CN107040150A - 一种双向ac‑dc变换器 - Google Patents

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Abstract

本发明提供一种双向AC‑DC变换器，包括高频变压器；初级AC‑AC变换器拓扑模块，与所述高频变压器的原边连接，以及次级AC‑DC变换器拓扑模块，与所述高频变压器的副边连接。本发明实现了双向电能的运输。本发明中的双向AC‑DC变换器结构简单，能够实现电能的双向变换，系统中开关器件始终工作在谐振软开关状态，转换效率高，体积足够小。

Description

一种双向AC-DC变换器
技术领域
本发明涉及变压器技术领域，更具体地，涉及一种双向AC-DC变换器。
背景技术
随着社会经济的不断发展，人类对能源的需求日益增加，伴随传统化石能源的不断枯竭，可再生能源的利用越来越重要。在能源需求和环境保护的双重压力下，分布式发电技术获得了越来越多的重视和应用，微电网技术作为分布式电源和电网连接的桥梁和缓冲也成为当前的研究热点。在交直流混合微电网中，通常需要双向AC-DC变换器作为能量接口单元，控制直流和交流母线功率流动，以保证微网功率平衡、维持母线电压稳定并提高系统电能质量。因此，研究高效的双向AC-DC变换器，提高其在宽输入或输出电压范围内的工作效率，对高效利用能源具有重要的意义。
目前，双向AC-DC变换器可以分为两类，分别为双-单向AC-DC变换器和单-双向AC-DC变换器。双-单向AC-DC变换器由一个单向AC-DC变换器和一个单向DC-AC变换器构成。单-双向AC-DC变换器由一个双向AC-DC变换器构成。双-单向AC-DC变换器使用了两部AC-DC变换器，整体变换器的体积偏大，由于要分时控制两台变换器的工作状态，控制过程复杂，时间过长，变换器成本高，功能少，已经不能满足新的储能系统的要求。
单-双向AC-DC变换器相对于双-单向AC-DC变换器而言，体积更小，成本更加低廉，稳定性和可控性更高，这也是目前双向AC-DC变换器研究的主要结构和方向之一。但是，双向AC-DC变换器的控制难度较大，其控制算法的好坏直接影响到变换器的工作性能，一个好的控制算法还可以从根本上减小变换器的体积和成本。目前，对双向AC-DC变换器的研究方向除了拓扑结构的分析之外，就是寻找更好的控制算法。这些是各国学者研究的重点和难点。
发明内容
本发明提供一种克服上述问题或者至少部分地解决上述问题的双向AC-DC变换器。
根据本发明的一个方面，提供一种双向AC-DC变换器，包括：
高频变压器；
初级AC-AC变换器拓扑模块，与所述高频变压器的原边连接，以及
次级AC-DC变换器拓扑模块，与所述高频变压器的副边连接。
本申请提出一种双向AC-DC变换器，通过高频变压器连接初级AC-AC变换器拓扑模块和次级AC-DC变换器拓扑模块，实现了双向电能的运输。本发明中的双向AC-DC变换器结构简单，能够实现电能的双向变换，系统中开关器件始终工作在谐振软开关状态，转换效率高，体积足够小。
附图说明
图1为本发明实施例的双向AC-DC变换器的结构示意图；
图2为本发明实施例的双向AC-DC变换器的工作原理图；
图3为本发明实施例的初级AC-AC变换器拓扑模块在能量正向传输时的工作模态图；
图4为本发明实施例的次级AC-DC变换器拓扑模块在能量正向传输时的工作模态图；
图5为本发明实施例的初级AC-AC变换器拓扑模块在能量反向传输时的工作模态图；
图6为本发明实施例的次级AC-DC变换器拓扑模块在能量反向传输时的工作模态图；
图7为本发明实施例的初级AC-AC变换器拓扑模块在能量正向传输时的开关序列及波形图；
图8为本发明实施例的次级AC-DC变换器拓扑模块在能量正向传输时的开关序列及波形图；
图9为本发明实施例的初级AC-AC变换器拓扑模块在能量反向传输时的开关序列及波形图；
图10为本发明实施例的次级AC-DC变换器拓扑模块在能量反向传输时的开关序列及波形图；
图11为本发明实施例的高频隔离变压器等效原理图；
图12为本发明实施例在能量正向传输时初级谐振电路的输入电压原理图；
图13为本发明实施例在能量正向传输时的波形图；
图14为本发明实施例在能量反向传输时的波形图。
具体实施方式
下面结合附图和实施例，对本发明的具体实施方式作进一步详细描述。以下实施例用于说明本发明，但不用来限制本发明的范围。
图1示出了本发明实施例的双向AC-DC变换器的结构示意图，如图1可知，本双向AC-DC变换器包括：
高频变压器，用于电气隔离及能量的传输；
初级AC-AC变换器拓扑模块(即初级拓扑)，与所述高频变压器的原边连接，用于变压器原边AC-AC的直接变换，在变换过程中无整流与大电容滤波环节，以及
次级AC-DC变换器拓扑模块(即次级拓扑)，与所述高频变压器的副边连接，用于变压器副边的AC-DC变换。
针对双向AC-DC变换器中存在的高频谐振环节，采用能量注入与自由振荡的控制方法，实现对双向AC-DC变换器的控制。
图1中，所述次级AC-DC变换器拓扑模块包括相互连接的直流电源和副边AC-DC变换器；
其中，所述副边AC-DC变换器包括两个单向高频开关、副边谐振电感Ls以及副边谐振电容Cs。Ls和Cs构成变压器的副边串联谐振电路，其作用是构成高频谐振环节，辅助开关器件实现软开关并减小高频开关损耗与EMI干扰。
电能正向传输，即能量由初级AC-AC变换器传递到次级AC-DC变换器时，单向高频开关构成的高频能量变换环节，控制次级AC-DC变换器工作在能量注入和自由振荡模式，将高频变压器副边输出的正弦包络特征的高频交流电整流成直流电并输出到直流电源。
所述直流电源的一端与一个单向高频开关连接，所述直流电源的另一端分别与另一个单向高频开关的一端和副边谐振电感的一端连接，两个单向高频开关的另一端均与副边谐振电容的一端连接，所述副边谐振电容的另一端与副边谐振电感的另一端连接。
任意一个所述单向高频开关包括一个第一单向开关以及与该第一单向开关反向并联的第一二极管。
两个所述单向高频开关分别为T3和T4，T3包括第一单向开关S1和第一二极管SD1，T4包括第一单向开关S2和第一二极管SD2。
所述初级AC-AC变换器拓扑模块包括相互连接的交流电源和原边AC-AC变换器；
其中，所述原边AC-AC变换器包括：两个双向高频开关、原边谐振电感Lp以及原边谐振电容Cp，Lp和Cp构成变压器的原边串联谐振电路，其作用是构成高频谐振环节，辅助开关器件实现软开关并减小高频开关损耗与EMI干扰。
电能正向传输时，两组高频开关构成高频能量变换环节，控制原边AC-AC变换器交替工作在能量注入和自由振荡模式，使高频变压器的原边产生具有交流电源正弦包络特征的高频励磁电流，完成输入交流电低频到高频的能量变换。
所述交流电源的一端与一个双向高频开关连接，所述交流电源的另一端分别与另一个双向高频开关的一端和原边谐振电感的一端连接，两个双向高频开关的另一端均与所述原边谐振电容的一端连接，所述原边谐振电容的另一端与所述原边谐振电感的另一端连接。
任意一个所述双向高频开关包括两个反向串联的第二单向开关；
其中，任意一个所述第二单向开关与且只与一个第二二极管反向并联。
两个双向高频开关分别为T1和T2，T1包括第二单向开关P1和P2以及对应的第二二极管PD1和PD2，T2包括第二单向开关P3和P4以及对应的第二二极管PD3和PD4。
图2示出了本发明实施例的双向AC-DC变换器的工作原理图，如图2可知，本发明实施例的双向AC-DC变换器包含高频能量变换环节和高频谐振双向环节。高频能量变换环节在正向和反向能量传输中分别完成不同功能。以能量正向传输为例，交流电源输入经高频AC-AC变换得到恒频变幅的电压脉冲，该恒频变幅电压脉冲经高频谐振环节后转化为具有输入交流电源幅值包络特征的正弦能量形式，输入到高频变压器的原边经电磁隔离后在高频变压器副边的谐振环节中产生高频感应电动势，再经过高频AC-DC极性变换后，转换为直流输出。
图3示出了当所述双向AC-DC变换器在能量正向传输时，所述初级AC-AC变换器拓扑模块的工作模态图，图中Req为次级拓扑反射到变压器原边的电阻，如图3可知，包括4种模式：
模式1、当输入交流电在正半周期，且初级谐振电流负向过零时，第二单向开关P1导通，第二单向开关P2、P3以及P4关断，输入电流经过第二单向开关P1和第二二极管PD2注入初级谐振网络，提升谐振电流；
模式2、当输入交流电在正半周期，且初级谐振电流正向过零时，第二单向开关P3导通，第二单向开关P1、P2以及P4关断，谐振电流经过第二单向开关P3和第二二极管PD4流动；
模式3、当输入交流电在负半周期，且初级谐振电流正向过零时，第二单向开关P2导通，第二单向开关P1、P3以及P4关断，输入电流经过第二单向开关P2和第二二极管PD1注入初级谐振网络；以及
模式4、当输入交流电在负半周期，且初级谐振电流负向过零时，第二单向开关P4导通，第二单向开关P1、P2以及P3关断，谐振电流经过第二单向开关P4和第二二极管PD3流动。
其中，模式1和模式3为能量注入模式，模式2和4为自由振荡模式。这样高频变压器原边便产生了具有输入电压交流幅值特征的高频励磁电流。电能注入时间和自由振荡时间均等于初级谐振周期的一半。同时这些开关实现了零电流切换。
图4示出了当所述双向AC-DC变换器在能量正向传输时，所述次级AC-DC变换器拓扑模块的工作模态图，图中Vs为高频变压器副边的感应电动势，如图4可知，包括2种模式：
模式1、当谐振电流负向过零时，第一单向开关S1和S2关断，谐振电流经过第一二极管SD1注入到直流电源；以及
模式2、当谐振电流正向过零时，第一单向开关S1和S2关断，谐振电流经过第一二极管SD2流动，输出直流电源的电流为零。
模式1为能量注入模式，模式2为自由振荡模式。电能注入时间和自由振荡时间均等于次级谐振周期的一半。这两种工作模式对次级谐振电流在过零时刻进行周期性地短路和放行，实现极性变换与整流，从而获得直流电源。
图5示出了当所述双向AC-DC变换器在能量反向传输(能量由次级AC-DC变换器传递到初级AC-AC变换器)时，所述初级AC-AC变换器拓扑模块的工作模态图，图中Vp为高频变压器原边的感应电动势。如图5可知，包括4种模式：
模式1、当输出交流电在正半周期，且初级谐振电流正向过零时，第二单向开关P2导通，第二单向开关P1、P3以及P4关断，输出电流经过第二单向开关P2和第二二极管PD1注入交流电源；
模式2、当输出交流电在正半周期，且初级谐振电流负向过零时，第二单向开关P4导通，第二单向开关P1、P2以及P3关断，谐振电流经过第二单向开关P4和第二二极管PD3流动；
模式3、当输出交流电在负半周期，且初级谐振电流负向过零时，第二单向开关P1导通，第二单向开关P2、P3以及P4关断，输出电流经过第二单向开关P1和第二二极管PD2注入交流电源；以及
模式4、当输出交流电在负半周期，且初级谐振电流正向过零时，第二单向开关P3导通，第二单向开关P1、P2以及P4关断，谐振电流经过第二单向开关P3和第二二极管PD4流动。
模式1和3为能量注入模式，模式2和4为自由振荡模式。这四种工作模式对初级谐振电流在过零时刻进行周期性地短路和放行，实现极性变换，从而获得交流电源。电能注入时间和自由振荡时间均等于初级谐振周期的一半。同时这些开关实现了零电流切换。
图6示出了当所述双向AC-DC变换器在能量反向传输时，所述次级AC-DC变换器拓扑模块的工作模态图，图中Req为初级拓扑反射到变压器副边的电阻，如图6可知，包括2种模式：
模式1、当谐振电流正向过零时，第一单向开关S1导通，第一单向开关S2关断，谐振电流经过第一单向开关S1注入到次级谐振网络；以及
模式2、当谐振电流负向过零时，第一单向开关S1关断，第一单向开关S2导通，谐振电流经过第一单向开关S2流动。
模式1为能量注入模式，模式2为自由振荡模式。电能注入时间和自由振荡时间均等于次级谐振周期的一半。同时这些开关实现了零电流切换。这两种模式在次级谐振电流过零时刻交替变换，使得高频变压器副边产生了具有输出交流电源幅值特征的高频励磁电流。
图7示出了本发明实施例的初级AC-AC变换器拓扑模块在能量正向传输时的开关序列及波形图。当输入交流电在正半周期时，开关P2和P4关断，开关P1和P3交替互补导通。当谐振电流负向过零时，P1导通P3关断。当谐振电流正向过零时，P1关断P3导通。两者导通角度均为180度，导通周期为谐振电流周期。当输入交流电在负半周期时，开关P1和P3关断，开关P2和P4交替互补导通。当谐振电流正向过零时，P2导通P3关断。当谐振电流负向过零时，P2关断P4导通。两者导通角度均为180度，导通周期为谐振电流周期。
图8为本发明实施例的次级AC-DC变换器拓扑模块在能量正向传输时的开关序列及波形图。当次级谐振电流负向过零时，开关S1和S2关断，二极管SD1导通。当次级谐振电流正向过零时，二极管SD2导通。两者导通角度均为180度，导通周期为谐振电流周期。
图9为本发明实施例的初级AC-AC变换器拓扑模块在能量反向传输时的开关序列及波形。当输出交流电在正半周期时，开关P1和P3关断，开关P2和P4交替互补导通。当谐振电流负向过零时，P4导通P2关断。当谐振电流正向过零时，P4关断P2导通。两者导通角度均为180度，导通周期为谐振电流周期。当输出交流电在负半周期时，开关P2和P4关断，开关P1和P3交替互补导通。当谐振电流正向过零时，P3导通P1关断。当谐振电流负向过零时，P3关断P1导通。两者导通角度均为180度，导通周期为谐振电流周期。
图10为本发明的次级AC-DC变换器拓扑模块在能量反向传输时的开关序列及波形。当次级谐振电流负向过零时，开关S1关断S2导通。当次级谐振电流正向过零时，开关S1导通S2关断。两者导通角度均为180度，导通周期为谐振电流周期。
图11示出了本发明实施例的高频变压器的等效原理图，高频变压器为松耦合变压器，与一般变压器高耦合系数不同，松耦合变压器的耦合系数较低，其两边绕组的漏感较大。L1和L2分别为变压器原边和副边绕组的漏感，R1和R2分别为变压器原边和副边绕组的电阻，M为两侧绕组的互感。这种松耦合变压器可以视为两个电感串联在紧耦合变压器的两边。之所以采用这种变压器是因为双向AC-DC变换器的串联谐振环节需要谐振电感才能实现将低频交流电变换成高频交流电的功能，根据松耦合变压器的电路模型，可以利用其较大的漏感来代替谐振电感，即L1等于Lp、L2等于Ls，这样就节约了电感的使用，同时互感M实现了变压器的电气隔离和能量传输。
本发明中的能量注入与自由振荡的控制方法，为分析初级高频变幅脉冲电压施加在谐振网络上的效果，采用面积等效原理进行分析。面积等效原理即冲量相等而形状不同的窄脉冲施加在惯性环节上时，其输出相应波形基本相同。
图12示出了本发明实施例在能量正向传输时初级谐振电路的输入电压原理图。本发明所提的电力电子变压器工作在能量注入和自由振荡的模式下，对输入能量进行直接转换并将其输出到负载端。采用面积等效原理对这一过程进行定量分析。面积等效原理即冲量相等而形状不同的窄脉冲施加在惯性环节上时，其输出相应波形基本相同。为研究初级谐振电流的有效值，即计算施加在初级串联谐振网络的高频电压脉冲Vi的面积，假设输入交流电源幅值为Vam，频率为fa，周期为Ta，谐振电流频率周期为Tc，则t时刻的输入电压瞬时值Vac表示为:Vac＝Vamsin2πfat。由于谐振频率远远高于电源频率，高频电压脉冲每个积分单元SABCE可以用矩形面积SABCD代替，因此谐振周期内的电压值可以用瞬时值代替。j时刻的电压脉冲面积Sj为此时电压输入瞬时值Vi(t)与谐振半周期的乘积：Sj＝0.5TcVi(j)。
为实现功率传输最大化，高频变压器原、副边的串联谐振频率应保持一致，所以系统谐振周期Tc为：其中，ω0为系统谐振角频率，半个电源周期内的电压脉冲的面积S为：其中N的表达式为：
所以注入谐振网络的电压有效值为：
相应的高频变压器原边电流iLP为：Req为变压器副边反射到原边的等效阻抗，在谐振下为：其中M为互感系数，Zs为变压器副边总阻抗：Rf为变压器副边谐振网络输出端口的等效电阻，Rs为高频变压器副边绕组的阻抗。
谐振电流iLP在变压器原边所形成的高频电磁场在副边电感Ls中形成的感应电动势Vs为：VS＝ω0MiLP。则变压器副边的谐振电流iLS为：联合前面公式可以得到：
从上式可以看出次级谐振电流呈现出恒流的特性，与负载大小无关。根据能量守恒原则有：于是可以得到负载电流为：可知负载电流的大小与负载电阻无关，具有恒流输出特性。如果系统中高频变压器的耦合系数设置不当，系统频率将出现分叉，输出恒流特性将无法保证。为确保串联谐振电路工作在唯一的谐振角频率ω0，则对于不同的负载范围，耦合系数的设计应满足： 其中k为耦合系数，
本实施例在MATLAB/SIMULINK环境下建立仿真模型。初级和次级的谐振电容均为0.15uF，谐振电感均为423uH，高频变压器的互感为211uH。
图13为能量正向传输即电能传输从初级AC-AC变换器拓扑模块到次级AC-DC变换器拓扑模块时的波形图，此时的输入电压是幅值为311V的交流电，频率为50Hz。系统在进入稳态后，初级输入电压Vac和次级输出直流电压Vdc如图13(a)所示。图13(b)为初级谐振电流iLP，其呈现出梭形包络，幅值为20A，这是由于输入电压Vac在过零点时注入到谐振网络中的能量减小的缘故。图13(c)为稳态谐振电流iLP局部展开后与开关管P1的控制信号比较的结果，从中可以看出稳态谐振电流波形为低畸变度的正弦波，控制脉冲与谐振电流相位一致，实现了软开关。
图14为能量反向传输即电能传输从次级AC-DC变换器拓扑模块到初级AC-AC变换器拓扑模块时的波形，此时的输入电压是幅值为100V的直流电。系统在进入稳态后，次级输入电压Vdc和初级输出交流电压Vac，如图14(a)所示。图14(b)为次级谐振电流iLS，其包络线的幅值为15A。图14(c)为稳态谐振电流iLS局部展开后与开关管S1的控制信号比较的结果，从中可以看出稳态谐振电流波形为低畸变度的正弦波，控制脉冲与谐振电流相位一致，实现了软开关。
最后，本申请的方法仅为较佳的实施方案，并非用于限定本发明的保护范围。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (10)

1.一种双向AC-DC变换器，其特征在于，包括：
高频变压器；
初级AC-AC变换器拓扑模块，与所述高频变压器的原边连接，以及
次级AC-DC变换器拓扑模块，与所述高频变压器的副边连接。
2.如权利要求1所述的双向AC-DC变换器，其特征在于，所述次级AC-DC变换器拓扑模块包括相互连接的直流电源和副边AC-DC变换器；
其中，所述副边AC-DC变换器包括两个单向高频开关、副边谐振电感以及副边谐振电容；
所述直流电源的一端与一个单向高频开关连接，所述直流电源的另一端分别与另一个单向高频开关的一端和副边谐振电感的一端连接，两个单向高频开关的另一端均与副边谐振电容的一端连接，所述副边谐振电容的另一端与副边谐振电感的另一端连接。
3.如权利要求2所述的双向AC-DC变换器，其特征在于，任意一个所述单向高频开关包括一个第一单向开关以及与该第一单向开关反向并联的第一二极管。
4.如权利要求3所述的双向AC-DC变换器，其特征在于，两个所述单向高频开关分别为T3和T4，T3包括第一单向开关S1和第一二极管SD1，T4包括第一单向开关S2和第一二极管SD2；
其中，当所述双向AC-DC变换器在能量正向传输时，所述次级AC-DC变换器拓扑模块用于：
当谐振电流负向过零时，第一单向开关S1和S2关断，谐振电流经过第一二极管SD1注入到直流电源；以及
当谐振电流正向过零时，第一单向开关S1和S2关断，谐振电流经过第一二极管SD2流动，输出直流电源的电流为零。
5.如权利要求4所述的双向AC-DC变换器，其特征在于，当所述双向AC-DC变换器在能量反向传输时，所述次级AC-DC变换器拓扑模块用于：
当谐振电流正向过零时，第一单向开关S1导通，第一单向开关S2关断，谐振电流经过第一单向开关S1注入到次级谐振网络；以及
当谐振电流负向过零时，第一单向开关S1关断，第一单向开关S2导通，谐振电流经过第一单向开关S2流动。
6.如权利要求2所述的双向AC-DC变换器，其特征在于，所述初级AC-AC变换器拓扑模块包括相互连接的交流电源和原边AC-AC变换器；
其中，所述原边AC-AC变换器包括：两个双向高频开关、原边谐振电感以及原边谐振电容；
所述交流电源的一端与一个双向高频开关连接，所述交流电源的另一端分别与另一个双向高频开关的一端和原边谐振电感的一端连接，两个双向高频开关的另一端均与所述原边谐振电容的一端连接，所述原边谐振电容的另一端与所述原边谐振电感的另一端连接。
7.如权利要求6所述的双向AC-DC变换器，其特征在于，任意一个所述双向高频开关包括两个反向串联的第二单向开关；
其中，任意一个所述第二单向开关与且只与一个第二二极管反向并联。
8.如权利要求7所述的双向AC-DC变换器，其特征在于，两个双向高频开关分别为T1和T2，T1包括第二单向开关P1和P2以及对应的第二二极管PD1和PD2，T2包括第二单向开关P3和P4以及对应的第二二极管PD3和PD4；
其中，当所述双向AC-DC变换器在能量正向传输时，所述初级AC-AC变换器拓扑模块用于：
当输入交流电在正半周期，且初级谐振电流负向过零时，第二单向开关P1导通，第二单向开关P2、P3以及P4关断，输入电流经过第二单向开关P1和第二二极管PD2注入初级谐振网络，；
当输入交流电在正半周期，且初级谐振电流正向过零时，第二单向开关P3导通，第二单向开关P1、P2以及P4关断，谐振电流经过第二单向开关P3和第二二极管PD4流动；
当输入交流电在负半周期，且初级谐振电流正向过零时，第二单向开关P2导通，第二单向开关P1、P3以及P4关断，输入电流经过第二单向开关P2和第二二极管PD1注入初级谐振网络；以及
当输入交流电在负半周期，且初级谐振电流负向过零时，第二单向开关P4导通，第二单向开关P1、P2以及P3关断，谐振电流经过第二单向开关P4和第二二极管PD3流动。
9.如权利要求8所述的双向AC-DC变换器，其特征在于，当所述双向AC-DC变换器在能量反向传输时，所述初级AC-AC变换器拓扑模块用于：
当输出交流电在正半周期，且初级谐振电流正向过零时，第二单向开关P2导通，第二单向开关P1、P3以及P4关断，输出电流经过第二单向开关P2和第二二极管PD1注入交流电源；
当输出交流电在正半周期，且初级谐振电流负向过零时，第二单向开关P4导通，第二单向开关P1、P2以及P3关断，谐振电流经过第二单向开关P4和第二二极管PD3流动；
当输出交流电在负半周期，且初级谐振电流负向过零时，第二单向开关P1导通，第二单向开关P2、P3以及P4关断，输出电流经过第二单向开关P1和第二二极管PD2注入交流电源；以及
当输出交流电在负半周期，且初级谐振电流正向过零时，第二单向开关P3导通，第二单向开关P1、P2以及P4关断，谐振电流经过第二单向开关P3和第二二极管PD4流动。
10.如权利要求1所述的双向AC-DC变换器，其特征在于，所述高频变压器为松耦合变压器，所述松耦合变压器的副边绕组的漏感等于副边谐振电感，所述松耦合变压器的原边绕组的漏感等于原边谐振电感。
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