所述交流电源的一端与一组原边高频双向开关的一端相连，所述交流电源的另一端分别与另一组原边高频双向开关的一端以及所述原边谐振电感的一端相连，两组原边高频双向开关的另一端均与所述原边谐振电容的一端相连，所述原边谐振电容的另一端与所述原边谐振电感的另一端相连；
每一组原边高频双向开关均包括两个在发射极相连的单向开关，每个单向开关都反并联一个二极管；
所述高频变压器原边绕组的漏感代替所述原边直接AC-AC变换器中的原边谐振电感；
其中，所述两组原边高频双向开关构成了所述高频变压器的原边高频AC-AC变换环节，所述原边谐振电感和原边谐振电容构成了所述高频变压器的原边高频谐振环节；交流电源输入经所述原边高频AC-AC变换环节得到恒频变幅的电压脉冲，该恒频变幅的电压脉冲经所述原边高频谐振环节后转化为具有输入交流电源幅值正弦包络特征的高频励磁电流，输入到高频变压器的原边。
可选地，所述两组原边高频双向开关为T1和T2；T1包括两个在发射极相连的单向开关P1和P2，P1反并联一个二极管PD1，P2反并联一个二极管PD2；T2包括两个在发射极相连的单向开关P3和P4，P3反并联一个二极管PD3，P4反并联一个二极管PD4；
所述交流电源的一端与P1的集电极相连，所述交流电源的另一端分别与P4的集电极以及所述原边谐振电感的一端相连，P2和P3的集电极均与所述原边谐振电容的一端相连，所述原边谐振电容的另一端与所述原边谐振电感的另一端相连；
所述初级AC-AC变换器拓扑模块的工作模式，包括：
模式1：在能量正向传输、输入交流电在正半周期、原边高频谐振环节的谐振电流负向过零时，P1导通，P2、P3、P4关断，输入电流经过P1和PD2注入初级谐振网络，提升原边高频谐振环节的谐振电流；
模式2：在能量正向传输、交流电源输入在正半周期、原边高频谐振环节的谐振电流正向过零时，P3导通，P1、P2、P4关断，原边高频谐振环节的谐振电流经过P3和PD4流动；
模式3：在能量正向传输、输入交流电在负半周期、原边高频谐振环节的谐振电流正向过零时，P2导通，P1、P3、P4关断，输入电流经过P2和PD1注入初级谐振网络，提升原边高频谐振环节的谐振电流；
模式4：在能量正向传输、输入交流电在负半周期、原边高频谐振环节的谐振电流负向过零时，P4导通，P1、P2、P3关断，原边高频谐振环节的谐振电流经过P4和PD3流动；
其中，模式1和3为能量注入模式，模式2和4为自由振荡模式。
可选地，所述能量注入模式的电能注入时间和所述自由振荡模式的自由振荡时间均等于原边高频谐振环节的谐振周期的一半，以实现零电流切换；
在所述初级AC-AC变换器拓扑模块的工作模式1-4中，单向开关导通时的导通角度为180度，导通周期为原边高频谐振环节的谐振电流周期。
可选地，所述次级AC-AC变换器拓扑模块，包括：负载和副边直接AC-AC变换器；
所述副边直接AC-AC变换器，包括：两组副边高频双向开关、副边谐振电感和副边谐振电容；
所述负载的一端与一组副边高频双向开关的一端相连，所述负载的另一端分别与另一组副边高频双向开关的一端以及所述副边谐振电感的一端相连，两组副边高频双向开关的另一端均与所述副边谐振电容的一端相连，所述副边谐振电容的另一端与所述副边谐振电感的另一端相连；
每一组副边高频双向开关均包括两个在发射极相连的单向开关，每个单向开关都反并联一个二极管；
所述高频变压器副边绕组的漏感代替所述副边直接AC-AC变换器中的副边谐振电感；
其中，所述两组副边高频双向开关构成了所述高频变压器的副边高频AC-AC变换环节，所述副边谐振电感和副边谐振电容构成了所述高频变压器的副边高频谐振环节；输入到高频变压器的原边的高频励磁电流经高频变压器的电磁隔离后在高频变压器的副边高频谐振环节中产生高频感应电动势，再经过副边高频AC-AC变换环节的极性变换后，转换为低频交流电输出到负载。
可选地，所述两组副边高频双向开关为T3和T4；T3包括两个在发射极相连的单向开关S1和S2，S1反并联一个二极管SD1，S2反并联一个二极管SD2；T4包括两个在发射极相连的单向开关S3和S4，S3反并联一个二极管SD3，S4反并联一个二极管SD4；
负载RL的一端与S1的集电极相连，负载RL的另一端分别与S4的集电极以及所述副边谐振电感的一端相连，S2和S3的集电极均与所述副边谐振电容的一端相连，所述副边谐振电容的另一端与所述副边谐振电感的另一端相连；
所述次级AC-AC变换器拓扑模块的工作模式，包括：
模式1：在能量正向传输、输入交流电在正半周期、副边高频谐振环节的谐振电流负向过零时，S2导通，S1、S3、S4关断，副边高频谐振环节的谐振电流经过S2和SD1注入到负载RL；
模式2：在能量正向传输、输入交流电在正半周期、副边高频谐振环节的谐振电流正向过零时，S4导通，S1、S2、S3关断，副边高频谐振环节的谐振电流经过S4和SD3流动，输出负载RL的电流为零；
模式3：在能量正向传输、输入交流电在负半周期、副边高频谐振环节的谐振电流正向过零时，S1导通，S2、S3、S4关断，副边高频谐振环节的谐振电流经过S1和SD2注入到负载RL；
模式4：在能量正向传输、输入交流电在负半周期、副边高频谐振环节的谐振电流负向过零时，S3导通，S1、S2、S4关断，副边高频谐振环节的谐振电流经过S3和SD4流动，输出负载RL的电流为零；
其中，模式1和3为能量注入模式，模式2和4为自由振荡模式。
可选地，在所述次级AC-AC变换器拓扑模块的工作模式1-4中，单向开关导通时的导通角度为180度，导通周期为副边高频谐振环节的谐振电流周期。
本发明的基于能量注入式直接AC-AC变换器的电力电子变压器，以一种简单但是独特的直接AC-AC变换器为基础，采用对称的电路拓扑结构，工作于能量注入与自由振荡两种模式，能够实现能量的单级双向传输，利用谐振软开关技术提高能量的传输效率，其中，直接AC-AC变换器始终工作在谐振软开关状态，且在负载动态切换时，系统保持恒流输出的特性，这种新型的电力电子变压器具有拓扑结构简单、转换效率高、体积小、成本低的特点。
附图说明
图1为本发明一实施例提供的基于能量注入式直接AC-AC变换器的电力电子变压器的电路结构图；
图2为图1所示基于能量注入式直接AC-AC变换器的电力电子变压器的工作原理图；
图3为图1所示基于能量注入式直接AC-AC变换器的电力电子变压器中的初级AC-AC变换器拓扑模块的工作模态图；
图4为图1所示基于能量注入式直接AC-AC变换器的电力电子变压器中的次级AC-AC变换器拓扑模块的工作模态图；
图5为图1所示基于能量注入式直接AC-AC变换器的电力电子变压器中的初级AC-AC变换器拓扑模块的开关序列及波形示意图；
图6为图1所示基于能量注入式直接AC-AC变换器的电力电子变压器中的次级AC-AC变换器拓扑模块的开关序列及波形示意图；
图7为图1所示基于能量注入式直接AC-AC变换器的电力电子变压器中的高频变压器的等效原理图；
图8为图1所示基于能量注入式直接AC-AC变换器的电力电子变压器中的初级AC-AC变换器拓扑模块的初级谐振电路的输入电压原理图；
图9为图1所示基于能量注入式直接AC-AC变换器的电力电子变压器中的初级AC-AC变换器拓扑模块的初级输入、谐振电流和P1开关管控制脉冲的波形图；
图10为图1所示基于能量注入式直接AC-AC变换器的电力电子变压器在负载切换下初级谐振电流和次级负载电流的波形图。
具体实施方式
为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整的描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他的实施例，都属于本发明保护的范围。
图1示出了本发明一实施例提供的基于能量注入式直接AC-AC变换器的电力电子变压器的电路结构图，如图1所示，本实施例的基于能量注入式直接AC-AC变换器的电力电子变压器，高频变压器、初级AC-AC变换器拓扑模块(即初级拓扑)和次级AC-AC变换器拓扑模块(即次级拓扑)；
所述初级AC-AC变换器拓扑模块和次级AC-AC变换器拓扑模块采用对称拓扑结构，所述初级拓扑模块与所述高频变压器的原边相连，所述次级拓扑模块与所述高频变压器的副边相连。
可理解的是，所述初级AC-AC变换器拓扑模块和次级AC-AC变换器拓扑模块采用对称拓扑结构，可用于完成系统初级AC-AC变换器拓扑模块与次级AC-AC变换器拓扑模块双向交流电能的传输；所述高频变压器用以完成电气隔离及能量的传输；所述初级AC-AC变换器拓扑模块和次级AC-AC变换器拓扑模块的直接AC-AC变换器，用以实现变压器原、副边AC-AC的直接变换，在变换过程中无整流与大电容滤波环节。
在具体应用中，所述初级AC-AC变换器拓扑模块，包括：交流电源和原边直接AC-AC变换器；
所述原边直接AC-AC变换器，包括：两组原边高频双向开关、原边谐振电感和原边谐振电容；
所述交流电源的一端与一组原边高频双向开关的一端相连，所述交流电源的另一端分别与另一组原边高频双向开关的一端以及所述原边谐振电感的一端相连，两组原边高频双向开关的另一端均与所述原边谐振电容的一端相连，所述原边谐振电容的另一端与所述原边谐振电感的另一端相连；
每一组原边高频双向开关均包括两个在发射极相连的单向开关，每个单向开关都反并联一个二极管；
所述高频变压器原边绕组的漏感代替所述原边直接AC-AC变换器中的原边谐振电感；
其中，所述两组原边高频双向开关构成了所述高频变压器的原边高频AC-AC变换环节，所述原边谐振电感和原边谐振电容构成了所述高频变压器的原边高频谐振环节；交流电源输入经所述原边高频AC-AC变换环节得到恒频变幅的电压脉冲，该恒频变幅的电压脉冲经所述原边高频谐振环节后转化为具有输入交流电源幅值正弦包络特征的高频励磁电流，输入到高频变压器的原边。
可理解的是，在初级AC-AC变换器拓扑模块中，所述高频变压器的原边高频AC-AC变换环节控制直接AC-AC变换器交替工作在能量注入和自由振荡模式，使高频变压器原边产生具有输入电源正弦包络特征的高频励磁电流，完成输入交流电低频到高频的能量变换，Lp和Cp构成的所述高频变压器的原边高频谐振环节，辅助开关器件实现软开关并减小高频开关损耗与电磁干扰(EMI)。
具体地，如图1所示，本实施例所述两组原边高频双向开关为T1和T2；T1包括两个在发射极相连的单向开关P1和P2，P1反并联一个二极管PD1，P2反并联一个二极管PD2；T2包括两个在发射极相连的单向开关P3和P4，P3反并联一个二极管PD3，P4反并联一个二极管PD4；
所述交流电源的一端与P1的集电极相连，所述交流电源的另一端分别与P4的集电极以及所述原边谐振电感Lp的一端相连，P2和P3的集电极均与所述原边谐振电容Cp的一端相连，所述原边谐振电容Cp的另一端与所述原边谐振电感Lp的另一端相连；
根据原边高频谐振环节的谐振电流的方向和输入交流电源的极性可以将开关的操作划分为四个独立的模式，即所述初级AC-AC变换器拓扑模块的工作模式，如图3所示(图3中Req为次级拓扑反射到变压器原边的电阻)，包括：
模式1：在能量正向传输、输入交流电在正半周期、原边高频谐振环节的谐振电流负向过零时，P1导通，P2、P3、P4关断，输入电流经过P1和PD2注入初级谐振网络，提升原边高频谐振环节的谐振电流；
模式2：在能量正向传输、交流电源输入在正半周期、原边高频谐振环节的谐振电流正向过零时，P3导通，P1、P2、P4关断，原边高频谐振环节的谐振电流经过P3和PD4流动；
模式3：在能量正向传输、输入交流电在负半周期、原边高频谐振环节的谐振电流正向过零时，P2导通，P1、P3、P4关断，输入电流经过P2和PD1注入初级谐振网络，提升原边高频谐振环节的谐振电流；
模式4：在能量正向传输、输入交流电在负半周期、原边高频谐振环节的谐振电流负向过零时，P4导通，P1、P2、P3关断，原边高频谐振环节的谐振电流经过P4和PD3流动；
其中，模式1和3为能量注入模式，模式2和4为自由振荡模式，这样高频变压器原边便产生了具有输入电压交流幅值特征的高频励磁电流。
图5为本发明的初级AC-AC变换器拓扑模块的开关序列及波形的示意图，在能量正向传输、输入交流电在正半周期时，开关P2和P4关断，开关P1和P3交替互补导通；在能量正向传输、输入交流电在负半周期时，开关P1和P3关断，开关P2和P4交替互补导通；原边高频谐振环节确定了所述初级AC-AC变换器拓扑模块中开关的导通频率。
其中，所述能量注入模式的电能注入时间和所述自由振荡模式的自由振荡时间均等于原边高频谐振环节的谐振周期的一半，以实现零电流切换；
在所述初级AC-AC变换器拓扑模块的工作模式1-4中，单向开关导通时的导通角度为180度，导通周期为原边高频谐振环节的谐振电流周期。
在具体应用中，所述次级AC-AC变换器拓扑模块，包括：负载和副边直接AC-AC变换器；
所述副边直接AC-AC变换器，包括：两组副边高频双向开关、副边谐振电感和副边谐振电容；
所述负载的一端与一组副边高频双向开关的一端相连，所述负载的另一端分别与另一组副边高频双向开关的一端以及所述副边谐振电感的一端相连，两组副边高频双向开关的另一端均与所述副边谐振电容的一端相连，所述副边谐振电容的另一端与所述副边谐振电感的另一端相连；
每一组副边高频双向开关均包括两个在发射极相连的单向开关，每个单向开关都反并联一个二极管；
所述高频变压器副边绕组的漏感代替所述副边直接AC-AC变换器中的副边谐振电感；
其中，所述两组副边高频双向开关构成了所述高频变压器的副边高频AC-AC变换环节，所述副边谐振电感和副边谐振电容构成了所述高频变压器的副边高频谐振环节；输入到高频变压器的原边的高频励磁电流经高频变压器的电磁隔离后在高频变压器的副边高频谐振环节中产生高频感应电动势，再经过副边高频AC-AC变换环节的极性变换后，转换为低频交流电输出到负载。
具体地，如图1所示，所述两组副边高频双向开关为T3和T4；T3包括两个在发射极相连的单向开关S1和S2，S1反并联一个二极管SD1，S2反并联一个二极管SD2；T4包括两个在发射极相连的单向开关S3和S4，S3反并联一个二极管SD3，S4反并联一个二极管SD4；
负载RL的一端与S1的集电极相连，负载RL的另一端分别与S4的集电极以及所述副边谐振电感Ls的一端相连，S2和S3的集电极均与所述副边谐振电容Cs的一端相连，所述副边谐振电容Cs的另一端与所述副边谐振电感Ls的另一端相连；
根据副边高频谐振环节的谐振电流的方向和输入交流电源的极性可以将开关的操作划分为四个独立的模式，即所述次级AC-AC变换器拓扑模块的工作模式，如图4所示(图4中Vs为高频变压器副边的感应电动势)，包括：
模式1：在能量正向传输、输入交流电在正半周期、副边高频谐振环节的谐振电流负向过零时，S2导通，S1、S3、S4关断，副边高频谐振环节的谐振电流经过S2和SD1注入到负载RL；
模式2：在能量正向传输、输入交流电在正半周期、副边高频谐振环节的谐振电流正向过零时，S4导通，S1、S2、S3关断，副边高频谐振环节的谐振电流经过S4和SD3流动，输出负载RL的电流为零；
模式3：在能量正向传输、输入交流电在负半周期、副边高频谐振环节的谐振电流正向过零时，S1导通，S2、S3、S4关断，副边高频谐振环节的谐振电流经过S1和SD2注入到负载RL；
模式4：在能量正向传输、输入交流电在负半周期、副边高频谐振环节的谐振电流负向过零时，S3导通，S1、S2、S4关断，副边高频谐振环节的谐振电流经过S3和SD4流动，输出负载RL的电流为零；
其中，模式1和3为能量注入模式，模式2和4为自由振荡模式，这两种工作模式对次级谐振电流在过零时刻进行周期性地短路和放行，实现极性变换与整流，从而在负载上获得交流电源。
图6为本发明的次级AC-AC变换器拓扑模块的开关序列及波形的示意图，在能量正向传输、输入交流电在正半周期时，开关S1和S3关断，开关S2和S4交替互补导通；在能量正向传输、输入交流电在负半周期时，开关S2和S4关断，开关S1和S3交替互补导通；副边高频谐振环节确定了所述次级AC-AC变换器拓扑模块中开关的导通频率。
其中，在所述次级AC-AC变换器拓扑模块的工作模式1-4中，单向开关导通时的导通角度为180度，导通周期为副边高频谐振环节的谐振电流周期。
表1示出了本实施例的基于能量注入式直接AC-AC变换器的电力电子变压器中的开关的4种模式状态。
表1
在具体应用中，本实施例所述高频变压器为松耦合变压器，与一般变压器高耦合系数不同，松耦合变压器的耦合系数较低，其两边绕组的漏感较大，参见图7，图7为本发明的高频变压器等效原理图，图7中L1和L2分别为变压器原边和副边绕组的漏感，R1和R2分别为变压器原边和副边绕组的电阻，M为两侧绕组的互感。这种松耦合变压器可以视为两个电感串联在紧耦合变压器的两边。之所以采用这种变压器是因为直接AC-AC变换器的串联谐振环节需要谐振电感才能实现将低频交流电变换成高频交流电的功能，根据松耦合变压器的电路模型，可以利用其较大的漏感来代替谐振电感，即L1等于Lp、L2等于Ls，这样就节约了电感的使用。同时互感M实现了变压器的电气隔离和能量传输。
本实施例的基于能量注入式直接AC-AC变换器的电力电子变压器的工作原理如图2所示。
图8为本发明的初级AC-AC变换器拓扑模块中初级谐振电路的输入电压原理图。本发明所提的电力电子变压器工作在能量注入和自由振荡的模式下，对输入能量进行直接转换并将其输出到负载端。采用面积等效原理对这一过程进行定量分析。面积等效原理即冲量相等而形状不同的窄脉冲施加在惯性环节上时，其输出相应波形基本相同。为研究初级谐振电流的有效值，即计算施加在初级串联谐振网络的高频电压脉冲Vi的面积。假设输入交流电源幅值为Vam，频率为fa，周期为Ta，谐振电流频率周期为Tc，则t时刻的输入电压瞬时值Vac表示为:Vac＝Vamsin2πfat。由于谐振频率远远高于电源频率，高频电压脉冲每个积分单元SABCE可以用矩形面积SABCD代替，因此谐振周期内的电压值可以用瞬时值代替。j时刻的电压脉冲面积Sj为此时电压输入瞬时值Vi(t)与谐振半周期的乘积：Sj＝0.5TcVi(j)。为实现功率传输最大化，高频变压器原、副边的串联谐振频率应保持一致，所以系统谐振周期Tc为：ω0为系统谐振角频率，半个电源周期内的电压脉冲的面积S为： 其中N为：所以注入谐振网络的电压有效值为：相应的高频变压器原边电流iLP为：Req为变压器副边反射到原边的等效阻抗，在谐振下为：其中M为互感系数，Zs为变压器副边总阻抗：Rf为变压器副边谐振网络输出端口的等效电阻，Rs为高频变压器副边绕组的阻抗。谐振电流iLP在变压器原边所形成的高频电磁场在副边电感Ls中形成的感应电动势Vs为：VS＝ω0MiLP。则变压器副边的谐振电流iLS为：联合前面公式可以得到：从上式可以看出次级谐振电流呈现出恒流的特性，与负载大小无关。根据能量守恒原则有：于是可以得到负载电流为：从上式可以看到负载电流的大小与负载电阻无关，具有恒流输出特性。如果系统中高频变压器的耦合系数设置不当，系统频率将出现分叉，输出恒流特性将无法保证。为确保串联谐振电路工作在唯一的谐振角频率ω0，则对于不同的负载范围，耦合系数的设计应满足： k∈[0,1]。其中k为耦合系数，k∈[0,1]；
本实例可以在MATLAB/SIMULINK环境下建立仿真模型。电能传输以从初级拓扑到次级拓扑为例，电源电压是幅值为311V的交流电，频率为50Hz，初级和次级的谐振电容均为0.15uF，谐振电感均为423uH，高频变压器的互感为211uH；
图9(a)和(b)为系统在进入稳态后，初级输入电压Vac和谐振电流iLP的波形。初级谐振电流iLP呈现出梭形包络，幅值为21A，这是由于输入电压Vac在过零点时注入到谐振网络中的能量减小的缘故。图9(c)为稳态谐振电流iLP局部展开后与开关管P1的控制信号比较的结果，从中可以看出稳态谐振电流波形为低畸变度的正弦波，控制脉冲与谐振电流相位一致，实现了软开关；
从图10(a)中可以看出，当负载RL从400Ω动态切换到200Ω时，谐振电流iLP的峰值从21A下降到11A，而输出电流iL的幅值仍恒定在2.2A左右，如图10(b)所示，依然保持良好的正弦特性，频率稳定在50Hz，实现了负载的恒流输出。
可理解的是，以四象限开关代替DC-DC变换器的单象限和双象限开关便可得到直接型AC-AC变换器，如Buck型AC-AC变换器、Buck-Boost型AC-AC变换器等。该类变换器具有如下优点：1)功率流的双向流通，可实现四象限变换；2)输出电压的谐波含量较低，电路中所需的滤波器体积小；3)能实现较高的转换效率；4)系统的动态响应迅速，由于没有中间环节，能够快速的实现动态调节。
本实施例的基于能量注入式直接AC-AC变换器电力电子变压器，采用对称的拓扑结构，在高频变压器的两端连接直接AC-AC变换器，实现系统双向交流电能的传输；直接AC-AC变换器实现能量的单级变换，包括两组双向高频开关和串联谐振电路，两组开关互补导通控制直接AC-AC变换器工作在能量注入和自由振荡模式，使高频变压器原边产生具有输入电源正弦包络特征的高频励磁电流，完成输入交流电低频到高频的能量变换。串联谐振电路辅助两组开关实现软开关并减小开关损耗和电磁干扰EMI；高频变压器为松耦合变压器，其较大的漏感用以替代谐振电路的谐振电感，达到节省电感的目的；在负载动态切换时，系统保持恒流输出的特性。这种新型的电力电子变压器拓扑结构简单，能够实现电能的单级变换，系统中开关器件始终工作在谐振软开关状态，转换效率高，体积足够小，相对传统电磁变压器成本更低。
以上实施方式仅用于说明本发明，而并非对本发明的限制，有关技术领域的普通技术人员，在不脱离本发明的精神和范围的情况下，还可以做出各种变化和变型，因此所有等同的技术方案也属于本发明的范畴，本发明的专利保护范围应由权利要求限定。

Claims (7)

1.一种基于能量注入式直接AC-AC变换器的电力电子变压器，其特征在于，包括：高频变压器、初级AC-AC变换器拓扑模块和次级AC-AC变换器拓扑模块；
所述初级AC-AC变换器拓扑模块和次级AC-AC变换器拓扑模块采用对称拓扑结构，所述初级AC-AC变换器拓扑模块与所述高频变压器的原边相连，所述次级AC-AC变换器拓扑模块与所述高频变压器的副边相连；
其中，所述初级AC-AC变换器拓扑模块，包括：交流电源和原边直接AC-AC变换器；
所述原边直接AC-AC变换器，包括：两组原边高频双向开关、原边谐振电感和原边谐振电容；
所述交流电源的一端与一组原边高频双向开关的一端相连，所述交流电源的另一端分别与另一组原边高频双向开关的一端以及所述原边谐振电感的一端相连，两组原边高频双向开关的另一端均与所述原边谐振电容的一端相连，所述原边谐振电容的另一端与所述原边谐振电感的另一端相连；
每一组原边高频双向开关均包括两个在发射极相连的单向开关，每个单向开关都反并联一个二极管；
所述高频变压器原边绕组的漏感代替所述原边直接AC-AC变换器中的原边谐振电感；
其中，所述两组原边高频双向开关构成了所述高频变压器的原边高频AC-AC变换环节，所述原边谐振电感和原边谐振电容构成了所述高频变压器的原边高频谐振环节；交流电源输入经所述原边高频AC-AC变换环节得到恒频变幅的电压脉冲，该恒频变幅的电压脉冲经所述原边高频谐振环节后转化为具有输入交流电源幅值正弦包络特征的高频励磁电流，输入到高频变压器的原边。
2.根据权利要求1所述的电力电子变压器，其特征在于，所述高频变压器为松耦合变压器。
3.根据权利要求1所述的电力电子变压器，其特征在于，所述两组原边高频双向开关为T1和T2；T1包括两个在发射极相连的单向开关P1和P2，P1反并联一个二极管PD1，P2反并联一个二极管PD2；T2包括两个在发射极相连的单向开关P3和P4，P3反并联一个二极管PD3，P4反并联一个二极管PD4；
所述交流电源的一端与P1的集电极相连，所述交流电源的另一端分别与P4的集电极以及所述原边谐振电感的一端相连，P2和P3的集电极均与所述原边谐振电容的一端相连，所述原边谐振电容的另一端与所述原边谐振电感的另一端相连；
所述初级AC-AC变换器拓扑模块的工作模式，包括：
模式1：在能量正向传输、输入交流电在正半周期、原边高频谐振环节的谐振电流负向过零时，P1导通，P2、P3、P4关断，输入电流经过P1和PD2注入初级谐振网络，提升原边高频谐振环节的谐振电流；
模式2：在能量正向传输、交流电源输入在正半周期、原边高频谐振环节的谐振电流正向过零时，P3导通，P1、P2、P4关断，原边高频谐振环节的谐振电流经过P3和PD4流动；
模式3：在能量正向传输、输入交流电在负半周期、原边高频谐振环节的谐振电流正向过零时，P2导通，P1、P3、P4关断，输入电流经过P2和PD1注入初级谐振网络，提升原边高频谐振环节的谐振电流；
模式4：在能量正向传输、输入交流电在负半周期、原边高频谐振环节的谐振电流负向过零时，P4导通，P1、P2、P3关断，原边高频谐振环节的谐振电流经过P4和PD3流动；
其中，模式1和3为能量注入模式，模式2和4为自由振荡模式。
4.根据权利要求3所述的电力电子变压器，其特征在于，所述能量注入模式的电能注入时间和所述自由振荡模式的自由振荡时间均等于原边高频谐振环节的谐振周期的一半，以实现零电流切换；
在所述初级AC-AC变换器拓扑模块的工作模式1-4中，单向开关导通时的导通角度为180度，导通周期为原边高频谐振环节的谐振电流周期。
5.根据权利要求1所述的电力电子变压器，其特征在于，所述次级AC-AC变换器拓扑模块，包括：负载和副边直接AC-AC变换器；
所述副边直接AC-AC变换器，包括：两组副边高频双向开关、副边谐振电感和副边谐振电容；
所述负载的一端与一组副边高频双向开关的一端相连，所述负载的另一端分别与另一组副边高频双向开关的一端以及所述副边谐振电感的一端相连，两组副边高频双向开关的另一端均与所述副边谐振电容的一端相连，所述副边谐振电容的另一端与所述副边谐振电感的另一端相连；
每一组副边高频双向开关均包括两个在发射极相连的单向开关，每个单向开关都反并联一个二极管；
所述高频变压器副边绕组的漏感代替所述副边直接AC-AC变换器中的副边谐振电感；
其中，所述两组副边高频双向开关构成了所述高频变压器的副边高频AC-AC变换环节，所述副边谐振电感和副边谐振电容构成了所述高频变压器的副边高频谐振环节；输入到高频变压器的原边的高频励磁电流经高频变压器的电磁隔离后在高频变压器的副边高频谐振环节中产生高频感应电动势，再经过副边高频AC-AC变换环节的极性变换后，转换为低频交流电输出到负载。
6.根据权利要求5所述的电力电子变压器，其特征在于，所述两组副边高频双向开关为T3和T4；T3包括两个在发射极相连的单向开关S1和S2，S1反并联一个二极管SD1，S2反并联一个二极管SD2；T4包括两个在发射极相连的单向开关S3和S4，S3反并联一个二极管SD3，S4反并联一个二极管SD4；
负载的一端与S1的集电极相连，负载的另一端分别与S4的集电极以及所述副边谐振电感的一端相连，S2和S3的集电极均与所述副边谐振电容的一端相连，所述副边谐振电容的另一端与所述副边谐振电感的另一端相连；
所述次级AC-AC变换器拓扑模块的工作模式，包括：
模式1：在能量正向传输、输入交流电在正半周期、副边高频谐振环节的谐振电流负向过零时，S2导通，S1、S3、S4关断，副边高频谐振环节的谐振电流经过S2和SD1注入到负载；
模式2：在能量正向传输、输入交流电在正半周期、副边高频谐振环节的谐振电流正向过零时，S4导通，S1、S2、S3关断，副边高频谐振环节的谐振电流经过S4和SD3流动，输出负载的电流为零；
模式3：在能量正向传输、输入交流电在负半周期、副边高频谐振环节的谐振电流正向过零时，S1导通，S2、S3、S4关断，副边高频谐振环节的谐振电流经过S1和SD2注入到负载；
模式4：在能量正向传输、输入交流电在负半周期、副边高频谐振环节的谐振电流负向过零时，S3导通，S1、S2、S4关断，副边高频谐振环节的谐振电流经过S3和SD4流动，输出负载的电流为零；
其中，模式1和3为能量注入模式，模式2和4为自由振荡模式。
7.根据权利要求6所述的电力电子变压器，其特征在于，在所述次级AC-AC变换器拓扑模块的工作模式1-4中，单向开关导通时的导通角度为180度，导通周期为副边高频谐振环节的谐振电流周期。
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