JP4783174B2

JP4783174B2 - 電力変換装置

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Publication number: JP4783174B2
Application number: JP2006038738A
Authority: JP
Inventors: 政弘木全; 真志冨永; 正明大島
Original assignee: Tokyo Electric Power Co Inc; Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Tokyo Electric Power Co Inc; Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2006-02-16
Filing date: 2006-02-16
Publication date: 2011-09-28
Anticipated expiration: 2026-02-16
Also published as: JP2007221902A

Description

この発明は、交流電源の交流を整流回路で直流に変換し、さらにインバータ回路で交流に変換する電力変換装置に関し、特に、ハーフブリッジ型の電力変換器を採用し、直流回路が２直列の平滑コンデンサで構成される電力変換装置に関するものである。

整流回路やインバータ回路においてはフルブリッジ型の電力変換器が一般的であり、電源あるいは負荷の３相は全てIGBT等の半導体スイッチ素子に接続されている。これらの半導体スイッチ素子は高速でオン・オフ動作を行い、特定の電源電位に固定されることは無い。従って、回路内部の電位は大地電位に対して常に高周波で変化しており、コモンモードノイズの原因と成っている。回路内部の電位が高周波で変化する事を抑制する場合、ハーフブリッジ型の電力変換器の採用が有効である。ハーフブリッジ型の電力変換器は、直流回路が２直列の平滑コンデンサから成り、その平滑コンデンサの接続点に交流の１相が接続されている。直流の中性点電位が３相交流の内の１相の電位に固定されているため、回路内部の電位が大地に対して高周波で変化することは無く、コモンモードノイズの低減に効果がある。

しかし、整流回路やインバータ回路においてハーフブリッジ型の電力変換器を使用して、電源あるいは負荷の１相を直流中性点に接続する場合、直流中性点に接続した相の電流がハーフブリッジの正負平滑コンデンサに流れるため、正負平滑コンデンサの電圧アンバランスを生じるものである。このような正負平滑コンデンサの電圧アンバランスを解消する様に構成された従来の電力変換装置を以下に示す。
電力変換装置は、３相交流電源接続部と、正側平滑コンデンサと、負側平滑コンデンサと、スイッチ素子とダイオードとリアクトルとからなる第一相変換回路及びスイッチ素子とダイオードとリアクトルとからなる第三相変換回路と、中性相と第二相を接続した共通相と、正相と負相の間に接続した２直列スイッチ素子とダイオードと該スイッチ素子の中点と共通相の間に接続したリアクトルとからなる共通相変換回路とを備える。そして、正負平滑コンデンサの電圧アンバランスの原因となる直流中性点電流、あるいは正負平滑コンデンサの電圧差を検出して、共通相変換回路であるチョッパ回路で補償する。具体的には、正側平滑コンデンサおよび負側平滑コンデンサの電圧を電圧検出器でそれぞれ検出し、減算器で差を求め制御補償器を介して比較器へ入力する。比較器では、制御補償器の出力と３角波発生器の出力を比較してＰＷＭ信号を出力する。このＰＷＭ信号を入力とするIGBT駆動回路で主回路に設けた上記チョッパ回路のIGBTを交互にオン・オフする。これにより、正負平滑コンデンサの電圧に差があると、それを解消する方向に回路が動作する（例えば、特許文献１参照）。

特開平９−２２４３７６号公報

このような電力変換装置では、正負平滑コンデンサの電圧アンバランスの原因となる直流中性点電流あるいは正負平滑コンデンサの電圧差を検出しているため、検出による遅れのために制御ゲインが制限されて、高速で安定なチョッパ制御系を構成し難いという問題点があった。また、検出値にはＰＷＭ制御によるリプル成分が重畳されるため、検出値に対するリプル成分の影響を抑制するため検出値に対してフィルタを設ける場合があるが、その場合は、さらに制御ゲインが制限されるという問題点があった。

この発明は、上記のような問題点を解決するためになされたものであり、直流回路が２直列の平滑コンデンサから成り、その平滑コンデンサの接続点に交流の１相が接続されたハーフブリッジ型の電力変換器を用いた電力変換装置において、２直列の平滑コンデンサの電圧アンバランスを解消するために設けたチョッパ回路を、高速で安定な制御系を構成して制御することを目的とする。

この発明による電力変換装置は、交流電源からの交流を正相、中性相および負相を有する３線直流に変換する第１の電力変換器と、３相交流を出力する第２の電力変換器と、第３の電力変換器と、第１〜第３の電流制御器とを備える。上記第１の電力変換器は、３線直流における正相と負相との間に接続された第１のハーフブリッジ型変換回路、該３線直流の正相と中性相との間に接続された正側平滑コンデンサ、および該正側平滑コンデンサに直列接続されて上記３線直流の中性相と負相との間に接続された負側平滑コンデンサを有し、交流電源からの交流を上記３線直流に変換する。上記第２の電力変換器は、上記３線直流の正相および負相との間に接続された２個の第２のハーフブリッジ型変換回路を有して、該２個の第２のハーフブリッジ型変換回路の２直列スイッチ素子の接続点をそれぞれ第１相、第２相の出力、上記３線直流の中性相を第３相の出力として、上記３線直流を３相交流に変換する。第３の電力変換器は、上記３線直流の正相と負相との間に接続した２直列スイッチ素子、該各スイッチ素子にそれぞれ逆並列接続されたダイオード、および上記２直列スイッチ素子の接続点と上記正側、負側平滑コンデンサの接続点との間に接続されたリアクトルを有する。上記第１の電流制御器は、上記交流電源から上記第１の電力変換器に入力される電流を検出する第１の電流検出手段を有して、該検出電流が第１の電流指令に追従するように上記第１のハーフブリッジ型変換回路への制御信号を生成する。上記第２の電流制御器は、上記第２の電力変換器から出力される電流を検出する第２の電流検出手段を有して、該検出電流が第２の電流指令に追従するように上記各第２のハーフブリッジ型変換回路への制御信号を生成する。上記第３の電流制御器は、上記第３の電力変換器の上記リアクトルに流れる電流を検出する第３の電流検出手段を有して、該検出電流が第３の電流指令に追従するように上記２直列スイッチ素子への制御信号を生成する。そして、上記第１の電流指令と上記第２の電流指令とに基づいて上記第３の電流指令を生成するものである。

この発明による電力変換装置は、第１〜第３の電力変換器をそれぞれ電流制御器を備えて制御し、直列接続された正負平滑コンデンサの電圧アンバランスを解消するための第３の電力変換器の電流指令を、第１、第２の電力変換器の電流指令に基づいて生成するため、正負平滑コンデンサの電圧アンバランスの原因となる直流中性点電流あるいは正負平滑コンデンサの電圧差を検出する必要が無く、検出やフィルタによる遅れを排除できるため、第３の電力変換器を高速で安定な制御系を構成して制御する事ができる。

実施の形態１．
以下、この発明の実施の形態１による電力変換装置を図について説明する。
図１はこの実施の形態１による電力変換装置を交流電動機の制御装置について示した回路図である。
図に示すように、主回路は、３相交流電源１の交流を直流に変換する第１の電力変換器としての整流回路Ａと、その直流を交流に変換して３相交流電動機２２に印加する第２の電力変換器としてのインバータ回路Ｂと、正負の平滑コンデンサ１２、１３の電圧アンバランスを解消する第３の電力変換器としてのチョッパ回路Ｃから成る。３相交流電源１は、リアクトル２、３を介して整流回路Ａに接続されている。

整流回路Ａは、直列接続されたIGBT４、５および各IGBT４、５に逆並列接続されたダイオード６、７で構成されるハーフブリッジ型変換回路（第１のハーフブリッジ型変換回路）から成る相と、直列接続されたIGBT８、９および各IGBT８、９に逆並列接続されたダイオード１０、１１で構成されるハーフブリッジ型変換回路（第１のハーフブリッジ型変換回路）から成る相と、直列接続された正側平滑コンデンサ１２および負側平滑コンデンサ１３とから成る。２直列スイッチング素子となるIGBT４、５およびIGBT８、９は、３線直流の正相、負相となる正側平滑コンデンサ１２の正極端子、負側平滑コンデンサ１３の負極端子の間に接続されている。そして、３相交流電源１の１相がリアクトル２を介してIGBT４、５の接続点に接続され、他の１相がリアクトル３を介してIGBT８、９の接続点に接続され、残りの１相が正負平滑コンデンサ１２、１３の接続点に接続されている。
なお、正負平滑コンデンサ１２、１３は、整流回路Ａおよびインバータ回路Ｂが共用して用いる直流回路であり、便宜上、図ではいずれにも含まれない図示となっている。

インバータ回路Ｂは、直列接続されたIGBT１４、１５および各IGBT１４、１５に逆並列接続されたダイオード１６、１７で構成されるハーフブリッジ型変換回路（第２のハーフブリッジ型変換回路）から成る相と、直列接続されたIGBT１８、１９および各IGBT１８、１９に逆並列接続されたダイオード２０、２１で構成されるハーフブリッジ型変換回路（第２のハーフブリッジ型変換回路）から成る相と、直列接続された正負平滑コンデンサ１２、１３とから成る。２直列スイッチ素子となるIGBT１４、１５およびIGBT１８、１９は、直列接続された正負平滑コンデンサ１２、１３の正負端子間に接続されている。そして、IGBT１４、１５の接続点と、IGBT１８、１９の接続点と、正負平滑コンデンサ１２、１３の接続点とが、３相交流電動機２２に接続されている。
また、直列接続されたIGBT２３、２４と、各IGBT２３、２４に逆並列接続されたダイオード２５、２６と、リアクトル２７とによりチョッパ回路Ｃが構成されている。２直列スイッチ素子となるIGBT２３、２４は、直列接続された正負平滑コンデンサ１２、１３の正負端子間に接続されている。IGBT２３、２４の接続点と正負平滑コンデンサ１２、１３の接続点は、リアクトル２７を介して接続されている。

以上のように構成される主回路は、制御回路により、整流回路Ａ、インバータ回路Ｂおよびチョッパ回路Ｃが備えるIGBT４、５、８、９、１４、１５、１８、１９、２３、２４のオン・オフを制御して、３相交流電源１および３相交流電動機２２およびリアクトル２７に流れる電流をフィードバック制御する。
ここで、３相交流電動機２２の３相をＵ相、Ｖ相、Ｗ相として、それぞれの相電流をiu、iv、iwとする。また、３相交流電源１の３相をＲ相、Ｓ相、Ｔ相として、それぞれの相電流をir、is、itとする。この内、Ｖ相とＳ相が正負平滑コンデンサ１２、１３の接続点に接続されている。なお、３相交流電源１の各相電流は整流回路Ａの入力電流であり、３相交流電動機２２の各相電流はインバータ回路Ｂの出力電流である。

主回路を制御する制御回路の詳細を以下に示す。
３相交流電源１の正負平滑コンデンサ１２、１３に接続されていないＲ相、Ｔ相の各電流は、第１の電流検出手段としての電流検出器３５、３６により検出される。電流検出器３５で検出されたＲ相電流値ir_fbは、与えられたＲ相電流指令値（第１の電流指令）ir_refと減算器３７で減算され、誤差電流が電流制御器（第１の電流制御器）３８に入力される。電流制御器３８は、入力である誤差電流が零となるように電圧指令（ＰＷＭ信号）を生成して出力する。このＰＷＭ信号を入力とするIGBT駆動回路３９で、IGBT４、５をオン・オフ制御する。これにより、電流検出器３５で検出されたＲ相電流値ir_fbとＲ相電流指令値ir_refに差があると、それを減少させる方向に回路がフィードバック動作する。
また、電流検出器３６で検出されたＴ相電流値it_fb、Ｔ相電流指令値（第１の電流指令）it_ref、減算器４０、電流制御器４１（第１の電流制御器）、IGBT駆動回路４２に関しても、上述したＲ相の場合と同様で、電流検出器３３で検出されたＴ相電流値it_fbとＴ相電流指令値it_refに差があると、それを減少させる方向に回路がフィードバック動作する。

３相交流電動機２２の平滑コンデンサ１２、１３に接続されていないＵ相、Ｗ相の各電流は、第２の電流検出手段としての電流検出器４３、４４により検出される。電流検出器４３で検出されたＵ相電流値iu_fb、Ｕ相電流指令値（第２の電流指令）iu_ref、減算器４５、電流制御器（第２の電流制御器）４６、IGBT駆動回路４７、および、電流検出器４４で検出されたＷ相電流値iw_fb、Ｗ相電流指令値（第２の電流指令）iw_ref、減算器４８、電流制御器（第２の電流制御器）４９、IGBT駆動回路５０に関しても、上述した３相交流電源１のＲ相の場合と同様であるため説明を省略する。このように、電流検出器４３、４４で検出されたＵ相電流値iu_fb、Ｗ相電流値iw_fbとＵ相電流指令値iu_ref、Ｗ相電流指令値iw_refとに差があると、各相で差を減少させる方向に回路がフィードバック動作する。

また、チョッパ回路Ｃのリアクトル２７の電流は第３の電流検出手段としての電流検出器５１で検出される。電流検出器５１で検出されたリアクトル２７を流れるチョッパ電流値ich_fbは、減算器５５で第３の電流指令としてのチョッパ電流指令値ich_refと減算され、誤差電流が電流制御器（第３の電流制御器）５６に入力される。電流制御器５６は、入力である誤差電流が零となるように電圧指令（ＰＷＭ信号）を生成して出力する。このＰＷＭ信号を入力とするIGBT駆動回路５７で、IGBT２３、２４をオン・オフ制御する。これにより、電流検出器５１で検出されたチョッパ電流値ich_fbとチョッパ電流指令値ich_refに差があると、それを減少させる方向に回路がフィードバック動作する。

ここで、チョッパ回路Ｃのリアクトル２７に流すためのチョッパ電流指令値ich_refは、以下に示すように、整流回路Ａの電流指令値ir_ref、it_refとインバータ回路Ｂの電流指令値iu_ref、iw_refとの合成によって生成される。まず、加算器５２で整流回路Ａの電流指令値ir_ref、it_refが加算され、加算器５３でインバータ回路Ｂの電流指令値iu_ref、iw_refが加算される。加算器５２、５３の出力は減算器５４で減算されてチョッパ電流指令値ich_refが生成される。

電流制御器３８、４１、４６、４９、５６に関しては、フィードバック制御に使用される一般的な要素であり図２に２種の構成例を示す。
図２（ａ）は、ＰＩ制御器を用いた電流制御器３８であり、増幅器３８ａと積分器３８ｂはＰＩ制御器の構成要素である。減算器３７の出力である誤差電流はゲインＫｐの増幅器３８ａとゲインＫｉの積分器３８ｂとに入力され、各出力は加算器３８ｃにより加算されて電圧指令を生成した後に、３角波３８ｄと比較器３８ｅで比較し、ＰＷＭ信号を生成している。
図２（ｂ）は、ヒステリシスコンパレータ３８ｆを用いたものであり、誤差電流からヒステリシスコンパレータ３８ｆによりＰＷＭ信号を生成している。
なお、これらと同等の機能を有する別の方法で電流制御器を構成しても良い。

次に、図１に示した交流電動機の制御装置の動作について、図３に基づいて以下に説明する。
図３（ａ）、図３（ｂ）は、図１で示したインバータ回路Ｂと３相交流電動機２２とを抜き出した部分回路図である。図に示すように、正負平滑コンデンサ１２、１３の接続点は３相交流電動機２２の１相に直接接続され、正負平滑コンデンサ１２、１３の接続点には３相交流電動機２２の相電流ivが流れ込む。一般的なインバータ回路Ｂの場合、３相交流電動機２２の相電流は正弦波電流となり、電流極性はその半周期毎に正負が反転する。例えば負の半周期における動作を考える場合、３相交流電動機２２の相電流ivは、図３（ａ）のように正側平滑コンデンサ１２を放電するか、図３（ｂ）のように負側平滑コンデンサ１３を充電するか、もしくは両者の合成となる。いずれの場合においても、正側平滑コンデンサ１２の電圧の方が負側平滑コンデンサ１３の電圧よりも低くなる方向に作用する。従って、３相交流電動機２２の相電流が大きくなるほど、また、周波数が低くなるほど、正負平滑コンデンサ１２、１３の電圧アンバランスは大きくなる。
なお、電流極性が正の場合は、正側平滑コンデンサ１２の電圧の方が負側平滑コンデンサ１３の電圧よりも高くなる方向に作用する。

図３（ｃ）は、図３（ａ）、図３（ｂ）で示した回路にチョッパ回路Ｃを追加したものである。チョッパ回路Ｃは、正負平滑コンデンサ１２、１３の電圧アンバランスを解消するために設けられた回路であり、図に示すように、３相交流電動機２２の相電流ivを、正負平滑コンデンサ１２、１３では無く、チョッパ回路Ｃのリアクトル２７に流すように制御する。
以上の説明は、３相交流電動機２２からインバータ回路Ｂへの電流について行ったが、３相交流電源１から整流回路Ａへの電流についても同様で、正負平滑コンデンサ１２、１３の接続点に流れ込む３相交流電源１の相電流isをチョッパ回路Ｃのリアクトル２７に流すように制御する。

交流電動機の制御装置の場合、整流回路Ａの周波数は５０Ｈｚまたは６０Ｈｚであるのに対して、インバータ回路Ｂの周波数は０〜１２０Ｈｚ程度の範囲で可変周波数駆動される。従って、インバータ回路Ｂの方が正負平滑コンデンサ１２、１３の電圧アンバランスに対する影響が大きい。
上記のような正負平滑コンデンサ１２、１３の電圧アンバランスの解消のためには、３相交流電動機２２および３相交流電源１の相電流の内、正負平滑コンデンサ１２、１３の接続点に流れ込む電流の合計と、チョッパ回路のリアクトル２７に流れ込む電流が等しくなれば良い。

上述したように、３相交流電動機２２のＶ相と、３相交流電源１のＳ相とが正負平滑コンデンサ１２、１３の接続点に接続されている。従って、正負平滑コンデンサ１２、１３の接続点に流れ込む電流ix（直流中性点電流）は次式で与えられる。
ix＝is−iv 式１
上記式１は、３相平衡条件により次式に変形できる。
ix＝−ir−it＋iu＋iw 式２

一方、チョッパ回路Ｃのリアクトル２７に流すためのチョッパ電流指令値ich_refは、上述したように、整流回路Ａの電流指令値ir_ref、it_refとインバータ回路Ｂの電流指令値iu_ref、iw_refとの合成によって生成されて、次式で与えられる。
ich_ref＝(ir_ref)＋(it_ref)−(iu_ref)−(iw_ref) 式３
ここで、電流制御器３８、４１、４６、４９、５６が充分に高速かつ高精度に動作していれば、各電流検出器３５、３６、４３、４４、５１で検出された電流値とそれに対応する電流指令値は一致する。従って、上記式３は次式に置換えることが出来る。
ich_fb＝(ir_fb)＋(it_fb)−(iu_fb)−(iw_fb) 式４
各電流検出器３５、３６、４３、４４、５１で検出された電流値は、実際の電流値と等しいことが期待できるため、チョッパ回路Ｃのリアクトル２７に流れるチョッパ電流ichは次式となる。
ich＝ir＋it−iu−iw 式５

式２と式５との比較により、３相交流電動機２２および３相交流電源１から正負平滑コンデンサ１２、１３の接続点に流れ込む電流ixと、チョッパ回路Ｃのリアクトル２７に流れるチョッパ電流ichは、大きさが同じで極性が逆である。このことから、３相交流電動機２２および３相交流電源１から正負平滑コンデンサ１２、１３の接続点に流れ込む電流ixは、正負平滑コンデンサ１２、１３を充放電せず、チョッパ回路Ｃのリアクトル２７に全て流れ込む事が分かる。

以上のように、この実施の形態では、整流回路Ａ、インバータ回路Ｂの各相、およびチョッパ回路Ｃにそれぞれ電流制御器３８、４１、４６、４９、５６を備え、チョッパ回路Ｃの電流指令を整流回路Ａの電流指令とインバータ回路Ｂの電流指令とから合成して生成する。これにより、電圧アンバランスの原因となる直流中性点電流ixが正負平滑コンデンサ１２、１３に流れることを抑制できる。このため、正負平滑コンデンサ１２、１３の電圧差や直流中性点電流ixを検出すること無く、高速で安定なチョッパ制御系を構成する事ができる。

実施の形態２．
上記実施の形態１では、３相交流電源１を用いた交流電動機の制御装置を示したが、入力の交流電源は別の構成でも良く、この実施の形態２では単相３線式の交流電源を用いた交流電動機の制御装置を示す。図４は、この実施の形態１による交流電動機の制御装置を示した回路図であり、図１に示した上記実施の形態１における３相交流電源１を、単相交流電源５８、５９から構成される単相３線式の電源に置き換えたものである。この場合、１方の単相交流電源５８がリアクトル２を介してIGBT４、５の接続点に接続され、他方の単相交流電源５９がリアクトル３を介してIGBT８、９の接続点に接続され、単相交流電源５８、５９の接続点が正負平滑コンデンサ１２、１３の接続点に接続されている。その他の構成および動作に関しては、上記実施の形態１と同様であるため説明を省略する。

この実施の形態２においても、整流回路Ａ、インバータ回路Ｂの各相、およびチョッパ回路Ｃにそれぞれ電流制御器３８、４１、４６、４９、５６を備え、チョッパ回路Ｃの電流指令を整流回路Ａの電流指令とインバータ回路Ｂの電流指令とから合成して生成する。これにより、電圧アンバランスの原因となる直流中性点電流ixが正負平滑コンデンサ１２、１３に流れることを抑制できる。このため、正負平滑コンデンサ１２、１３の電圧差や直流中性点電流ixを検出すること無く、高速で安定なチョッパ制御系を構成する事ができる。

実施の形態３．
この実施の形態３では１つの交流電源を用いた交流電動機の制御装置を示す。図５は、この実施の形態３による交流電動機の制御装置を示した回路図であり、図１に示した上記実施の形態１における３相交流電源１を、１つの単相交流電源６０に置き換えたものである。この場合、整流回路Ａの第１のハーフブリッジ型変換回路は、直列接続されたIGBT４、５および各IGBT４、５に逆並列接続されたダイオード６、７で構成されるハーフブリッジ型変換回路のみとなり、単相交流電源６０は、IGBT４、５の接続点と正負平滑コンデンサ１２、１３の接続点との間に接続され、単相交流電源６０とIGBT４、５の接続点との間にリアクトル２が配される。

この場合、整流回路Ａの電流制御においては、単相交流電源６０の電流は電流検出器３５により検出され、検出された電流値ia_fbは、与えられた電流指令値（第１の電流指令）ia_refと減算器３７で減算され、誤差電流が電流制御器（第１の電流制御器）３８に入力される。電流制御器３８は、入力である誤差電流が零となるように電圧指令（ＰＷＭ信号）を生成して出力する。このＰＷＭ信号を入力とするIGBT駆動回路３９で、IGBT４、５をオン・オフ制御する。これにより、電流検出器３５で検出された電流値ia_fbと電流指令値ia_refに差があると、それを減少させる方向に回路がフィードバック動作する。
インバータ回路Ｂの電流制御においては、上記実施の形態１と同様であり、チョッパ回路Ｃのリアクトル２７に流すチョッパ電流指令値ich_refは、以下に示すように、整流回路Ａの電流指令値ia_refとインバータ回路Ｂの電流指令値iu_ref、iw_refとの合成によって生成される。まず、加算器５３でインバータ回路Ｂの電流指令値iu_ref、iw_refが加算される。整流回路Ａの電流指令値ia_refは、減算器５４で加算器５３の出力と減算されてチョッパ電流指令値ich_refが生成される。

このように、この実施の形態３においても、整流回路Ａ、インバータ回路Ｂの各相、およびチョッパ回路Ｃに電流制御器３８、４６、４９、５６を備え、チョッパ回路Ｃの電流指令を整流回路Ａの電流指令とインバータ回路Ｂの電流指令とから合成して生成する。これにより、電圧アンバランスの原因となる直流中性点電流ixが正負平滑コンデンサ１２、１３に流れることを抑制できる。このため、正負平滑コンデンサ１２、１３の電圧差や直流中性点電流ixを検出すること無く、高速で安定なチョッパ制御系を構成する事ができる。

実施の形態４．
図６は、この実施の形態４による交流電動機の制御装置を示した回路図であり、図１に示した上記実施の形態１におけるチョッパ回路Ｃの制御に、正負平滑コンデンサ１２、１３の電圧アンバランスを検出して制御する機能を追加したものである。その他の構成および動作に関しては、図１に示した実施の形態１と同様であるため説明を省略する。
図に示すように、正側平滑コンデンサ１２および負側平滑コンデンサ１３の電圧を電圧検出器２８、２９でそれぞれ検出し、この電圧差を減算器３０で求め、電圧制御器６１を介して加算器６２へ入力する。

ここで、電圧制御器６１は、正負平滑コンデンサ１２、１３の電圧アンバランスを入力とし、チョッパ回路Ｃのリアクトル２７に流すための電流指令値（第４の電流指令）を出力するものである。正負平滑コンデンサ１２、１３の電圧アンバランスを零とするためのフィードバック制御に使用され、図２の電流制御器と同様に、例えば図７のようなＰＩ制御器６１ａ〜６１ｄを用いて構成することができる。
一方、上述したように、加算器５２では整流回路Ａの電流指令値ir_ref、it_refが加算され、加算器５３ではインバータ回路Ｂの電流指令値iu_ref、iw_refが加算される。加算器５２、５３の出力は減算器５４で減算されて電流指令値が生成される。
加算器６２では、電圧制御器６１の出力と減算器５４の出力を加算して、チョッパ回路Ｃのリアクトル２７に流すチョッパ電流指令値を生成する。

次に動作について説明する。この実施の形態では、チョッパ回路Ｃの電流指令値を整流回路Ａの電流指令値とインバータ回路Ｂの電流指令値とを合成して生成しているため、電圧アンバランスの原因となる直流中性点電流ixが正負平滑コンデンサ１２、１３に流れることを抑制できる。
この時、正負平滑コンデンサ１２、１３の各電圧を検出し、正負平滑コンデンサ１２、１３の電圧アンバランスが生じていれば、電圧制御器６１は電圧アンバランスがそれを減少させる方向にチョッパ回路Ｃの電流指令値を変化させる。これにより、正負平滑コンデンサ１２、１３の電圧アンバランスが零になるようにフィードバック制御される。

ところで、実施の形態１の説明から明らかなように、電流制御器３８、４１、４６、４９、５６が充分に高速かつ高精度に動作し、電流検出器３５、３６、４３、４４、５１が実際の電流と等しい電流を検出していれば、正負平滑コンデンサ１２、１３の電圧アンバランスは零となり、追加した正負平滑コンデンサ１２、１３の電圧アンバランスを検出して制御する機能は動作しない。この機能が動作するのは、電流制御器３８、４１、４６、４９、５６または電流検出器３５、３６、４３、４４、５１に誤差が生じた場合である。
一般にこれらの誤差は小さいため、この誤差に起因して発生する、正負平滑コンデンサ１２、１３の電圧アンバランスは小さく抑えることができる。このため、正負平滑コンデンサ１２、１３の電圧アンバランスを検出して制御する機能は、微小な誤差成分のみに対して働くため、検出やフィルタによる遅れの影響が従来の技術に比較して小さく抑えられる。また、微小な誤差成分のみを扱うため高速な応答を必要としない。

このように、この実施の形態４によれば、整流回路Ａ、インバータ回路Ｂの各相、およびチョッパ回路Ｃに電流制御器３８、４１、４６、４９、５６を備え、整流回路Ａの電流指令とインバータ回路Ｂの電流指令とから合成した電流指令に、さらに正負平滑コンデンサ１２、１３の電圧アンバランスを零にするための電流指令を合成してチョッパ回路Ｃの電流指令を生成する。このように生成されるチョッパ回路Ｃの電流指令は、主として整流回路Ａの電流指令とインバータ回路Ｂの電流指令とから決定され、正負平滑コンデンサ１２、１３の電圧アンバランスの検出は微小な誤差成分の制御にのみ使用される。このため、検出やフィルタによる遅れの影響が軽減されて高速で安定で信頼性の高いチョッパ制御系を構成する事ができる。

実施の形態５．
図８は、この実施の形態５による交流電動機の制御装置を示した回路図である。この実施の形態は、上記実施の形態４で示したチョッパ回路Ｃの制御を、上記実施の形態２で示した単相３線式の交流電源５８、５９を用いた交流電動機の制御装置に適用した場合を示すものである。
この実施の形態５においても、整流回路Ａ、インバータ回路Ｂの各相、およびチョッパ回路Ｃに電流制御器３８、４１、４６、４９、５６を備え、整流回路Ａの電流指令とインバータ回路Ｂの電流指令とから合成した電流指令に、さらに正負平滑コンデンサ１２、１３の電圧アンバランスを零にするための電流指令を合成してチョッパ回路Ｃの電流指令を生成する。このように生成されるチョッパ回路Ｃの電流指令は、主として整流回路Ａの電流指令とインバータ回路Ｂの電流指令とから決定され、正負平滑コンデンサ１２、１３の電圧アンバランスの検出は微小な誤差成分の制御にのみ使用される。このため、検出やフィルタによる遅れの影響が軽減されて高速で安定で信頼性の高いチョッパ制御系を構成する事ができる。

実施の形態６．
図９は、この実施の形態６による交流電動機の制御装置を示した回路図である。この実施の形態は、上記実施の形態４で示したチョッパ回路Ｃの制御を、上記実施の形態３で示した１つの単相交流電源６０を用いた交流電動機の制御装置に適用した場合を示すものである。
この実施の形態６においても、整流回路Ａ、インバータ回路Ｂの各相、およびチョッパ回路Ｃに電流制御器３８、４６、４９、５６を備え、整流回路Ａの電流指令とインバータ回路Ｂの電流指令とから合成した電流指令に、さらに正負平滑コンデンサ１２、１３の電圧アンバランスを零にするための電流指令を合成してチョッパ回路Ｃの電流指令を生成する。このように生成されるチョッパ回路Ｃの電流指令は、主として整流回路Ａの電流指令とインバータ回路Ｂの電流指令とから決定され、正負平滑コンデンサ１２、１３の電圧アンバランスの検出は微小な誤差成分の制御にのみ使用される。このため、検出やフィルタによる遅れの影響が軽減されて高速で安定で信頼性の高いチョッパ制御系を構成する事ができる。

実施の形態７．
上記各実施の形態における交流電動機の制御装置において、正負平滑コンデンサ１２、１３の電圧アンバランスを解消するチョッパ回路Ｃの動作を停止させる手段を設けた場合を以下に示す。
図１０は、この実施の形態７による交流電動機の制御装置を示した部分回路図である。その他の部分の構成および動作に関しては、例えば、図１に示した実施の形態１と同様であるため説明を省略する。

図に示すように、チョッパ回路ＣのIGBT２３、２４を駆動するIGBT駆動回路５７には、チョッパ回路Ｃの動作を停止させるゲートオフ回路７０の出力が接続されており、ゲートオフ回路７０の入力には周波数判定器６３の出力が接続されている。周波数判定器６３には、インバータ回路Ｂの出力周波数ｆが入力され、周波数判定器６３内部に設定された所定値ｆ１と比較される。インバータ回路Ｂの出力周波数ｆが所定値ｆ１以上の場合、周波数判定器６３はチョッパ回路Ｃを停止する信号をゲートオフ回路７０に出力し、ゲートオフ回路７０によりIGBT駆動回路５７が停止させられることで、チョッパ回路Ｃでは双方のIGBT２３、２４がオフ状態を保持して動作を停止する。

上述したように、正負平滑コンデンサ１２、１３の電圧アンバランスは、インバータ回路Ｃの出力周波数ｆが低くなるほど大きくなる。従って、インバータ回路Ｂの出力周波数ｆが高い領域においては、正負平滑コンデンサ１２、１３の電圧アンバランスが設計的に許容できる範囲が存在する。
この実施の形態では、インバータ回路Ｂの出力周波数ｆが所定値以上の時にはチョッパ回路Ｃの動作を停止する手段を設けたため、インバータ回路Ｃの出力周波数が低くて正負平滑コンデンサ１２、１３の電圧アンバランスが大きくなる時のみチョッパ回路Ｃを動作させる。そして、それ以外のインバータ回路Ｂの出力周波数ｆが高い領域において、チョッパ回路Ｃの動作を停止させることで、チョッパ回路Ｃが発生する損失を低減する事ができる。

実施の形態８．
上記実施の形態７では、インバータ回路Ｃの出力周波数に基づいてチョッパ回路Ｃの動作を停止させるものを示したが、この実施の形態では、正負平滑コンデンサ１２、１３の電圧差に基づいてチョッパ回路Ｃの動作を停止させる。
図１１は、この実施の形態８による交流電動機の制御装置を示した部分回路図である。その他の部分の構成および動作に関しては、例えば、図１に示した実施の形態１と同様であるため説明を省略する。

図に示すように、チョッパ回路ＣのIGBT２３、２４を駆動するIGBT駆動回路５７には、チョッパ回路Ｃの動作を停止させるゲートオフ回路７０の出力が接続されており、ゲートオフ回路７０の入力には電圧判定器６４の出力が接続されている。電圧判定器６４には、正負平滑コンデンサ１２、１３の電圧差ΔＶが入力され、電圧判定器６４内部に設定された所定値ｖ１と比較される。正負平滑コンデンサ１２、１３の電圧差ΔＶが所定値ｖ１以下の場合、電圧判定器６４はチョッパ回路Ｃを停止する信号をゲートオフ回路７０に出力し、ゲートオフ回路７０によりIGBT駆動回路５７が停止させられることで、チョッパ回路Ｃでは双方のIGBT２３、２４がオフ状態を保持して動作を停止する。

正負平滑コンデンサ１２、１３の電圧アンバランスは、整流回路Ａやインバータ回路Ｂの相電流、出力周波数等により、その度合いは変化するものであり、設計的に許容できる範囲が存在する。
この実施の形態では、正負平滑コンデンサ１２、１３の電圧差ΔＶが所定値以下の時にはチョッパ回路Ｃの動作を停止する手段を設けたため、正負平滑コンデンサ１２、１３の電圧アンバランスが大きくなる時のみチョッパ回路Ｃを動作させる。そして、それ以外の時にはチョッパ回路Ｃの動作を停止させることで、チョッパ回路Ｃが発生する損失を低減する事ができる。

実施の形態９．
この実施の形態９では、図１２に示すように、上記実施の形態７、８で説明した周波数判定器６３と電圧判定器６４との出力の論理和をＯＲ回路６５で求め、このＯＲ回路６５の出力によりゲートオフ回路７０を動作させるようにした。
周波数判定器６３と電圧判定器６４との、いずれかがチョッパ回路Ｃの停止を判定するとチョッパ回路Ｃの動作が停止されるため、チョッパ回路Ｃが発生する損失を効果的に低減することができる。

なお、図１２では、周波数判定器６３と電圧判定器６４との出力の論理和を求めて制御に用いるものを示したが、図１３に示すように、周波数判定器６３と電圧判定器６４との出力の論理積を用いても良い。この場合、周波数判定器６３と電圧判定器６４との各出力をＡＮＤ回路６６に入力して論理積を求める。このＡＮＤ回路６６の出力によりゲートオフ回路７０を動作させるようにした。これにより、周波数判定器６３と電圧判定器６４との双方がチョッパ回路Ｃの停止を判定した場合のみチョッパ回路Ｃの動作が停止されるため、正負平滑コンデンサ１２、１３の電圧アンバランスを低く保ちながら、チョッパ回路Ｃが発生する損失を低減することができる。

上記実施の形態１〜９では、この発明による電力変換装置として交流電動機の制御装置を示した。交流電動機の制御装置では、インバータ回路Ｂの周波数は０〜１２０Ｈｚ程度の範囲で可変周波数駆動されるため正負平滑コンデンサ１２、１３の電圧アンバランスに対する影響が大きい。このため、高速で安定なチョッパ制御系を構成できるこの発明は、交流電動機の制御装置に対し特に有効なものであるが、正負平滑コンデンサ１２、１３の電圧アンバランスが生じるものであればこれに限るものではない。

この発明の実施の形態１による交流電動機の制御装置を示す回路図である。この発明の実施の形態１による交流電動機の制御装置の電流制御器を示す回路図である。この発明の実施の形態１による交流電動機の制御装置の動作説明図である。この発明の実施の形態２による交流電動機の制御装置を示す回路図である。この発明の実施の形態３による交流電動機の制御装置を示す回路図である。この発明の実施の形態４による交流電動機の制御装置を示す回路図である。この発明の実施の形態４による交流電動機の制御装置の電圧制御器を示す回路図である。この発明の実施の形態５による交流電動機の制御装置を示す回路図である。この発明の実施の形態６による交流電動機の制御装置を示す回路図である。この発明の実施の形態７による交流電動機の制御装置を示す部分回路図である。この発明の実施の形態８による交流電動機の制御装置を示す部分回路図である。この発明の実施の形態９による交流電動機の制御装置を示す部分回路図である。この発明の実施の形態９の別例による交流電動機の制御装置を示す部分回路図である。

符号の説明

１３相交流電源、２，３リアクトル、
４〜７，８〜１１第１のハーフブリッジ型変換回路、１２正側平滑コンデンサ、
１３負側平滑コンデンサ、
１４〜１７，１８〜２１第２のハーフブリッジ型変換回路、２２３相交流電動機、
２３，２４ IGBT(スイッチ素子)、２５，２６ダイオード、２７リアクトル、
２８，２９電圧検出器、３０減算器、
３５，３６第１の電流検出手段としての電流検出器、
３７，４０，４５，４８，５４，５５減算器、３８，４１第１の電流制御器、
３９，４２，４７，５０，５７ IGBT駆動回路、
４３，４４第２の電流検出手段としての電流検出器、４６，４９第２の電流制御器、
５１第３の電流検出手段としての電流検出器、５２，５３加算器、
５６第３の電流制御器、５８，５９単相交流電源、６０単相交流電源、
６１電圧制御器、６２加算器、６３周波数判定器、６４電圧判定器、
７０ゲートオフ回路、Ａ第１の電力変換器としての整流回路、
Ｂ第２の電力変換器としてのインバータ回路、
Ｃ第３の電力変換器としてのチョッパ回路。

Claims

正相、中性相および負相を有する３線直流における正相と負相との間に接続した２直列スイッチ素子、該各スイッチ素子にそれぞれ逆並列接続されたダイオードからなる第１のハーフブリッジ型変換回路、該３線直流の正相と中性相との間に接続された正側平滑コンデンサ、および該正側平滑コンデンサに直列接続されて上記３線直流の中性相と負相との間に接続された負側平滑コンデンサを有し、交流電源からの交流を上記３線直流に変換する第１の電力変換器と、
上記３線直流の正相および負相との間に接続した２直列スイッチ素子、該各スイッチ素子にそれぞれ逆並列接続されたダイオードからなる２個の第２のハーフブリッジ型変換回路を有して、該２個の第２のハーフブリッジ型変換回路の２直列スイッチ素子の接続点をそれぞれ第１相、第２相の出力、上記３線直流の中性相を第３相の出力として、上記３線直流を３相交流に変換する第２の電力変換器と、
上記３線直流の正相と負相との間に接続した２直列スイッチ素子、該各スイッチ素子にそれぞれ逆並列接続されたダイオード、および上記２直列スイッチ素子の接続点と上記正側、負側平滑コンデンサの接続点との間に接続されたリアクトルを有した第３の電力変換器と、
上記交流電源から上記第１の電力変換器に入力される電流を検出する第１の電流検出手段を有して、該検出電流が第１の電流指令に追従するように上記第１のハーフブリッジ型変換回路への制御信号を生成する第１の電流制御器と、
上記第２の電力変換器から出力される電流を検出する第２の電流検出手段を有して、該検出電流が第２の電流指令に追従するように上記各第２のハーフブリッジ型変換回路への制御信号を生成する第２の電流制御器と、
上記第３の電力変換器の上記リアクトルに流れる電流を検出する第３の電流検出手段を有して、該検出電流が第３の電流指令に追従するように上記２直列スイッチ素子への制御信号を生成する第３の電流制御器とを備え、
上記第１の電流指令と上記第２の電流指令とに基づいて上記第３の電流指令を生成することを特徴とする電力変換装置。
上記第１の電力変換器は、上記第１のハーフブリッジ型変換回路を２個備えて、上記交流電源である３相交流電源の第１相、第２相の各相を上記各第１のハーフブリッジ型変換回路の２直列スイッチ素子の接続点にリアクトルを介して接続し、第３相を上記３線直流の中性相に接続して構成し、
上記第３の電流指令は、上記第１の電流指令となる上記３相交流電源の第１相電流指令および第２相電流指令を加算した電流指令と、上記第２の電流指令となる上記第２の電力変換器の第１相電流指令および第２相電流指令を加算した電流指令との差に基づいて生成されることを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
上記第１の電力変換器は、上記第１のハーフブリッジ型変換回路を２個備えて、上記交流電源である単相３線式交流電源の２つの単相電源を、上記各第１のハーフブリッジ型変換回路の２直列スイッチ素子の接続点と上記３線直流の中性相との間にそれぞれリアクトルを介して接続して構成し、
上記第３の電流指令は、上記第１の電流指令となる上記２つの単相電源の電流指令を加算した電流指令と、上記第２の電流指令となる上記第２の電力変換器の第１相電流指令および第２相電流指令を加算した電流指令との差に基づいて生成されることを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
上記第１の電力変換器は、上記交流電源である単相交流電源を、上記第１のハーフブリッジ型変換回路の２直列スイッチ素子の接続点と上記３線直流の中性相との間にリアクトルを介して接続して構成し、
上記第３の電流指令は、上記第１の電流指令となる上記単相交流電源の電流指令と、上記第２の電流指令となる上記第２の電力変換器の第１相電流指令および第２相電流指令を加算した電流指令との差に基づいて生成されることを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
上記正側平滑コンデンサと上記負側平滑コンデンサとの電圧差を検出し、該検出された電圧差を小さくするように上記第３の電力変換器の上記リアクトルに流れる電流の指令値となる第４の電流指令を演算する手段を備え、上記第３の電流指令は、上記第４の電流指令を加算したものであることを特徴とする請求項１〜４のいずれかに記載の電力変換装置。
上記第３の電力変換器の２直列スイッチ素子の双方をオフするゲートオフ手段を備え、上記正側平滑コンデンサと上記負側平滑コンデンサとの電圧差を検出し、該検出された電圧差が所定値以下の時、上記ゲートオフ手段により上記２直列スイッチ素子の双方をオフすることを特徴とする請求項１〜５のいずれかに記載の電力変換装置。
上記第３の電力変換器の２直列スイッチ素子の双方をオフするゲートオフ手段を備え、上記第２の電力変換器の出力周波数が所定値以上の時、上記ゲートオフ手段により上記２直列スイッチ素子の双方をオフすることを特徴とする請求項１〜５のいずれかに記載の電力変換装置。
上記第３の電力変換器の２直列スイッチ素子の双方をオフするゲートオフ手段と、上記正側平滑コンデンサと上記負側平滑コンデンサとの電圧差が所定値以下であることを検出する第１の検出手段と、上記第２の電力変換器の出力周波数が所定値以上であることを検出する第２の検出手段とを備え、上記第１、第２の検出手段の一方、または双方にて上記各検出がなされたとき、上記ゲートオフ手段により上記２直列スイッチ素子の双方をオフすることを特徴とする請求項１〜５のいずれかに記載の電力変換装置。
上記第３の電力変換器の２直列スイッチ素子の双方をオフするゲートオフ手段と、上記正側平滑コンデンサと上記負側平滑コンデンサとの電圧差が所定値以下であることを検出する第１の検出手段と、上記第２の電力変換器の出力周波数が所定値以上であることを検出する第２の検出手段とを備え、上記第１、第２の検出手段の双方にて上記各検出がなされたとき、上記ゲートオフ手段により上記２直列スイッチ素子の双方をオフすることを特徴とする請求項１〜５のいずれかに記載の電力変換装置。
上記第２の電力変換器の３相交流出力を３相交流電動機に接続することを特徴とする請求項１〜９のいずれかに記載の電力変換装置。