JP6138276B2

JP6138276B2 - 電力変換装置、およびそれを備えたモータ駆動装置、およびそれを備えた送風機、圧縮機、およびそれらを備えた空気調和機、冷蔵庫、ならびに冷凍機

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Publication number: JP6138276B2
Application number: JP2015551322A
Authority: JP
Inventors: 啓介植村; 卓也下麥; 有澤　浩一; 浩一有澤; 篠本　洋介; 洋介篠本; 成雄梅原; 慎一郎浦; 誠谷川
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2013-12-03
Filing date: 2013-12-03
Publication date: 2017-05-31
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Description

本発明は、電力変換装置、およびそれを備えたモータ駆動装置、およびそれを備えた送風機、圧縮機、およびそれらを備えた空気調和機、冷蔵庫、ならびに冷凍機に関する。

ＰＷＭ変調方式の３相インバータを構成するスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ状態を組み合わせることにより、３相交流電圧を生成して負荷に供給する電力変換装置では、例えばモータ等の３相負荷に流れる各相電流を検出し、その各相電流に基づいて負荷を制御している。

３相負荷に流れる各相電流を検出する手段としては、インバータを構成するスイッチング素子に直列に接続された電流センサやシャント抵抗などがある。

シャント抵抗を設ける構成としては、直流電源とインバータ装置との間の電流を検出する電源シャント抵抗を設ける構成や、下アームスイッチング素子と直流電源のマイナス側との間に当該相の相電流を検出する下アームシャント抵抗を設ける構成がある。

電源シャント抵抗や下アームシャント抵抗を設ける構成では、位相毎に検出する相電流を特定する必要があり、制御ソフトが複雑化する。また、電源シャント抵抗を設ける構成では、１相分の電流しか検出できない場合に、２相分の電流を検出するために通電調節を行う必要がある。つまり、１スイッチング周期において各相電流を検出する期間が狭い範囲に限定される。このため、例えば、「電源シャント抵抗と、少なくとも２相分の下アームシャント抵抗を設けて、下アームシャント抵抗により検出できない相電流を、電源シャント抵抗により検出する」ことにより、簡単な制御ソフトで相電流の検出ができるインバータ装置が開示されている（例えば、特許文献１）。

特開２００６−６７７４７号公報

シャント抵抗を設ける構成では、インバータの動作に影響することなく、また、余分な電力を消費することのないように、シャント抵抗の抵抗値は十分に小さいものとする必要がある。このシャント抵抗に流れる電流を検出するためには、シャント抵抗の両端電圧を増幅して制御手段に取り込む必要がある。つまり、制御手段の前段に増幅手段を設ける必要がある。

ここで、上記特許文献１に記載された技術は、下アームシャント抵抗と電源シャント抵抗とを有する構成であり、両者の両端電圧を増幅して制御手段に取り込む必要があった。増幅手段の数について補足すると、２相分の下アームシャント抵抗と電源シャント抵抗とを設ける構成では、少なくとも３つの増幅手段が必要となり、３相分の下アームシャント抵抗と電源シャント抵抗とを設ける構成では、少なくとも４つの増幅手段が必要となる。

したがって、上記特許文献１に記載された技術では、増幅手段の増加、検出値のばらつきの抑制、制御手順の複雑化等に伴い、装置の大型化や高コスト化を招く場合があるという問題があった。

本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、装置の大型化や高コスト化を招くことなく、各相電流の検出期間を拡大することができる電力変換装置、およびそれを備えたモータ駆動装置、およびそれを備えた送風機、圧縮機、およびそれらを備えた空気調和機、冷蔵庫、ならびに冷凍機を提供することを目的とする。

上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明は、直流電源から供給される直流電力を交流電力に変換する電力変換装置であって、各相上アームスイッチング素子および各相下アームスイッチング素子を具備するアームを並列に接続して構成されるインバータと、前記直流電源の負電圧側と前記インバータとの間に設けられた電源シャント抵抗と、少なくとも２相分の前記各相下アームスイッチング素子と前記電源シャント抵抗との間にそれぞれ設けられた下アームシャント抵抗と、前記各相下アームスイッチング素子および前記下アームシャント抵抗の各接続点と前記直流電源の負電圧側との間の電圧を検出する電圧検出部と、前記電圧検出部の各検出値より前記各相上アームスイッチング素子および前記各相下アームスイッチング素子に対応する駆動信号を生成する制御部と、を備え、前記インバータのスイッチングの１周期内における上アームスイッチング素子が全てＯＮ状態である時間と、下アームスイッチング素子が全てＯＮ状態である時間の比率を変更することを特徴とする。

本発明によれば、装置の大型化や高コスト化を招くことなく、各相電流の検出期間を拡大して、各相電流に基づく制御の高精度化を図りつつ、スイッチング損失を抑制できる、という効果を奏する。

図１は、実施の形態１にかかる電力変換装置の一構成例を示す図である。図２は、実施の形態１にかかる電力変換装置の制御部の一構成例を示す図である。図３は、空間ベクトル変調方式における各相上アームスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ状態とインバータの出力電圧ベクトルとの関係を示す模式図である。図４は、インバータの出力電圧ベクトルの定義を示す図である。図５は、インバータの出力電圧ベクトルが実ベクトルＶ１（１００）である場合に、インバータの各部に流れる電流を示す図である。図６は、インバータの出力電圧ベクトルが実ベクトルＶ２（０１０）である場合に、インバータの各部に流れる電流を示す図である。図７は、インバータの出力電圧ベクトルが実ベクトルＶ３（００１）である場合に、インバータの各部に流れる電流を示す図である。図８は、インバータの出力電圧ベクトルがゼロベクトルＶ０（０００）である場合に、インバータの各部に流れる電流を示す図である。図９は、インバータの出力電圧ベクトルが実ベクトルＶ４（１１０）である場合に、インバータの各部に流れる電流を示す図である。図１０は、インバータの出力電圧ベクトルが実ベクトルＶ５（０１１）である場合に、インバータの各部に流れる電流を示す図である。図１１は、インバータの出力電圧ベクトルが実ベクトルＶ６（１０１）である場合に、インバータの各部に流れる電流を示す図である。図１２は、実施の形態２にかかる電力変換装置の一構成例を示す図である。図１３は、実施の形態２にかかる電力変換装置の制御部の一構成例を示す図である。図１４は、インバータの出力電圧ベクトルが実ベクトルＶ１（１００）である場合に、インバータの各部に流れる電流を示す図である。図１５は、インバータの出力電圧ベクトルが実ベクトルＶ２（０１０）である場合に、インバータの各部に流れる電流を示す図である。図１６は、インバータの出力電圧ベクトルが実ベクトルＶ３（００１）である場合に、インバータの各部に流れる電流を示す図である。図１７は、インバータの出力電圧ベクトルがゼロベクトルＶ０（０００）である場合に、インバータの各部に流れる電流を示す図である。図１８は、インバータの出力電圧ベクトルが実ベクトルＶ４（１１０）である場合に、インバータの各部に流れる電流を示す図である。図１９は、インバータの出力電圧ベクトルが実ベクトルＶ５（０１１）である場合に、インバータの各部に流れる電流を示す図である。図２０は、インバータの出力電圧ベクトルが実ベクトルＶ６（１０１）である場合に、インバータの各部に流れる電流を示す図である。

以下に添付図面を参照し、本発明の実施の形態にかかる電力変換装置について説明する。なお、以下に示す実施の形態により本発明が限定されるものではない。

実施の形態１．
図１は、実施の形態１にかかる電力変換装置の一構成例を示す図である。図１に示す例では、実施の形態１にかかる電力変換装置１００は、直流電源１から供給される直流電力を負荷装置（図１に示す例ではモータ）９に供給する３相交流電力に変換する構成としている。

図１に示すように、電力変換装置１００は、モータ９に３相交流電力を供給するための主たる構成要素として、上アームスイッチング素子３ａ〜３ｃ（ここでは、３ａ：Ｕ相、３ｂ：Ｖ相、３ｃ：Ｗ相）および下アームスイッチング素子３ｄ〜３ｆ（ここでは、３ｄ：Ｕ相、３ｅ：Ｖ相、３ｆ：Ｗ相）からなる３つのアームで構成されるインバータ２と、各相上アームスイッチング素子３ａ〜３ｃおよび各相下アームスイッチング素子３ｄ〜３ｆに対応する６つの駆動信号を生成して、それぞれ各相上アームスイッチング素子３ａ〜３ｃおよび各相下アームスイッチング素子３ｄ〜３ｆに出力する制御部７とを備えている。各相上アームスイッチング素子３ａ〜３ｃおよび各相下アームスイッチング素子３ｄ〜３ｆは、それぞれ逆並列接続された還流ダイオード４ａ〜４ｆ（ここでは、４ａ：Ｕ相上アーム、４ｂ：Ｖ相上アーム、４ｃ：Ｗ相上アーム、４ｄ：Ｕ相下アーム、４ｅ：Ｖ相下アーム、４ｆ：Ｗ相下アーム）を含み構成されている。

制御部７は、例えばマイコンやＣＰＵ等で構成され、入力されたアナログの電圧信号をデジタル値に変換して、モータ９の制御アプリケーションに応じた演算・制御を行う演算・制御手段である。

また、実施の形態１にかかる電力変換装置１００は、直流電源１の負電圧側（図１に示す例ではＧＮＤ）とインバータ２との間に設けられた電源シャント抵抗５と、３つのアームのうちの２つ（ここでは、Ｕ相およびＶ相）の各相下アームスイッチング素子３ｄ，３ｅと電源シャント抵抗５との間にそれぞれ設けられた下アームシャント抵抗６ａ，６ｂ（ここでは、６ａ：Ｕ相、６ｂ：Ｖ相）と、各相下アームスイッチング素子３ｄ，３ｅおよび下アームシャント抵抗６ａ，６ｂの各接続点と直流電源１の負電圧側（ここではＧＮＤ）との間の各電圧（以下、「各相下アーム電圧」という）Ｖｕ，Ｖｖを検出する各相下アーム電圧検出部８ａ，８ｂ（ここでは、８ａ：Ｕ相、８ｂ：Ｖ相）とを備えている。なお、図１に示す例では、電源シャント抵抗５の抵抗値をＲｄｃ、下アームシャント抵抗６ａ，６ｂの抵抗値をＲｓｈとしている。

図２は、実施の形態１にかかる電力変換装置の制御部の一構成例を示す図である。実施の形態１にかかる電力変換装置１００の制御部７は、各相下アーム電圧検出部８ａ，８ｂにより検出された各相下アーム電圧Ｖｕ，Ｖｖに基づいて、モータ９の各相巻線に流れる各相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを演算する電流演算部１０、電流演算部１０の出力である各相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを三相固定座標系から二相回転座標系へ変換する座標変換部１１、各相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを座標変換部１１で座標変換した、座標変換後の電流ｉγ，ｉδに基づいて、インバータ２からモータ９の各相巻線に出力される各相電圧指令値ＶＬｕ＊，ＶＬｖ＊，ＶＬｗ＊を算出する電圧指令値算出部１２、電圧指令値算出部１２から出力される各相電圧指令値ＶＬｕ＊，ＶＬｖ＊，ＶＬｗ＊に基づいて、各相上アームスイッチング素子３ａ〜３ｃおよび各相下アームスイッチング素子３ｄ〜３ｆに出力する各駆動信号Ｓｕｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｐ，Ｓｖｎ，Ｓｗｐ，Ｓｗｎを生成する駆動信号生成部１３、座標変換後の電流ｉγ，ｉδより、モータ９のロータ回転位置θを演算するロータ回転位置演算部１４と、各駆動信号Ｓｕｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｐ，Ｓｖｎ，Ｓｗｐ，Ｓｗｎの基準周波数となる三角波や鋸歯波等のキャリア信号ｆｃ＊を生成するキャリア信号生成部１５を備えている。

電流演算部１０は、電圧指令値算出部１２から出力される各相電圧指令値ＶＬｕ＊，ＶＬｖ＊，ＶＬｗ＊、キャリア信号生成部１５から出力されるキャリア信号ｆｃ＊、ロータ回転位置演算部１４で演算したロータ回転位置θを用いて、後述する空間ベクトル変調方式における各相上アームスイッチング素子３ａ〜３ｃのＯＮ／ＯＦＦ状態を判別し、この各相上アームスイッチング素子３ａ〜３ｃのＯＮ／ＯＦＦ状態に応じた各相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを演算する。この空間ベクトル変調方式における各相上アームスイッチング素子３ａ〜３ｃのＯＮ／ＯＦＦ状態に応じた各相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの演算手法については後述する。

座標変換部１１は、ロータ回転位置演算部１４で演算したロータ回転位置θを用いて、三相固定座標系で表された各相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを二相回転座標系へ座標変換し、座標変換後の電流ｉγ，ｉδを算出する。

電圧指令値算出部１２は、座標変換部１１から出力される座標変換後の電流ｉγ，ｉδに応じて、駆動信号生成部１３から出力される各駆動信号Ｓｕｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｐ，Ｓｖｎ，Ｓｗｐ，Ｓｗｎのオンデューティー（つまり、１スイッチング周期における各相上アームスイッチング素子３ａ〜３ｃおよび各相下アームスイッチング素子３ｄ〜３ｆのＯＮ時間の割合）に換算した各相電圧指令値ＶＬｕ＊，ＶＬｖ＊，ＶＬｗ＊を算出する。

駆動信号生成部１３は、電圧指令値算出部１２から出力された各相電圧指令値ＶＬｕ＊，ＶＬｖ＊，ＶＬｗ＊とキャリア信号生成部１５から出力されたキャリア信号ｆｃ＊とを比較し、各相電圧指令値ＶＬｕ＊，ＶＬｖ＊，ＶＬｗ＊とキャリア信号ｆｃ＊との大小関係により、各スイッチング素子３ａ〜３ｆに出力する各駆動信号Ｓｕｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｐ，Ｓｖｎ，Ｓｗｐ，Ｓｗｎを生成する。

ロータ回転位置演算部１４では座標変換後の電流ｉγ，ｉδに基づきロータ回転位置θを演算し、座標変換部１１と電圧指令値算出部１２へロータ回転位置θを渡す。

なお、上述した制御部７の構成は、負荷装置であるモータ９を制御するための一構成例であり、この制御部７の構成や制御手法により、本発明が制限されるものではない。

つぎに、ＰＷＭ変調による各相上アームスイッチング素子３ａ〜３ｃおよび各相下アームスイッチング素子３ｄ〜３ｆへの駆動信号を生成する、空間ベクトル変調方式について説明する。図３は、空間ベクトル変調方式における各相上アームスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ状態とインバータの出力電圧ベクトルとの関係を示す模式図であり、図４は、インバータ２の出力電圧ベクトルの定義を示す図である。なお、図３および図４に示す例では、各相上アームスイッチング素子３ａ〜３ｃがＯＮ状態である場合を「１」、ＯＦＦ状態である場合を「０」と定義する。

図３および図４に示すように、各相上アームスイッチング素子３ａ〜３ｃのＯＮ／ＯＦＦ状態としては、ＯＮ状態（つまり、「１」）とＯＦＦ状態（つまり、「０」）との２通り存在し、また、各相上アームスイッチング素子３ａ〜３ｃのＯＮ／ＯＦＦ状態の組み合わせに対応して、インバータ２の出力電圧ベクトルは、（（Ｕ相上アームスイッチング素子３ａの状態）（Ｖ相上アームスイッチング素子３ｂの状態）（Ｗ相上アームスイッチング素子３ｃの状態））の形式で定義すると、Ｖ０（０００），Ｖ１（１００），Ｖ２（０１０），Ｖ３（００１），Ｖ４（１１０），Ｖ５（０１１），Ｖ６（１０１），Ｖ７（１１１）の８通り存在する。これらインバータ２の出力電圧ベクトルのうち、大きさを持たないＶ０（０００）およびＶ７（１１１）をゼロベクトルと呼び、これら以外の大きさが等しく互いに６０度の位相差を持つＶ１（１００），Ｖ２（０１０），Ｖ３（００１），Ｖ４（１１０），Ｖ５（０１１），Ｖ６（１０１）を実ベクトルと呼ぶ。

制御部７は、これら各ゼロベクトルＶ０，Ｖ７、および各実ベクトルＶ１〜Ｖ６を任意の組み合わせで合成して各相上アームスイッチング素子３ａ〜３ｃおよび各相下アームスイッチング素子３ｄ〜３ｆに対応する３相ＰＷＭ電圧の駆動信号を生成する。

また一般的に、インバータ２がゼロベクトルＶ０，Ｖ７を出力する時間比率が１：１となるように３相ＰＷＭ電圧の駆動信号を生成するが、ゼロベクトルＶ０，Ｖ７はスイッチングパターンが異なるものの、共に大きさを持たない電圧ベクトルであることを考慮して、ゼロベクトルＶ０，Ｖ７を出力する時間比率を変更することが可能である。

つぎに、実施の形態１にかかる電力変換装置１００における各相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの演算手法について、図５〜図１１を参照して説明する。

図５は、インバータの出力電圧ベクトルが実ベクトルＶ１（１００）である場合に、インバータの各部に流れる電流を示す図である。図５に示す例では、モータ９の各相巻線の高電位側から低電位側に流れる電流を、それぞれｉｕ，ｉｖ，ｉｗとしている。なお、以下の各図に示す例においても、図５と同様の記載とする。

図５に示すように、インバータ２の出力電圧ベクトルが実ベクトルＶ１（１００）である場合には、直流電源１の正電圧側からＵ相上アームスイッチング素子３ａを介してモータ９に向かいＵ相電流ｉｕが流れ、モータ９からＶ相下アームスイッチング素子３ｅ、Ｖ相下アームシャント抵抗６ｂ、電源シャント抵抗５を介して直流電源１の負電圧側に向かいＶ相電流ｉｖが流れ、Ｗ相下アームスイッチング素子３ｆ、電源シャント抵抗５を介して直流電源１の負電圧側に向かいＷ相電流ｉｗが流れる。このとき、Ｕ相下アーム電圧Ｖｕ、およびＶ相下アーム電圧Ｖｖは、以下の（１），（２）式で表すことができる。

Ｖｕ＝ｉｕ×Ｒｄｃ …（１）
Ｖｖ＝ｉｕ×Ｒｄｃ＋ｉｖ×Ｒｓｈ …（２）

また、図５に示すＸ点においてキルヒホッフの第一法則を適用すると、次式が成立する。

ｉｕ＝ｉｖ＋ｉｗ …（３）

つまり、上記（１），（２），（３）式を用いて各相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを算出することができる。

図６は、インバータの出力電圧ベクトルが実ベクトルＶ２（０１０）である場合に、インバータの各部に流れる電流を示す図である。

図６に示すように、インバータ２の出力電圧ベクトルが実ベクトルＶ２（０１０）である場合には、直流電源１の正電圧側からＶ相上アームスイッチング素子３ｂを介してモータ９に向かいＶ相電流ｉｖが流れ、モータ９からＵ相下アームスイッチング素子３ｄ、Ｕ相下アームシャント抵抗６ａ、電源シャント抵抗５を介して直流電源１の負電圧側に向かいＵ相電流ｉｕが流れ、Ｗ相下アームスイッチング素子３ｆ、電源シャント抵抗５を介して直流電源１の負電圧側に向かいＷ相電流ｉｗが流れる。このとき、Ｕ相下アーム電圧Ｖｕ、およびＶ相下アーム電圧Ｖｖは、以下の（４），（５）式で表すことができる。

Ｖｕ＝ｉｖ×Ｒｄｃ＋ｉｕ×Ｒｓｈ …（４）
Ｖｖ＝ｉｖ×Ｒｄｃ …（５）

また、図６に示すＸ点においてキルヒホッフの第一法則を適用すると、次式が成立する。

ｉｖ＝ｉｕ＋ｉｗ …（６）

つまり、上記（４），（５），（６）式を用いて各相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを算出することができる。

図７は、インバータの出力電圧ベクトルが実ベクトルＶ３（００１）である場合に、インバータの各部に流れる電流を示す図である。

図７に示すように、インバータ２の出力電圧ベクトルが実ベクトルＶ３（００１）である場合には、直流電源１の正電圧側からＷ相上アームスイッチング素子３ｃを介してモータ９に向かいＷ相電流ｉｗが流れ、モータ９からＵ相下アームスイッチング素子３ｄ、Ｕ相下アームシャント抵抗６ａ、電源シャント抵抗５を介して直流電源１の負電圧側に向かいＵ相電流ｉｕが流れ、Ｖ相下アームスイッチング素子３ｅ、電源シャント抵抗５を介して直流電源１の負電圧側に向かいＶ相電流ｉｖが流れる。このとき、Ｕ相下アーム電圧Ｖｕ、およびＶ相下アーム電圧Ｖｖは、以下の（７），（８）式で表すことができる。

Ｖｕ＝ｉｗ×Ｒｄｃ＋ｉｕ×Ｒｓｈ …（７）
Ｖｖ＝ｉｗ×Ｒｄｃ＋ｉｖ×Ｒｓｈ …（８）

また、図７に示すＸ点においてキルヒホッフの第一法則を適用すると、

ｉｗ＝ｉｕ＋ｉｖ …（９）

となる。つまり、上記（７），（８），（９）式を用いて各相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを算出することができる。

図８は、インバータの出力電圧ベクトルがゼロベクトルＶ０（０００）である場合に、インバータの各部に流れる電流を示す図である。図８に示す例では、一例として、実ベクトルＶ１（１００）からゼロベクトルＶ０（０００）に移行した場合に、インバータ２に流れる電流を示している。

図８に示すように、インバータ２の出力電圧ベクトルが実ベクトルＶ１（１００）からゼロベクトルＶ０（０００）に移行した場合には、電源シャント抵抗５には電流はほとんど流れず、Ｘ点の電位はほぼゼロとなる。このとき、Ｘ点から還流ダイオード４ｄを介してモータ９に向かいＵ相電流ｉｕが流れ、モータ９からＶ相下アームスイッチング素子３ｅ、Ｖ相下アームシャント抵抗６ｂを介してＸ点に向かいＶ相電流ｉｖが流れ、Ｗ相下アームスイッチング素子３ｆを介してＸ点に向かいＷ相電流ｉｗが流れる。このとき、Ｕ相下アーム電圧Ｖｕ、およびＶ相下アーム電圧Ｖｖは、以下の２式で表すことができる。

Ｖｕ＝（−ｉｕ）×Ｒｓｈ …（１０）
Ｖｖ＝ｉｖ×Ｒｓｈ …（１１）

また、Ｘ点においてキルヒホッフの第一法則を適用すると、次式が成立する。

ｉｕ＝ｉｖ＋ｉｗ …（１２）

つまり、上記（１０），（１１），（１２）式を用いて各相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを算出することができる。

このように、本実施の形態にかかる電力変換装置１００では、実ベクトルＶ１（１００），Ｖ２（０１０），Ｖ３（００１）、およびゼロベクトルＶ０（０００）である場合には、Ｕ相下アーム電圧Ｖｕ、およびＶ相下アーム電圧Ｖｖを検出することにより、モータ９の各相巻線に流れる各相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを算出することができる。

図９は、インバータの出力電圧ベクトルが実ベクトルＶ４（１１０）である場合に、インバータの各部に流れる電流を示す図である。

図９に示すように、インバータ２の出力電圧ベクトルが実ベクトルＶ４（１１０）である場合には、直流電源１の正電圧側からＵ相上アームスイッチング素子３ａを介してモータ９に向かいＵ相電流ｉｕが流れ、Ｖ相上アームスイッチング素子３ｂを介してモータ９に向かいＶ相電流ｉｖが流れ、モータ９からＷ相下アームスイッチング素子３ｆ、電源シャント抵抗５を介して直流電源１の負電圧側に向かいＷ相電流ｉｗが流れる。このとき、Ｕ相下アーム電圧Ｖｕ、およびＶ相下アーム電圧Ｖｖは、以下の（１３），（１４）式で表すことができる。

Ｖｕ＝ｉｗ×Ｒｄｃ …（１３）
Ｖｖ＝ｉｗ×Ｒｄｃ …（１４）

ここで、モータ９が３相平衡負荷である場合には、相電流の平衡条件より、次式が成立する。

ｉｕ＋ｉｖ＝ｉｗ …（１５）
ｉｕ＝ｉｖ＝（１／２）ｉｗ …（１６）

つまり、モータ９が３相平衡負荷である場合には、上記（１３），（１４）式のいずれか一方、および（１６）式を用いて各相電流ｉｕ，ｉｖ，Ｉｗを算出することができる。

図１０は、インバータの出力電圧ベクトルが実ベクトルＶ５（０１１）である場合に、インバータの各部に流れる電流を示す図である。

図１０に示すように、インバータ２の出力電圧ベクトルが実ベクトルＶ５（０１１）である場合には、直流電源１の正電圧側からＶ相上アームスイッチング素子３ｂを介してモータ９に向かいＶ相電流ｉｖが流れ、Ｗ相上アームスイッチング素子３ｃを介してモータ９に向かいＷ相電流ｉｗが流れ、モータ９からＵ相下アームスイッチング素子３ｄ、Ｕ相下アームシャント抵抗６ａ、電源シャント抵抗５を介して直流電源１の負電圧側に向かいＵ相電流ｉｕが流れる。このとき、Ｕ相下アーム電圧Ｖｕ、およびＶ相下アーム電圧Ｖｖは、以下の（１７），（１８）式で表すことができる。

Ｖｕ＝ｉｕ×Ｒｄｃ＋ｉｕ×Ｒｓｈ …（１７）
Ｖｖ＝ｉｕ×Ｒｄｃ …（１８）

ｉｖ＋ｉｗ＝ｉｕ …（１９）
ｉｖ＝ｉｗ＝（１／２）ｉｕ …（２０）

つまり、モータ９が３相平衡負荷である場合には、上記（１７），（１８）式のいずれか一方、および（２０）式を用いて各相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを算出することができる。

図１１は、インバータの出力電圧ベクトルが実ベクトルＶ６（１０１）である場合に、インバータの各部に流れる電流を示す図である。

図１１に示すように、インバータ２の出力電圧ベクトルが実ベクトルＶ６（１０１）である場合には、直流電源１の正電圧側からＵ相上アームスイッチング素子３ａを介してモータ９に向かいＵ相電流ｉｕが流れ、Ｗ相上アームスイッチング素子３ｃを介してモータ９に向かいＷ相電流ｉｗが流れ、モータ９からＶ相下アームスイッチング素子３ｅ、Ｖ相下アームシャント抵抗６ｂ、電源シャント抵抗５を介して直流電源１の負電圧側に向かいＶ相電流ｉｖが流れる。このとき、Ｕ相下アーム電圧Ｖｕ、およびＶ相下アーム電圧Ｖｖは、以下の（２１），（２２）式で表すことができる。

Ｖｕ＝ｉｖ×Ｒｄｃ …（２１）
Ｖｖ＝ｉｖ×Ｒｄｃ＋ｉｖ×Ｒｓｈ …（２２）

ｉｕ＋ｉｗ＝ｉｖ …（２３）
ｉｕ＝ｉｗ＝（１／２）ｉｖ …（２４）

つまり、モータ９が３相平衡負荷である場合には、上記（２１），（２２）式のいずれか一方、および（２４）式を用いて各相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを算出することができる。

このように、本実施の形態にかかる電力変換装置１００では、実ベクトルＶ４（１１０），Ｖ５（０１１），Ｖ６（１０１）である場合でも、モータ９が３相平衡負荷である場合には、Ｕ相下アーム電圧Ｖｕ、およびＶ相下アーム電圧Ｖｖのいずれか一方を検出することにより、モータ９の各相巻線に流れる各相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを算出することができる。

また、各相上アームスイッチング素子３ａ〜３ｃのＯＮ／ＯＦＦ状態、つまり、インバータ２の出力電圧ベクトルがゼロベクトルＶ０である場合だけでなく、実ベクトルＶ１〜Ｖ６である場合においても、２つの各相下アーム電圧に基づいて各相電流を算出することができ、各相電流に基づく制御の高精度化を図ることができる。

さらに、ゼロベクトルＶ０，Ｖ７を出力する時間比率を変更した場合、キャリア信号ｆｃ＊の１周期内で、インバータ２が出力する電圧ベクトルの種類が減るためにスイッチング回数も減り、インバータ２における損失を抑制することができる。

例としてロータ回転位置θが０ｒａｄ以上、π／３以下の範囲を取り上げて説明する。ゼロベクトルＶ０，Ｖ７を出力する時間比率を１：１とした場合は、Ｖ０（０００）→Ｖ１（１００）→Ｖ４（１１０）→Ｖ７（１１１）→Ｖ４（１１０）→Ｖ１（１００）→Ｖ０（０００）の順番にインバータ２はスイッチングする。一方、ゼロベクトルＶ０，Ｖ７を出力する時間比率を１：０とした場合は、Ｖ０（０００）→Ｖ１（１００）→Ｖ４（１１０）→Ｖ４（１１０）→Ｖ１（１００）→Ｖ０（０００）の順番にインバータ２はスイッチングする。そのため、ゼロベクトルＶ０，Ｖ７を出力する時間比率を１：０（すなわち、インバータのスイッチングの１周期内における上アームスイッチング素子が全てＯＮ状態である時間が零）とした場合の方が、スイッチング回数は減るため、インバータ２での損失を抑制することができる。これはロータ回転位置θが０ｒａｄ以上、π／３以下の範囲以外においても同様である。

また、炭化ケイ素（ＳｉＣ）や窒化ガリウム（ＧａＮ）などのワイドバンドギャップ半導体を用いたスイッチング素子を上アームスイッチング素子３ａ〜３ｃおよび下アームスイッチング素子３ｄ〜３ｆへ適用し、キャリア信号ｆｃ＊を高周波化した場合、スイッチング周期が短くなる。各相下アーム電圧を検出するには必要最小限の遅れ時間（例えばＡＤ変換器サンプルホールド回路のサンプルホールド時間）が必要なため、キャリア信号ｆｃ＊を高周波化した場合、各相下アーム電圧の検出が困難となる場合がある。

そこで、ゼロベクトルＶ０，Ｖ７を出力する時間比率を、ゼロベクトルＶ０を出力する時間が各相下アーム電圧を検出するための必要最小限の遅れ時間より長くなるように変更することで、キャリア信号ｆｃ＊を高周波化した場合においても、以前に述べた各相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの演算手法に基づいた高精度な演算を実現することが可能となる。

以上説明したように、実施の形態１の電力変換装置によれば、直流電源の負電圧側とインバータとの間に設けられた電源シャント抵抗と、３つのアームのうちの２つの各相下アームスイッチング素子と電源シャント抵抗との間にそれぞれ設けられた下アームシャント抵抗とを設け、各相下アームスイッチング素子および下アームシャント抵抗の各接続点と直流電源の負電圧側との間の各電圧である２つの各相下アーム電圧を検出し、その各検出値に基づいて、負荷装置に流れる各相電流を算出するようにしたので、増幅手段により構成される電圧検出部の数は２つでよく、同様に２相分の下アームシャント抵抗と電源シャント抵抗とを設ける構成であっても、増幅手段により構成される電圧検出部を３つ必要とする従来構成よりも装置の小型化、低コスト化を図ることができる。

なお、上記特許文献１に記載された技術では、下アームシャント抵抗の両端電圧と電源シャント抵抗の両端電圧とを制御手段に取り込む必要があるが、下アームシャント抵抗と電源シャント抵抗とで抵抗値が異なる場合には、下アームシャント抵抗の両端電圧を増幅する増幅手段と電源シャント抵抗の両端電圧を増幅する増幅手段とではゲインも異なる場合には、ハードウェアに起因する検出値のばらつきが大きくなるという課題が生じていたが、実施の形態１の電力変換装置によれば、２つの各相下アーム電圧に基づいて各相電流を算出することができるので、ハードウェアに起因する検出値のばらつきの影響を小さくすることが可能となる。

また、上記特許文献１に記載された技術では、下アームシャント抵抗により検出できなかった相電流を電源シャント抵抗により検出するようにしているため制御手順が複雑化していたが、実施の形態１の電力変換装置によれば、電源シャント抵抗の電圧を検出せずに各相電流を算出することができるので、制御手順を簡易化することが可能となる。

また、実施の形態１の電力変換装置によれば、インバータのスイッチングの１周期内における上アームスイッチング素子が全てＯＮ状態である時間と、下アームスイッチング素子が全てＯＮ状態である時間の比率を変更することとしたので、キャリア信号ｆｃ＊の高周波化に対しても、柔軟な対応が可能となる。

なお、上記比率は、インバータのスイッチングの１周期内における上アームスイッチング素子が全てＯＮ状態である時間に対して下アームスイッチング素子が全てＯＮ状態である時間が長くなるように変更すれば、キャリア信号ｆｃ＊を高周波化した場合においても、高精度な演算を実現することが可能となる。

また、上記比率は、インバータのスイッチングの１周期内における上アームスイッチング素子が全てＯＮ状態である時間が零となるように変更すれば、スイッチング回数の削減を通じて、インバータでの損失を抑制することが可能となる。

また、上記比率は、インバータの運転状況（例えば変調率）に応じて変更するようにすれば、装置の柔軟な運用が可能となる。なお、変調率と関連付けたテーブルを用意しておけば、変調率に対応した比率の選択に要する演算時間を短縮することが可能となる。

実施の形態２．
実施の形態１では、Ｕ相、Ｖ相、およびＷ相のうち、２相の下アームスイッチング素子に下アームシャント抵抗を接続し、これら２相の下アーム電圧を検出することにより、負荷装置に流れる各相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを算出する手法について説明したが、本実施の形態では、Ｕ相、Ｖ相、およびＷ相の各相下アームスイッチング素子に下アームシャント抵抗を接続し、これら３相の下アーム電圧を検出して、負荷装置に流れる各相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを算出する手法について説明する。

図１２は、実施の形態２にかかる電力変換装置の一構成例を示す図である。なお、実施の形態１と同一または同等の構成部には同一符号を付して、その詳細な説明は省略する。

実施の形態２にかかる電力変換装置１００ａは、実施の形態１の構成に加え、Ｗ相下アームスイッチング素子３ｆと電源シャント抵抗５との間に設けられたＷ相下アームシャント抵抗６ｃと、Ｗ相下アームスイッチング素子３ｆおよびＷ相下アームシャント抵抗６ｃの接続点と直流電源１の負電圧側（ここではＧＮＤ）との間の電圧（Ｗ相下アーム電圧）Ｖｗを検出するＷ相下アーム電圧検出部８ｃとを備えている。なお、図１２に示す例では、下アームシャント抵抗６ａ，６ｂの抵抗値と同様に、Ｗ相下アームシャント抵抗６ｃの抵抗値をＲｓｈとしている。

Ｗ相下アーム電圧検出部８ｃは、Ｕ相下アーム電圧検出部８ａおよびＶ相下アーム電圧検出部８ｂと同様に、例えば、Ｗ相下アーム電圧Ｖｗを、制御部７ａで扱い易い電圧値とするための増幅手段で構成される。

図１３は、実施の形態２にかかる電力変換装置の制御部の一構成例を示す図である。実施の形態２にかかる電力変換装置１００ａの制御部７ａは、実施の形態１における電流演算部１０に代えて、各相下アーム電圧検出部８ａ，８ｂ，８ｃにより検出された各相下アーム電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに基づいて、モータ９の各相巻線に流れる各相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを演算する電流演算部１０ａを備えている。

つぎに、実施の形態２にかかる電力変換装置１００ａにおける各相電流の演算手法について、図１４〜図２０を参照して説明する。

図１４は、インバータの出力電圧ベクトルが実ベクトルＶ１（１００）である場合に、インバータの各部に流れる電流を示す図である。図１４に示す例では、モータ９の各相巻線の高電位側から低電位側に流れる電流を、それぞれｉｕ，ｉｖ，ｉｗとしている。なお、以下の各図に示す例においても、図１４と同様の記載とする。

図１４に示すように、インバータ２の出力電圧ベクトルが実ベクトルＶ１（１００）である場合には、直流電源１の正電圧側からＵ相上アームスイッチング素子３ａを介してモータ９に向かいＵ相電流ｉｕが流れ、モータ９からＶ相下アームスイッチング素子３ｅ、Ｖ相下アームシャント抵抗６ｂ、電源シャント抵抗５を介して直流電源１の負電圧側に向かいＶ相電流ｉｖが流れ、Ｗ相下アームスイッチング素子３ｆ、電源シャント抵抗５を介して直流電源１の負電圧側に向かいＷ相電流ｉｗが流れる。このとき、Ｕ相下アーム電圧Ｖｕ、Ｖ相下アーム電圧Ｖｖ、およびＷ相下アーム電圧Ｖｗは、以下の（２５），（２６），（２７）式で表すことができる。

Ｖｕ＝ｉｕ×Ｒｄｃ …（２５）
Ｖｖ＝ｉｕ×Ｒｄｃ＋ｉｖ×Ｒｓｈ …（２６）
Ｖｗ＝ｉｕ×Ｒｄｃ＋ｉｗ×Ｒｓｈ …（２７）

つまり、上記（２５），（２６），（２７）式を用いて各相電流ｉｕ，ｉｖ，Ｉｗを算出することができる。

図１５は、インバータの出力電圧ベクトルが実ベクトルＶ２（０１０）である場合に、インバータの各部に流れる電流を示す図である。

図１５に示すように、インバータ２の出力電圧ベクトルが実ベクトルＶ２（０１０）である場合には、直流電源１の正電圧側からＶ相上アームスイッチング素子３ｂを介してモータ９に向かいＶ相電流ｉｖが流れ、モータ９からＵ相下アームスイッチング素子３ｄ、Ｕ相下アームシャント抵抗６ａ、電源シャント抵抗５を介して直流電源１の負電圧側に向かいＵ相電流ｉｕが流れ、Ｗ相下アームスイッチング素子３ｆ、電源シャント抵抗５を介して直流電源１の負電圧側に向かいＷ相電流ｉｗが流れる。このとき、Ｕ相下アーム電圧Ｖｕ、Ｖ相下アーム電圧Ｖｖ、およびＷ相下アーム電圧Ｖｗは、以下の（２８），（２９），（３０）式で表すことができる。

Ｖｕ＝ｉｖ×Ｒｄｃ＋ｉｕ×Ｒｓｈ …（２８）
Ｖｖ＝ｉｖ×Ｒｄｃ …（２９）
Ｖｗ＝ｉｖ×Ｒｄｃ＋ｉｗ×Ｒｓｈ …（３０）

つまり、上記（２８），（２９），（３０）式を用いて各相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを算出することができる。

図１６は、インバータの出力電圧ベクトルが実ベクトルＶ３（００１）である場合に、インバータの各部に流れる電流を示す図である。

図１６に示すように、インバータ２の出力電圧ベクトルが実ベクトルＶ３（００１）である場合には、直流電源１の正電圧側からＷ相上アームスイッチング素子３ｃを介してモータ９に向かいＷ相電流ｉｗが流れ、モータ９からＵ相下アームスイッチング素子３ｄ、Ｕ相下アームシャント抵抗６ａ、電源シャント抵抗５を介して直流電源１の負電圧側に向かいＵ相電流ｉｕが流れ、Ｖ相下アームスイッチング素子３ｅ、電源シャント抵抗５を介して直流電源１の負電圧側に向かいＶ相電流ｉｖが流れる。このとき、Ｕ相下アーム電圧Ｖｕ、Ｖ相下アーム電圧Ｖｖ、およびＷ相下アーム電圧Ｖｗは、以下の（３１），（３２），（３３）式で表すことができる。

Ｖｕ＝ｉｗ×Ｒｄｃ＋ｉｕ×Ｒｓｈ …（３１）
Ｖｖ＝ｉｗ×Ｒｄｃ＋ｉｖ×Ｒｓｈ …（３２）
Ｖｗ＝ｉｗ×Ｒｄｃ …（３３）

つまり、上記（３１），（３２），（３３）式を用いて各相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを算出することができる。

図１７は、インバータの出力電圧ベクトルがゼロベクトルＶ０（０００）である場合に、インバータの各部に流れる電流を示す図である。図１７に示す例では、一例として、実ベクトルＶ１（１００）からゼロベクトルＶ０（０００）に移行した場合に、インバータ２に流れる電流を示している。

図１７に示すように、インバータ２の出力電圧ベクトルが実ベクトルＶ１（１００）からゼロベクトルＶ０（０００）に移行した場合には、電源シャント抵抗５には電流はほとんど流れず、Ｘ点の電位はほぼゼロとなる。このとき、Ｘ点から還流ダイオード４ｄを介してモータ９に向かいＵ相電流ｉｕが流れ、モータ９からＶ相下アームスイッチング素子３ｅ、Ｖ相下アームシャント抵抗６ｂを介してＸ点に向かいＶ相電流ｉｖが流れ、Ｗ相下アームスイッチング素子３ｆを介してＸ点に向かいＷ相電流ｉｗが流れる。このとき、Ｕ相下アーム電圧Ｖｕ、Ｖ相下アーム電圧Ｖｖ、およびＷ相下アーム電圧Ｖｗは、以下の（３４），（３５），（３６）式で表すことができる。

Ｖｕ＝（−ｉｕ）×Ｒｓｈ …（３４）
Ｖｖ＝ｉｖ×Ｒｓｈ …（３５）
Ｖｗ＝ｉｗ×Ｒｓｈ …（３６）

つまり、上記（３４），（３５），（３６）式を用いて各相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを算出することができる。

このように、本実施の形態にかかる電力変換装置１００ａでは、実ベクトルＶ１（１００），Ｖ２（０１０），Ｖ３（００１）、およびゼロベクトルＶ０（０００）である場合には、Ｕ相下アーム電圧Ｖｕ、Ｖ相下アーム電圧Ｖｖ、およびＷ相下アーム電圧Ｖｗを検出することにより、モータ９の各相巻線に流れる各相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを算出することができる。

また、キルヒホッフの第一法則や、相電流の平衡条件を用いることなく、各相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを得ることから、モータ９が不平衡負荷である場合でも適用可能である。

図１８は、インバータの出力電圧ベクトルが実ベクトルＶ４（１１０）である場合に、インバータの各部に流れる電流を示す図である。

図１８に示すように、インバータ２の出力電圧ベクトルが実ベクトルＶ４（１１０）である場合には、直流電源１の正電圧側からＵ相上アームスイッチング素子３ａを介してモータ９に向かいＵ相電流ｉｕが流れ、Ｖ相上アームスイッチング素子３ｂを介してモータ９に向かいＶ相電流ｉｖが流れ、モータ９からＷ相下アームスイッチング素子３ｆ、Ｗ相下アームシャント抵抗６ｃ、電源シャント抵抗５を介して直流電源１の負電圧側に向かいＷ相電流ｉｗが流れる。このとき、Ｕ相下アーム電圧Ｖｕ、Ｖ相下アーム電圧Ｖｖ、およびＷ相下アーム電圧Ｖｗは、以下の（３７），（３８），（３９）式で表すことができる。

Ｖｕ＝ｉｗ×Ｒｄｃ …（３７）
Ｖｖ＝ｉｗ×Ｒｄｃ …（３８）
Ｖｗ＝ｉｗ×Ｒｄｃ＋ｉｗ×Ｒｓｈ …（３９）

ｉｕ＋ｉｖ＝ｉｗ …（４０）
ｉｕ＝ｉｖ＝（１／２）ｉｗ …（４１）

つまり、モータ９が３相平衡負荷である場合には、上記（３７），（３８），（３９）式のうちのいずれか１式、および（４１）式を用いて各相電流ｉｕ，ｉｖ，Ｉｗを算出することができる。

図１９は、インバータの出力電圧ベクトルが実ベクトルＶ５（０１１）である場合に、インバータの各部に流れる電流を示す図である。

図１９に示すように、インバータ２の出力電圧ベクトルが実ベクトルＶ５（０１１）である場合には、直流電源１の正電圧側からＶ相上アームスイッチング素子３ｂを介してモータ９に向かいＶ相電流ｉｖが流れ、Ｗ相上アームスイッチング素子３ｃを介してモータ９に向かいＷ相電流ｉｗが流れ、モータ９からＵ相下アームスイッチング素子３ｄ、Ｕ相下アームシャント抵抗６ａ、電源シャント抵抗５を介して直流電源１の負電圧側に向かいＵ相電流ｉｕが流れる。このとき、Ｕ相下アーム電圧Ｖｕ、Ｖ相下アーム電圧Ｖｖ、およびＷ相下アーム電圧Ｖｗは、以下の（４２），（４３），（４４）式で表すことができる。

Ｖｕ＝ｉｕ×Ｒｄｃ＋ｉｕ×Ｒｓｈ …（４２）
Ｖｖ＝ｉｕ×Ｒｄｃ …（４３）
Ｖｗ＝ｉｕ×Ｒｄｃ …（４４）

ｉｖ＋ｉｗ＝ｉｕ …（４５）
ｉｖ＝ｉｗ＝（１／２）ｉｕ …（４６）

つまり、モータ９が３相平衡負荷である場合には、上記（４２），（４３），（４４）式のうちのいずれか１式、および（４６）式を用いて各相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを算出することができる。

図２０は、インバータの出力電圧ベクトルが実ベクトルＶ６（１０１）である場合に、インバータの各部に流れる電流を示す図である。

図２０に示すように、インバータ２の出力電圧ベクトルが実ベクトルＶ６（１０１）である場合には、直流電源１の正電圧側からＵ相上アームスイッチング素子３ａを介してモータ９に向かいＵ相電流ｉｕが流れ、Ｗ相上アームスイッチング素子３ｃを介してモータ９に向かいＷ相電流ｉｗが流れ、モータ９からＶ相下アームスイッチング素子３ｅ、Ｖ相下アームシャント抵抗６ｂ、電源シャント抵抗５を介して直流電源１の負電圧側に向かいＶ相電流ｉｖが流れる。このとき、Ｕ相下アーム電圧Ｖｕ、Ｖ相下アーム電圧Ｖｖ、およびＷ相下アーム電圧Ｖｗは、以下の（４７），（４８），（４９）式で表すことができる。

Ｖｕ＝ｉｖ×Ｒｄｃ …（４７）
Ｖｖ＝ｉｖ×Ｒｄｃ＋ｉｖ×Ｒｓｈ …（４８）
Ｖｗ＝ｉｖ×Ｒｄｃ …（４９）

ｉｕ＋ｉｗ＝ｉｖ …（５０）
ｉｕ＝ｉｗ＝（１／２）ｉｖ …（５１）

つまり、モータ９が３相平衡負荷である場合には、上記（４７），（４８），（４９）式のうちのいずれか１式、および（５１）式を用いて各相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを算出することができる。

このように、実ベクトルＶ４（１１０），Ｖ５（０１１），Ｖ６（１０１）である場合でも、モータ９が３相平衡負荷である場合には、Ｕ相下アーム電圧Ｖｕ、Ｖ相下アーム電圧Ｖｖ、およびＷ相下アーム電圧Ｖｗのうちのいずれか１つを検出することにより、モータ９の各相巻線に流れる各相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを算出することができる。

以上説明したように、実施の形態２の電力変換装置によれば、実施の形態１の構成に対し、下アームシャント抵抗を３相分設け、各相下アームスイッチング素子および下アームシャント抵抗の各接続点と直流電源の負電圧側との間の各電圧である３つの各相下アーム電圧を検出し、その各検出値に基づいて、負荷装置に流れる各相電流を算出するようにしたので、増幅手段により構成される電圧検出部の数は３つとなるが、同様に３相分の下アームシャント抵抗と電源シャント抵抗とを設ける構成であっても、増幅手段により構成される電圧検出部を４つ必要とする従来構成よりも装置の小型化、低コスト化を図ることができる。

また、実施の形態１と同様に、インバータの出力電圧ベクトルがゼロベクトルＶ０である場合だけでなく、実ベクトルＶ１〜Ｖ６である場合においても、各相電流を算出することができるので、各相電流に基づく制御の高精度化を図ることができる。

さらに、インバータの出力電圧ベクトルがゼロベクトルＶ０、実ベクトルＶ１〜Ｖ３である場合には、キルヒホッフの第一法則や、相電流の平衡条件を用いることなく、各相電流を得ることができるので、負荷装置が不平衡負荷である場合でも適用可能である。

また、実施の形態１と同様に、ゼロベクトルＶ０，Ｖ７を出力する時間比率を変更した場合、キャリア信号ｆｃ＊の１周期内で、インバータ２が出力する電圧ベクトルの種類が減るためにスイッチング回数も減り、インバータ２における損失を抑制することができる。

例としてロータ回転位置θが０ｒａｄ以上、π／３以下の範囲を取り上げて説明する。ゼロベクトルＶ０，Ｖ７を出力する時間比率を１：１とした場合は、Ｖ０（０００）→Ｖ１（１００）→Ｖ４（１１０）→Ｖ７（１１１）→Ｖ４（１１０）→Ｖ１（１００）→Ｖ０（０００）の順番にインバータ２はスイッチングする。一方、ゼロベクトルＶ０，Ｖ７を出力する時間比率を１：０とした場合は、Ｖ０（０００）→Ｖ１（１００）→Ｖ４（１１０）→Ｖ４（１１０）→Ｖ１（１００）→Ｖ０（０００）の順番にインバータ２はスイッチングする。そのため、ゼロベクトルＶ０，Ｖ７を出力する時間比率を１：０とした場合のほうが、スイッチング回数は減るため、インバータ２での損失を抑制することができる。これはロータ回転位置θが０ｒａｄ以上、π／３以下の範囲以外においても同様である。

また実施の形態１と同様に、炭化ケイ素（ＳｉＣ）や窒化ガリウム（ＧａＮ）などのワイドバンドギャップ半導体を用いたスイッチング素子を上アームスイッチング素子３ａ〜３ｃおよび下アームスイッチング素子３ｄ〜３ｆへ適用し、キャリア信号ｆｃ＊を高周波化した場合、スイッチング周期が短くなる。各相下アーム電圧を検出するには必要最小限の遅れ時間（例えばＡＤ変換器サンプルホールド回路のサンプルホールド時間）が必要なため、キャリア信号ｆｃ＊を高周波化した場合、各相下アーム電圧の検出が困難となる場合がある。

上述した実施の形態において、３相交流を用いた３相モータを対象の電力変換装置を例として述べたが、本発明は３相に限定されず、単相および多相交流およびモータを対象とした電力変換装置にも適用可能である。

なお、上述した実施の形態において説明した電力変換装置を、モータを負荷とするモータ駆動装置に適用し、このモータ駆動装置を、空気調和機や冷蔵庫、冷凍機等の送風機や圧縮機に適用することにより、これらモータ駆動装置、送風機、圧縮機、空気調和機、冷蔵庫、および冷凍機の小型化、低コスト化や制御の高精度化を図ることができる。

また、以上の実施の形態に示した構成は、本発明の構成の一例であり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、一部を省略する等、変更して構成することも可能であることは言うまでもない。

以上のように、本発明にかかる電力変換装置、およびそれを備えたモータ駆動装置、およびそれを備えた送風機、圧縮機、およびそれらを備えた空気調和機、冷蔵庫、ならびに冷凍機は、ＰＷＭ変調方式の３相インバータを具備した構成に有用であり、特に、装置の大型化や高コスト化を招くことなく、各相電流の検出期間を拡大して、各相電流に基づく制御の高精度化を図ることができる技術として適している。

１直流電源、２インバータ、３ａ〜３ｃ各相上アームスイッチング素子、３ｄ〜３ｆ各相下アームスイッチング素子、４ａ〜４ｆ還流ダイオード、５電源シャント抵抗、６ａ〜６ｃ下アームシャント抵抗、７，７ａ制御部、８ａ〜８ｃ各相下アーム電圧検出部、９負荷装置（モータ）、１０，１０ａ電流演算部、１１座標変換部、１２電圧指令値算出部、１３駆動信号生成部、１４ロータ回転位置演算部、１５キャリア信号生成部、１００，１００ａ電力変換装置。

Claims

直流電源から供給される直流電力を交流電力に変換して負荷装置に供給する電力変換装置であって、
上アームスイッチング素子および下アームスイッチング素子を具備するアームを３相分並列に接続して構成されるインバータと、
前記直流電源の負電圧側と前記インバータとの間に設けられた電源シャント抵抗と、
少なくとも２相分の前記下アームスイッチング素子と前記電源シャント抵抗との間にそれぞれ設けられた下アームシャント抵抗と、
前記下アームスイッチング素子および前記下アームシャント抵抗の各接続点と前記直流電源の負電圧側との間の電圧を検出する電圧検出部と、
前記電圧検出部の各検出値に基づいて、前記負荷装置に流れる各相電流を算出し、当該各相電流に基づいて、前記上アームスイッチング素子および前記下アームスイッチング素子に対応する６つの駆動信号を生成する制御部と、
を備え、
前記インバータのスイッチングの１周期内における上アームスイッチング素子が全てＯＮ状態である時間と、下アームスイッチング素子が全てＯＮ状態である時間との比率を変調率に応じて変更する電力変換装置。
前記比率は、前記インバータのスイッチングの１周期内における上アームスイッチング素子が全てＯＮ状態である時間に対して下アームスイッチング素子が全てＯＮ状態である時間が長くなるように変更する請求項１に記載の電力変換装置。
前記比率は、前記インバータのスイッチングの１周期内における上アームスイッチング素子が全てＯＮ状態である時間が零となるように変更する請求項１または２に記載の電力変換装置。
前記比率は前記インバータの運転状況に応じて変更する請求項１から３の何れか１項に記載の電力変換装置。
前記運転状況は、前記インバータの変調率である請求項４に記載の電力変換装置。
前記比率は前記変調率と関連付けたテーブルに基づいて、前記変調率に対応して選択する請求項１から５の何れか１項に記載の電力変換装置。
前記制御部は、前記電圧検出部の各検出値より前記負荷装置に流れる各相電流を算出し、当該各相電流に基づいて、前記各駆動信号を生成する請求項１から６の何れか１項に記載の電力変換装置。
前記下アームスイッチング素子の少なくとも１つがＯＮ状態となる期間を前記電圧検出部の各検出値の検出期間とする請求項１から７の何れか１項に記載の電力変換装置。
前記上アームスイッチング素子および前記下アームスイッチング素子の少なくとも１つにワイドバンドギャップ半導体素子を用いる請求項１から８の何れか１項に記載の電力変換装置。
請求項１から９の何れか１項に記載の電力変換装置を備えたモータ駆動装置。
請求項１０に記載のモータ駆動装置を備えた送風機。
請求項１０に記載のモータ駆動装置を備えた圧縮機。
請求項１１に記載の送風機あるいは請求項１２に記載の圧縮機のうちの少なくとも一方を備えた空気調和機。
請求項１１に記載の送風機あるいは請求項１２に記載の圧縮機のうちの少なくとも一方を備えた冷蔵庫。
請求項１１に記載の送風機あるいは請求項１２に記載の圧縮機のうちの少なくとも一方を備えた冷凍機。