CN102075107B - 一种三相四线制dc/ac变换器主电路及其控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种三相四线制DC/AC变换器主电路及其控制方法。它包括与中点漂移控制的桥臂上、下串联的两个功率半导体开关G1、G2，以及与功率半导体开关反向并联的两个二极管D1、D2，与中点漂移控制的桥臂并联电容支路，其中所述的电容支路由两个串联电容C1、C2组成，以及一个电感L1，其中所述的电感L1一端与半导体开关G1、G2的公共连接点相连，另一端与C1，C2的公共连接点相连，并引出作为三相四线制变换器中的中线，即N线。本发明中点控制电路的桥臂与三相变换器的另外三个桥臂可以分别独立控制，实现三相四桥臂变换器的解藕控制，即使在三相不平衡情况下，对中点的控制采用简单的电压电流反馈控制或者PI控制就可以完成对中点漂移控制。

Description

一种三相四线制DC/AC变换器主电路及其控制方法

技术领域

本发明涉及一种电源变换装置，特别涉及一种三相四线制DC/AC变换器主电路及其控制方法。

背景技术

提高能源利用率、开发新能源、加强可再生能源的利用，是解决我国经济和社会快速发展过程中凸显的能源需求与能源紧缺、能源利用与环境保护之间矛盾的必然选择。随着化石能源的枯竭，传统能源的耗竭以及人类对生态环境的重视，燃料电池，太阳能，风能，生物质能等新能源及可再生能源的利用得到了越来越多的关注。燃料电池，太阳能发出的电为变化范围较宽、电压较低的直流电压，风能发出的电为大小、频率变化的交流电，首先也要将其整流为直流电。因此，将这些能源变换为能利用的各类稳压的交直流电是电能研究的重点。传统的并网逆变器就是将这些能源转换为工频交流电的有效装置，但是，在给不平衡负载供电情况下，往往需要一条中线给不平衡负载电流提供通路，这样就需要三相四线制的变换器，三相三线制逆变器由于没有中线漂移控制及中线支路，会使得其输出的电压质量不符合用户用电要求，甚至会损毁用电设备，即使是传统的三相四线制逆变器，如果中点控制不好，中线电流也会引起中点漂移，进而引起中线电压的漂移，由此将可能导致变换器输出电压不平衡或者输出电压幅值发生变化，也可能使得输出电压中包含有直流分量成分，如果在中线电流较大的情况下，将会导致更严重的问题。

发明内容

为了解决现有三相四线制变换器的中点漂移的技术问题，本发明提供一种解决中点漂移的三相四线制变换器主电路。

本发明解决中点漂移问题所采取的技术方案是：包括与中点漂移控制的桥臂上、下串联的两个功率半导体开关G1、G2，以及与功率半导体开关反向并联的两个二极管D1、D2，与中点漂移控制的桥臂并联电容支路，其中所述的电容支路由两个串联电容C1、C2组成，以及一个电感L1，其中所述的电感L1一端与半导体开关G1、G2的公共连接点相连，另一端与C1，C2的公共连接点相连，并引出作为三相四线制变换器中的中线，即N线。

上述的三相四线制DC/AC变换器主电路中，所述的电感L1的取值为：

式中，

为功率半导体开关允许的最大电流，

为半导体开关的开关频率，

为直流侧电压，

为变换器输出电压频率，

为中线电流。

上述的抑三相四线制DC/AC变换器主电路中，所述的电容C1=C2，且电容C1，C2的取值为：

      式中，

为电流内环的剪切频率，

为变换器输出电压的频率，

为中线电流，

为由于中点漂移而引起的中点漂移电压最大值。

一种三相四线制DC/AC变换器主电路控制方法，包括以下步骤：

检测中点漂移电压

；

将期望中点漂移电压

与中点漂移电压

进行比较，得到误差

；

误差

通过电压外环比例系数调节后得到

；

检测电容电流

；

电容电流

通过内环比例系数

调节后得到

；

与求和得中线控制桥臂期望电压信号

，期望电压信号与载波进行比较，产生PWM脉冲，PWM脉冲通过驱动电路主电路中两个功率开关管导通与关断。

本发明解决中点漂移问题所采取的技术方案是：采用常规的电压电流反馈控制和PI控制结合方式来实现中点漂移抑制，通过检测电容输出支路的电流i _c来构成电流反馈内环，电压外环通过检测由于中点漂移而引起的直流侧电压正负极电压之和构成，简化起见，简称为中点漂移电压，无论是内环还是外环，都采用PI控制，简单起见，可以直接将PI控制中的积分常数取0，简化为比例控制。电压外环比例系数和电流内环比例系数按照采用的新拓扑结构中电感和电容的数值、及所构成的电压外环或者电流内环的剪切频率共同决定，本发明直接取用电流内环的剪切频率，即电压外环比例系数和电流内环的比例系数是电感、电容、剪切频率的函数。

本发明的技术效果在于：采用本发明的主电路及其控制方法，中点控制电路的桥臂与三相变换器的另外三个桥臂可以分别独立控制，实现三相四桥臂变换器的解藕控制，即使在三相不平衡情况下，对中点的控制采用简单的电压电流反馈控制或者常规的PI控制就可以完成对中点漂移控制，解决了引起中点电压的漂移，克服了中点电压漂移可能导致变换器输出电压不平衡或者输出电压幅值发生变化的问题。

下面结合附图和实施例对本发明作进一步的说明。

附图说明

图1是本发明主电路基本框图。

图2是本发明触发脉冲p和电感电压u_N波形图。

图3为本发明主电路的中线桥臂控制方框图。

图4是本发明中电压电流反馈控制方块图。

图5为中线漂移电压控制PWM脉冲实现方框图。

具体实施方式

如图1所示，为本发明主电路的基本框图，包括与中点漂移控制的桥臂上、下串联的两个功率半导体开关G1、G2，以及与功率半导体开关反向并联的两个二极管D1、D2，与中点漂移控制的桥臂并联电容支路，其中所述的电容支路由两个串联电容C1、C2组成，以及一个电感L1，其中所述的电感L1一端与半导体开关G1、G2的公共连接点相连，另一端与C1，C2的公共连接点相连，并引出作为三相四线制变换器中的中线，即N线。

主电路中直流侧正极性电压为V_＋，负极性电压为V_-，则直流侧电压V_DC为：

                                                  （1）

定义由于中点漂移而引起中点漂移电压V_ave为：

                                                  （2）

根据基尔霍夫定律，由图1可以得到电感电压u_N及中线电流i_N如下：

                                                （3）

  上式中电感

的电流。

同理可以得到电容支路流出电流i_C为：

由于直流侧电压V_DC一般为一常数，则上式的第二项微分为0，因此有

                                          （4）

假设每个开关周期的平均触发脉冲为p，脉冲幅值为

，如图2所示，则可以求得触发脉冲的占空比为：

                                              （5）

由此可以得到电感两端输出电压均值u_N为：

                                   （6）

将公式（3）、（4）、（6）进行拉普拉斯变换，这样就可以得到直流侧中线控制桥臂的方框图如图3所示。图中，p为每个开关周期的平均触发脉冲，只要适当控制每个开关周期的占空比d，就可以控制由于中点漂移而引起的中点漂移电压V_ave，从而间接的控制因中点漂移而引起的变换器输出电压不平衡或者输出幅值变化、包含直流分量的缺点。

由公式（3）、（4）可以求得

                                     （7）

从公式（7）可以看出，中线电流绝大部分将流经电感而非电容，流经电容的电流越小则中点漂移电压越小，因此本拓扑结构中的电容取值较小。

由于比例控制设计简单，且易于模拟和数字实现，为此将图3中虚线框部分提出来，增加比例（P）反馈环节，通过改变积分环节的性质，来保证控制器的稳定可靠，于是构造出如图4所示的电压电流双反馈控制方框图，分别引入了电流内环反馈及其比例系数，中点漂移电压外环反馈及其电压反馈比例系数

，电流内环主要用来调节电容电流，电压外环用来调节中点漂移电压。图4中给定的期望中点漂移电压为V₁，理论上希望漂移电压为0，中线电流i_N，电容电流i_C和中点漂移电压V_ave可以通过电流传感器和电压传感器分别获取。

为了确定电流内环比例（P）控制器的系数

，需要求取电流内环中线电流i_N到电容电流i_C的传递函数，由图4中电流内环利用梅森公式很快确定其传递函数如下：

                                      （8）

定义剪切频率为

                                                  （9）

根据公式（7）描述，电容电流越小，则中点漂移电压越小，为了尽可能降低电容电流，电流内环比例系数

取的越大越好，即

取得越大越好。考虑到选取的开关频率以及最大允许谐波次数，因此可以得到控制器中电流内环比例系数

的选取方法为：

                                                  （10）

式中

为变换器输出频率，且选择的功率半导体器件的开关频率

要求满足

。

在确定电流内环比例系数

的基础上，需要确定电压外环的比例系数

，因为电压外环主要是用来控制中点漂移电压的，为此需要求出中线电流i_N到中点漂移电压V_ave的传递函数，同理从图4可以求得如下：

                       （11）

上述传递函数的幅频特性如下：

                  （12）

当幅频特性达到最大值时，定义此时的频率

，显然

为：

或者

                        （13）

此时式（11）转化为：

                         （14）

从上式可以看出，如果要尽可能降低中点漂移电压V_ave，就必须增大

或者电压外环的比例系数和电容

的值，但根据前面的分析，电容电流越小则中点漂移电压越小，同时电容取值又不能太大，因此综合考虑，取，由此得到控制器中电压外环比例系数

的选取方法为：

                                          （15）

    式中

为电流内环剪切频率，

为电感，电容取值

。

电流内环和电压外环比例系数确定后，中线漂移电压控制PWM脉冲实现如图5所示，给定的期望中点漂移电压

作为指令信号，

与检测到的中点漂移电压

比较，其误差

通过电压外环比例系数调节后得到

，检测到的电容电流

通过内环比例系数

调节后得到

，二者求和得中线控制桥臂期望电压信号

，期望电压信号

与载波（如三角波等）进行比较，产生PWM脉冲，PWM脉冲通过驱动电路可以驱动中点漂移电压控制桥臂的两个功率开关管导通与关断，实现中点漂移电压的控制目的。

中点漂移控制中主电路电感和电容的选取：

对于电感的选取，需要综合考虑功率半导体开关允许的最大电流

、半导体开关的开关频率

、直流侧电压

、变换器输出电压频率

、中线电流

等，电感

选取方法为：

                                            （16）

对于电容的选取，需要考虑电流内环的剪切频率

、变换器输出电压的频率

、中线电流

、以及由于中点漂移而引起的中点漂移电压最大值

，即电容

选取为：

                                               （17）

Claims (3)

1.一种三相四线制DC/AC变换器主电路，包括与中线漂移控制的桥臂上、下串联的两个功率半导体开关G1、G2，以及与功率半导体开关反向并联的两个二极管D1、D2，与中线漂移控制的桥臂并联电容支路，其中所述的电容支路由两个串联电容C1、C2组成，以及一个电感L1，其中所述的电感L1一端与半导体开关G1、G2的公共连接点相连，另一端与C1，C2的公共连接点相连，并引出作为三相四线制变换器的中线，即N线，其特征在于：所述的电感L1的取值为：

$\frac{V_{\mathrm{DC}}}{4\mathrm{\πf}{I}_N}\≥L_1\≥\frac{V_{\mathrm{DC}}}{8I_m{f}_s}$

式中，I_m为功率半导体开关允许的最大电流，f_s为半导体开关的开关频率，V_DC为直流侧电压，f为变换器输出电压频率，I_N为中线电流。

2.根据权利要求1所述的三相四线制DC/AC变换器主电路，其特征在于，所述的电容C1=C2，且电容C1，C2的取值为：

$C_1\≥\frac{2\mathrm{\πf}{I}_N}{{\mathrm{\ω}}_i^2{V}_{\mathrm{ave}\max }}$

上式中，ω_i为电流内环的剪切频率，，L₁为电感，K_i为电流内环比例系数，f为变换器输出电压的频率，I_N为中线电流，V_ave max为由于中点漂移而引起的中点漂移电压最大值。

3.如权利要求1所述的三相四线制DC/AC变换器主电路控制方法，包括以下步骤：

检测中点漂移电压V_AVE；

将期望中点漂移电压V₁与中点漂移电压V_AVE进行比较，得到误差ΔV；

误差ΔV通过电压外环比例系数K_v调节后得到V_v，

式中ω_i为电流内环剪切频率，L₁为电感，电容取值C₁=C₂；

检测电容电流i_c；

电容电流i_c通过电流内环比例系数K_i调节后得到V_i，K_i=2πnfL₁，式中f为变换器输出频率；

V_v与V_i求和得中线控制桥臂期望电压信号u_N，期望电压信号u_N与载波进行比较，产生PWM脉冲，PWM脉冲通过驱动电路主电路中两个功率开关管导通与关断。

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