CN105765851A - 电力转换装置、具备其的电动机驱动装置、具备其的鼓风机、压缩机、以及具备这些的空调机、冰箱和制冷机 - Google Patents

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Abstract

本发明提供一种电力变换转换装置，其包括：逆变器（2），其由具备各相上桥臂开关元件（3a至3c）以及各相下桥臂开关元件（3d至3f）的桥臂并联连接而构成；电源分流电阻（5），其设置在直流电源（1）的负电压侧与逆变器之间；下桥臂分流电阻（6a，6b），其在至少两相的各相下桥臂开关元件与电源分流电阻之间分别设置；电压检测部（8a、8b），其检测各相下桥臂开关元件以及下桥臂分流电阻的各连接点与直流电源的负电压侧之间的电压；以及控制部（7），其根据电压检测部的各检测值，来生成与各相上桥臂开关元件以及各相下桥臂开关元件对应的驱动信号，其中，上述电力变换转换装置对在逆变器进行开关的一个周期内的上桥臂开关元件全部都为导通状态的时间与下桥臂开关元件全部都为导通状态的时间的比率进行变更。

Description

电力转换装置、具备其的电动机驱动装置、具备其的鼓风机、压缩机、以及具备这些的空调机、冰箱和制冷机
技术领域
本发明涉及一种电力转换装置、具备其的电动机驱动装置、具备其的鼓风机、压缩机、以及具备这些的空调机、冰箱和制冷机。
背景技术
在通过组合构成PWM调制方式的三相逆变器的开关元件的接通/断开(ON/OFF)状态，来生成三相交流电压并提供给负载的电力转换装置中，例如检测流过电动机等三相负载的各相电流，基于该各相电流来控制负载。
作为检测流过三相负载的各相电流的部件，例如有与构成逆变器的开关元件串联连接的电流传感器、分流电阻等。
作为设置分流电阻的结构，例如有设置能检测直流电源与逆变器装置之间的电流的电源分流电阻的结构、在下桥臂开关元件和直流电源的负极侧之间设置检测该相的相电流的下桥臂分流电阻的结构。
在设置电源分流电阻、下桥臂分流电阻的结构中，由于需要按各相位确定要检测的相电流，而控制软件变得复杂化。此外，在设置电源分流电阻的结构中，在仅能检测单相的电流的情况下，为了检测两相的电流就需要进行通电调节。即，在一个开关周期内，检测各相电流的期间被限定为较窄的范围。因此，例如公开了一种逆变器装置，其通过“设置电源分流电阻和至少两相的下桥臂分流电阻，利用电源分流电阻对无法由下桥臂分流电阻检测出的相电流进行检测”，从而以简单的控制软件就能够进行相电流的检测(例如，专利文献1)。
专利文献1：日本特开2006-67747号公报
发明内容
在设置分流电阻的结构中，为了不影响逆变器的动作，且不消耗额外的电力，需要使分流电阻的电阻值充分地小。为了检测流过该分流电阻的电流，需要对分流电阻的两端电压进行放大来导入后输入至控制单元。即，需要在控制单元的前级设置放大单元。
因此，上述专利文献1所记载的技术是具有下桥臂分流电阻和电源分流电阻的结构，需要放大二者的两端电压来导入输入至控制单元。对放大单元的数量进行补充说明，在设置两相下桥臂分流电阻和电源分流电阻的结构中，需要至少三个放大单元，在设置三相下桥臂分流电阻和电源分流电阻的结构中，需要至少四个放大单元。
因此，在上述专利文献1所记载的技术中，存在如下的问题：由于放大单元的増加、对检测值的偏差的抑制、以及控制步骤的复杂化等，可能会导致装置的大型化、高成本化。
本发明是鉴于上述问题而完成的，其目的在于提供一种电力转换装置、具备其的电动机驱动装置、具备其的鼓风机、压缩机以及具备这些的空调机、冰箱和制冷机，该电动机驱动装置不会导致装置的大型化、高成本化，就能够扩大各相电流的检测期间。
为了解决上述课题，实现发明目的，本发明是将从直流电源供给的直流电力转换成交流电力的电力转换装置，其特征在于，包括：逆变器，其由具备各相上桥臂开关元件以及各相下桥臂开关元件的桥臂并联连接而构成；电源分流电阻，其设置在上述直流电源的负电压侧与上述逆变器之间；下桥臂分流电阻，其在至少两相的上述各相下桥臂开关元件与上述电源分流电阻之间分别设置；电压检测部，其检测上述各相下桥臂开关元件以及上述下桥臂分流电阻的各连接点与上述直流电源的负电压侧之间的电压；以及控制部，其根据上述电压检测部的各检测值来生成与上述各相上桥臂开关元件以及上述各相下桥臂开关元件对应的驱动信号，其中，上述电力转换装置对在上述逆变器进行开关的一个周期内的上桥臂开关元件全部都为导通状态的时间和下桥臂开关元件全部都为导通状态的时间的比率进行变更。
根据本发明，不会导致装置的大型化、高成本化，就能够扩大各相电流的检测期间，实现基于各相电流的控制的高精度化，并且能够抑制开关损耗。
附图说明
图1是表示实施方式1涉及的电力转换装置的一个结构示例的图。
图2是表示实施方式1涉及的电力转换装置的控制部的一个结构示例的图。
图3是表示空间矢量调制方式中各相上桥臂开关元件的导通/断开状态与逆变器的输出电压矢量之间的关系的示意图。
图4是表示逆变器的输出电压矢量的定义的图。
图5是表示在逆变器的输出电压矢量为实矢量V1(100)的情况下流过逆变器的各个部分的电流的图。
图6是表示在逆变器的输出电压矢量为实矢量V2(010)的情况下流过逆变器的各个部分的电流的图。
图7是表示在逆变器的输出电压矢量为实矢量V3(001)的情况下流过逆变器的各个部分的电流的图。
图8是表示在逆变器的输出电压矢量为零矢量V0(000)的情况下流过逆变器的各个部分的电流的图。
图9是表示在逆变器的输出电压矢量为实矢量V4(110)的情况下流过逆变器的各个部分的电流的图。
图10是表示在逆变器的输出电压矢量为实矢量V5(011)的情况下流过逆变器的各个部分的电流的图。
图11是表示在逆变器的输出电压矢量为实矢量V6(101)的情况下流过逆变器的各个部分的电流的图。
图12是表示实施方式2涉及的电力转换装置的一个结构示例的图。
图13是表示实施方式2涉及的电力转换装置的控制部的一个结构示例的图。
图14是表示在逆变器的输出电压矢量为实矢量V1(100)的情况下流过逆变器的各个部分的电流的图。
图15是表示在逆变器的输出电压矢量为实矢量V2(010)的情况下流过逆变器的各个部分的电流的图。
图16是表示在逆变器的输出电压矢量为实矢量V3(001)的情况下流过逆变器的各个部分的电流的图。
图17是表示在逆变器的输出电压矢量为零矢量V0(000)的情况下流过逆变器的各个部分的电流的图。
图18是表示在逆变器的输出电压矢量为实矢量V4(110)的情况下流过逆变器的各个部分的电流的图。
图19是表示在逆变器的输出电压矢量为实矢量V5(011)的情况下流过逆变器的各个部分的电流的图。
图20是表示在逆变器的输出电压矢量为实矢量V6(101)的情况下流过逆变器的各个部分的电流的图。
符号说明
1直流电源
2逆变器
3a至3c各相上桥臂开关元件
3d至3f各相下桥臂开关元件
4a至4f续流二极管
5电源分流电阻
6a至6c下桥臂分流电阻
7、7a控制部
8a至8c各相下桥臂电压检测部
9负载装置(电动机)
10、10a电流运算部
11坐标转换部
12电压指令值计算部
13驱动信号生成部
14转子旋转位置运算部
15载波信号生成部
100、100a电力转换装置
具体实施方式
下面参照说明书附图，说明本发明的实施方式涉及的电力转换装置。另外，本发明不受下文所示出的实施方式的限定。
实施方式1.
图1是表示实施方式1涉及的电力转换装置的一个结构示例的图。在图1所示的示例中，实施方式1涉及的电力转换装置100构成为，将从直流电源1提供的直流电力转换为向负载装置(在图1所示的示例中为电动机)9提供的三相交流电力。
如图1所示，电力转换装置100作为用于向电动机9提供三相交流电力的主要结构要素，具备：逆变器2，其由三个桥臂构成，该三个桥臂包括上桥臂开关元件3a至3c(在此为，3a：U相，3b：V相，3c：W相)以及下桥臂开关元件3d至3f(在此为，3d：U相，3e：V相，3f：W相)；以及控制部7，其生成与各相上桥臂开关元件3a至3c以及各相下桥臂开关元件3d至3f对应的6个驱动信号，并分别向各相上桥臂开关元件3a至3c以及各相下桥臂开关元件3d至3f输出。各相上桥臂开关元件3a至3c以及各相下桥臂开关元件3d至3f分别具有反向并联连接的续流二极管4a至4f(在此为，4a：U相上桥臂，4b：V相上桥臂，4c：W相上桥臂，4d：U相下桥臂，4e：V相下桥臂，4f：W相下桥臂)而构成。
控制部7是由例如微处理器、CPU等构成，将输入的模拟电压信号转换成数字值，进行与电动机9的控制应用程序对应的运算、控制的运算、控制单元。
此外，实施方式1涉及的电力转换装置100具备：电源分流电阻5，其设置在直流电源1的负电压侧(在图1所示的示例中是GND)与逆变器2之间；下桥臂分流电阻6a、6b(在此为，6a：U相，6b：V相)，其分别设置在三个桥臂中二个桥臂(在此为，U相和V相)的各相下桥臂开关元件3d、3e与电源分流电阻5之间；以及各相下桥臂电压检测部8a、8b(在此为，8a：U相，8b：V相)，其检测各相下桥臂开关元件3d、3e以及下桥臂分流电阻6a，6b的各连接点与直流电源1的负电压侧(在此为GND)之间的各电压(以下称作“各相下桥臂电压”)Vu、Vv。另外，在图1所示的示例中，设电源分流电阻5的电阻值为Rdc，设下桥臂分流电阻6a、6b的电阻值为Rsh。
图2是表示实施方式1涉及的电力转换装置的控制部的一个结构示例的图。实施方式1涉及的电力转换装置100的控制部7具备：电流运算部10，其基于由各相下桥臂电压检测部8a、8b检测到的各相下桥臂电压Vu、Vv，来计算流过电动机9的各相绕组的各相电流iu、iv、iw；坐标转换部11，其将作为电流运算部10的输出的各相电流iu、iv、iw从三相固定坐标系向二相旋转坐标系转换；电压指令值计算部12，其基于将各相电流iu、iv、iw由坐标转换部11进行坐标转换而得到的、坐标转换后的电流iγ、iδ，来计算从逆变器2向电动机9的各相绕组输出的各相电压指令值VLu*、VLv*、VLw*；驱动信号生成部13，其基于从电压指令值计算部12输出的各相电压指令值VLu*、VLv*、VLw*，来生成向各相上桥臂开关元件3a至3c以及各相下桥臂开关元件3d至3f输出的各个驱动信号Sup、Sun、Svp、Svn、Swp、Swn；转子旋转位置运算部14，其根据坐标转换后的电流iγ、iδ，来计算电动机9的转子旋转位置θ；以及载波信号生成部15，其生成作为各驱动信号Sup、Sun、Svp、Svn、Swp、Swn的基准频率的三角波或锯齿波等载波信号fc*。
电流运算部10使用从电压指令值计算部12输出的各相电压指令值VLu*、VLv*、VLw*、从载波信号生成部15输出的载波信号fc*、由转子旋转位置运算部14计算出的转子旋转位置θ，来判断后述的空间矢量调制方式中的各相上桥臂开关元件3a至3c的导通/断开(ON/OFF)状态，并计算与该各相上桥臂开关元件3a至3c的导通/断开状态对应的各相电流iu、iv、iw。对于该空间矢量调制方式的各相上桥臂开关元件3a至3c的导通/断开状态所对应的各相电流iu、iv、iw的计算方法，在后面叙述。
坐标转换部11使用由转子旋转位置运算部14计算出的转子旋转位置θ，将由三相固定坐标系表示的各相电流iu、iv、iw向二相旋转坐标系坐标转换，计算坐标转换后的电流iγ、iδ。
电压指令值计算部12根据从坐标转换部11输出的坐标转换后的电流iγ、iδ，计算换算成从驱动信号生成部13输出的各驱动信号Sup、Sun、Svp、Svn、Swp、Swn的导通占空比(即，在1个开关周期内，各相上桥臂开关元件3a至3c以及各相下桥臂开关元件3d至3f的导通时间(ON时间)的比例)所得各相电压指令值VLu*、VLv*、VLw*。
驱动信号生成部13对从电压指令值计算部12输出的各相电压指令值VLu*、VLv*、VLw*与从载波信号生成部15输出的载波信号fc*进行比较，并根据各相电压指令值VLu*、VLv*、VLw*与载波信号fc*的大小关系，来生成向各开关元件3a至3f输出的各驱动信号Sup、Sun、Svp、Svn、Swp、Swn。
在转子旋转位置运算部14中，基于坐标转换后的电流iγ、iδ来计算转子旋转位置θ，并将转子旋转位置θ交给坐标转换部11和电压指令值计算部12。
另外，上述的控制部7的结构是用于控制作为负载装置的电动机9的一个结构示例，本发明并不受该控制部7的构成、控制方法的限定。
接着，对基于PWM调制来生成针对各相上桥臂开关元件3a至3c以及各相下桥臂开关元件3d至3f的驱动信号时的空间矢量调制方式进行说明。图3是表示空间矢量调制方式中各相上桥臂开关元件的导通/断开状态与逆变器的输出电压矢量的关系的示意图，图4是表示逆变器2的输出电压矢量的定义的图。另外，在图3和图4所示的示例中，将各相上桥臂开关元件3a至3c为导通(ON)状态的情况定义为“1”，将是断开(OFF)状态的情况定义为“0”。
如图3和图4所示，各相上桥臂开关元件3a至3c的导通/断开状态，存在导通状态(即，“1”)和断开状态(即，“0”)这两种，此外，与各相上桥臂开关元件3a至3c的导通/断开状态的组合对应地，逆变器2的输出电压矢量若以((U相上桥臂开关元件3a的状态)(V相上桥臂开关元件3b的状态)(W相上桥臂开关元件3c的状态))的形式定义，则存在V0(000)、V1(100)、V2(010)、V3(001)、V4(110)、V5(011)、V6(101)、V7(111)这8种。将上述逆变器2的输出电压矢量中不具有大小的V0(000)以及V7(111)称为“零矢量”，将除此之外的大小相等且相互具有60度相位差的V1(100)、V2(010)、V3(001)、V4(110)、V5(011)、V6(101)称为“实矢量”。
控制部7以任意的组合来合成上述各个零矢量V0、V7以及各个实矢量V1至V6，来生成与各相上桥臂开关元件3a至3c以及各相下桥臂开关元件3d至3f对应的三相PWM电压的驱动信号。
此外，一般而言，按照逆变器2输出零矢量V0、V7的时间比率为1：1的方式来生成三相PWM电压的驱动信号，但是，考虑到零矢量V0、V7是尽管开关模式不同但是均是不具有大小的电压矢量这一情形，能够变更输出零矢量V0、V7的时间比率。
接着，对于实施方式1涉及的电力转换装置100中的各相电流iu、iv、iw的计算方法，参照图5～图11来进行说明。
图5是表示在逆变器的输出电压矢量为实矢量V1(100)的情况下流过逆变器的各个部分的电流的图。在图5所示的示例中，设从电动机9的各相绕组的高电位侧向低电位侧流过的电流分别为iu、iv、iw。另外，在以下的各图所示的示例中，也采用与图5同样的记载。
如图5所示，在逆变器2的输出电压矢量为实矢量V1(100)的情况下，从直流电源1的正电压侧经由U相上桥臂开关元件3a向电动机9流过U相电流iu，从电动机9经由V相下桥臂开关元件3e、V相下桥臂分流电阻6b、电源分流电阻5向直流电源1的负电压侧流过V相电流iv，经由W相下桥臂开关元件3f、电源分流电阻5向直流电源1的负电压侧流过W相电流iw。此时，U相下桥臂电压Vu以及V相下桥臂电压Vv能够用以下的式(1)、(2)来表示。
Vu＝iu×Rdc…(1)
Vv＝iu×Rdc+iv×Rsh…(2)
此外，如果在图5所示的X点应用基尔霍夫第一定律，则下式成立。
iu＝iv+iw…(3)
即，能够利用上述式(1)、(2)、(3)来计算各相电流iu、iv、iw。
图6是表示在逆变器的输出电压矢量为实矢量V2(010)的情况下流过逆变器的各个部分的电流的图。
如图6所示，在逆变器2的输出电压矢量为实矢量V2(010)的情况下，从直流电源1的正电压侧经由V相上桥臂开关元件3b向电动机9流过V相电流iv，从电动机9经由U相下桥臂开关元件3d、U相下桥臂分流电阻6a、电源分流电阻5向直流电源1的负电压侧流过U相电流iu，经由W相下桥臂开关元件3f、电源分流电阻5向直流电源1的负电压侧流过W相电流iw。此时，U相下桥臂电压Vu以及V相下桥臂电压Vv能够用以下的式(4)、(5)表示。
Vu＝iv×Rdc+iu×Rsh…(4)
Vv＝iv×Rdc…(5)
此外，在图6所示的X点处，如果应用基尔霍夫的第一定律，则下式成立。
iv＝iu+iw…(6)
即，能够利用上述式(4)、(5)、(6)来计算各相电流iu、iv、iw。
图7是表示在逆变器的输出电压矢量为实矢量V3(001)的情况下流过逆变器的各个部分的电流的图。
如图7所示，在逆变器2的输出电压矢量为实矢量V3(001)的情况下，从直流电源1的正电压侧经由W相上桥臂开关元件3c向电动机9流过W相电流iw，从电动机9经由U相下桥臂开关元件3d、U相下桥臂分流电阻6a、电源分流电阻5向直流电源1的负电压侧流过U相电流iu，经由V相下桥臂开关元件3e、电源分流电阻5向直流电源1的负电压侧流过V相电流iv。此时，U相下桥臂电压Vu以及V相下桥臂电压Vv能够用以下的式(7)、(8)表示。
Vu＝iw×Rdc+iu×Rsh…(7)
Vv＝iw×Rdc+iv×Rsh…(8)
此外，在图7所示X点处，如果应用基尔霍夫的第一定律，则
为iw＝iu+iv…(9)
即，能够利用上述式(7)、(8)、(9)来计算各相电流iu、iv、iw。
图8是表示在逆变器的输出电压矢量为零矢量V0(000)的情况下流过逆变器的各个部分的电流的图。在图8所示的示例中，作为一个示例，示出了在从实矢量V1(100)向零矢量V0(000)转移的情况下流过逆变器2的电流。
如图8所示，在逆变器2的输出电压矢量从实矢量V1(100)向零矢量V0(000)转移的情况下，在电源分流电阻5中几乎不流过电流，X点的电位几乎为零。此时，从X点经由续流二极管4d向电动机9流过U相电流iu，从电动机9经由V相下桥臂开关元件3e、V相下桥臂分流电阻6b向X点流过V相电流iv，经由W相下桥臂开关元件3f向X点流过W相电流iw。此时，U相下桥臂电压Vu以及V相下桥臂电压Vv能够用以下的两个式表示。
Vu＝(-iu)×Rsh…(10)
Vv＝iv×Rsh…(11)
此外，在X点处，如果应用基尔霍夫的第一定律，则下式成立。
iu＝iv+iw…(12)
即，能够利用上述式(10)、(11)、(12)来计算各相电流iu、iv、iw。
这样，在本实施方式涉及的电力转换装置100中，在为实矢量V1(100)、V2(010)、V3(001)以及零矢量V0(000)的情况下，通过检测U相下桥臂电压Vu以及V相下桥臂电压Vv，能够计算流过电动机9的各相绕组的各相电流iu、iv、iw。
图9是表示在逆变器的输出电压矢量为实矢量V4(110)的情况下流过逆变器的各个部分的电流的图。
如图9所示，在逆变器2的输出电压矢量为实矢量V4(110)的情况下，从直流电源1的正电压侧经由U相上桥臂开关元件3a向电动机9流过U相电流iu，经由V相上桥臂开关元件3b向电动机9流过V相电流iv，从电动机9经由W相下桥臂开关元件3f、电源分流电阻5向直流电源1的负电压侧流过W相电流iw。此时，U相下桥臂电压Vu以及V相下桥臂电压Vv能够用以下的式(13)、(14)表示。
Vu＝iw×Rdc…(13)
Vv＝iw×Rdc…(14)
在此，在电动机9是三相平衡负载的情况下，根据相电流的平衡条件，下式成立。
iu+iv＝iw…(15)
iu＝iv＝(1/2)iw…(16)
即，在电动机9是三相平衡负载的情况下，能够利用上述式(13)、(14)中的任一方以及式(16)来计算各相电流iu、iv、Iw。
图10是表示在逆变器的输出电压矢量为实矢量V5(011)的情况下流过逆变器的各个部分的电流的图。
如图10所示，在逆变器2的输出电压矢量为实矢量V5(011)的情况下，从直流电源1的正电压侧经由V相上桥臂开关元件3b向电动机9流过V相电流iv，经由W相上桥臂开关元件3c向电动机9流过W相电流iw，从电动机9经由U相下桥臂开关元件3d、U相下桥臂分流电阻6a、电源分流电阻5向直流电源1的负电压侧流过U相电流iu。此时，U相下桥臂电压Vu以及V相下桥臂电压Vv能够用以下的式(17)、(18)表示。
Vu＝iu×Rdc+iu×Rsh…(17)
Vv＝iu×Rdc…(18)
在此，在电动机9为三相平衡负载的情况下，根据相电流的平衡条件，下式成立。
iv+iw＝iu…(19)
iv＝iw＝(1/2)iu…(20)
即，在电动机9为三相平衡负载的情况下，能够利用上述式(17)、(18)中的任一方以及式(20)来计算各相电流iu、iv、iw。
图11是表示在逆变器的输出电压矢量为实矢量V6(101)的情况下流过逆变器的各个部分的电流的图。
如图11所示，在逆变器2的输出电压矢量为实矢量V6(101)的情况下，从直流电源1的正电压侧经由U相上桥臂开关元件3a向电动机9流过U相电流iu，经由W相上桥臂开关元件3c向电动机9流过W相电流iw，从电动机9经由V相下桥臂开关元件3e、V相下桥臂分流电阻6b、电源分流电阻5向直流电源1的负电压侧流过V相电流iv。此时，U相下桥臂电压Vu以及V相下桥臂电压Vv能够用以下的式(21)、(22)表示。
Vu＝iv×Rdc…(21)
Vv＝iv×Rdc+iv×Rsh…(22)
在此，在电动机9为三相平衡负载的情况下，根据相电流的平衡条件，下式成立。
iu+iw＝iv…(23)
iu＝iw＝(1/2)iv…(24)
即，在电动机9为三相平衡负载的情况下，能够利用上述式(21)、(22)中的任一方以及式(24)来计算各相电流iu、iv、iw。
这样，在本实施方式涉及的电力转换装置100中，即便为实矢量V4(110)、V5(011)、V6(101)的情况下，若电动机9为三相平衡负载，则通过检测U相下桥臂电压Vu以及V相下桥臂电压Vv中的任一方，就能够计算流过电动机9的各相绕组的各相电流iu、iv、iw。
此外，不仅在各相上桥臂开关元件3a至3c的导通/断开状态即不仅在逆变器2的输出电压矢量为零矢量V0的情况下，在为实矢量V1至V6的情况下，也能够基于二个各相下桥臂电压来计算各相电流，因此能够实现基于各相电流的控制的高精度化。
并且，在变更了输出零矢量V0、V7的时间比率的情况下，由于在载波信号fc*的一个周期内逆变器2所输出的电压矢量的种类减少，而开关次数也减少，因此能够抑制逆变器2的损耗。
作为示例，列举转子旋转位置θ为0rad以上且π/3以下的范围来说明。在使输出零矢量V0、V7的时间比率为1：1的情况下，逆变器2按照V0(000)→V1(100)→V4(110)→V7(111)→V4(110)→V1(100)→V0(000)的顺序来进行开关。另一方面，在使输出零矢量V0、V7的时间比率为1：0的情况下，逆变器2按照V0(000)→V1(100)→V4(110)→V4(110)→V1(100)→V0(000)的顺序来进行开关。因此，在使输出零矢量V0、V7的时间比率为1：0(即，逆变器开关在一个周期内上桥臂开关元件全部都导通状态的时间为零)的情况下，由于开关次数减少，能够抑制逆变器2中的损耗。这在转子旋转位置θ为0rad以上、π/3以下的范围以外也是相同的。
此外，将使用碳化硅(SiC)、氮化镓(GaN)等宽带禁半导体的开关元件应用于上桥臂开关元件3a至3c以及下桥臂开关元件3d至3f，而使载波信号fc*高频化的情况下，开关周期变短。为了检测各相下桥臂电压，需要必要最小限度的延迟时间(例如AD转换器采样保持电路的采样保持时间)，因此在使载波信号fc*高频化的情况下，存在各相下桥臂电压的检测会变得困难的情况。
因此，通过使输出零矢量V0、V7的时间比率按照以下方式来变更：输出零矢量V0的时间长于用于检测各相下桥臂电压的必要最小限度的延迟时间，这样即便在使载波信号fc*高频化的情况下，也能够实现前面所叙述的基于各相电流iu、iv、iw的计算方法的高精度运算。
如以上的说明那样，根据实施方式1的电力转换装置，设置有：电源分流电阻，其设置于直流电源的负电压侧与逆变器之间；以及下桥臂分流电阻，其分别设置于三个桥臂中的二个桥臂的各相下桥臂开关元件与电源分流电阻之间，对各相下桥臂开关元件和下桥臂分流电阻的各连接点与直流电源的负电压侧之间的各电压亦即二个各相下桥臂电压进行检测，并基于该各检测值，对流过负载装置的各相电流进行计算，因此由放大单元构成的电压检测部的数量两个就可以，即便是设置有两相的下桥臂分流电阻和电源分流电阻的结构但与需要三个由放大单元构成的电压检测部的现有结构相比，能够实现装置的小型化、低成本化。
另外，在上述专利文献1所记载的技术中，需要将下桥臂分流电阻的两端电压和电源分流电阻的两端电压输入到控制单元，而在下桥臂分流电阻和电源分流电阻的电阻值不同的情况下，且在放大下桥臂分流电阻的两端电压的放大单元和放大电源分流电阻的两端电压的放大单元的增益也不同的情况下，会产生由硬件导致的检测值的偏差较大这样的问题，但是根据实施方式1的电力转换装置，能够基于两个各相下桥臂电压来计算各相电流，因此能够减小由硬件导致的检测值的偏差的影响。
此外，在上述专利文献1所记载的技术中，由于通过电源分流电阻来检测无法通过下桥臂分流电阻检测出的相电流，而控制步骤变得复杂化，但是根据实施方式1的电力转换装置，无需检测电源分流电阻的电压就能够计算出各相电流，因此能够简化控制方法。
此外，根据实施方式1的电力转换装置，由于对在逆变器进行开关的一个周期内的上桥臂开关元件全部都为导通状态的时间与下桥臂开关元件全部都为导通状态的时间的比率进行了变更，因此对于载波信号fc*的高频化，也能够灵活地对应。
另外，上述比率如果按照以下方式来变更：在逆变器进行开关的一个周期内相对于上桥臂开关元件全部都为导通状态的时间、下桥臂开关元件全部都为导通状态的时间较长，则即使在使载波信号fc*高频化的情况下，也能够实现高精度运算。
此外，上述比率按照以下方式来变更：在逆变器进行开关的一个周期内上桥臂开关元件全部都为导通状态的时间为零，则通过减少开关次数，能够抑制逆变器中的损耗。
此外，上述比率如果根据逆变器的运转状況(例如调制率)来变更，能够实现装置的灵活运用。另外，如果准备与调制率相关联的表，则能够缩短选择对应于调制率的比率所需要的运算时间。
实施方式2.
在实施方式1中，说明的是如下方法，即将下桥臂分流电阻与U相、V相、以及W相中两相的下桥臂开关元件连接，检测这些两相的下桥臂电压，由此计算流过负载装置的各相电流iu、iv、iw，但是在本实施方式中，将对如下方法加以说明，即将下桥臂分流电阻与U相、V相以及W相的各相下桥臂开关元件连接，这些三相的下桥臂电压，计算流过负载装置的各相电流iu、iv、iw。
图12是表示实施方式2涉及的电力转换装置的一个结构示例的图。另外，对与实施方式1相同或者同等的结构部分标注相同符号，省略其详细说明。
实施方式2涉及的电力转换装置100a在实施方式1的结构的基础上，还具备：W相下桥臂分流电阻6c，其设置于W相下桥臂开关元件3f与电源分流电阻5之间；以及W相下桥臂电压检测部8c，其检测W相下桥臂开关元件3f以及W相下桥臂分流电阻6c的连接点与直流电源1的负电压侧(在此为GND)之间的电压(W相下桥臂电压)Vw。另外，在图12所示的示例中，与下桥臂分流电阻6a，6b的电阻值同样地，将W相下桥臂分流电阻6c的电阻值设为Rsh。
W相下桥臂电压检测部8c与U相下桥臂电压检测部8a以及V相下桥臂电压检测部8b同样地，例如由放大单元构成，该放大单元用于使W相下桥臂电压Vw放大为控制部7a容易处理的电压值。
图13是表示实施方式2涉及的电力转换装置的控制部的一个结构示例的图。实施方式2涉及的电力转换装置100a的控制部7a具备电流运算部10a以代替实施方式1的电流运算部10，该电流运算部10a基于由各相下桥臂电压检测部8a、8b，8c检测出的各相下桥臂电压Vu、Vv、Vw，来计算流过电动机9的各相绕组的各相电流iu、iv、iw。
接着，参照图14至图20，说明实施方式2涉及的电力转换装置100a的各相电流的计算方法。
图14是表示在逆变器的输出电压矢量为实矢量V1(100)的情况下，流过逆变器的各个部分的电流的图。在图14所示的示例中，将从电动机9的各相绕组的高电位侧向低电位侧流过的电流分别设为iu、iv、iw。另外，在以下的各图所示的示例中，也与图14同样地记载。
如图14所示，在逆变器2的输出电压矢量为实矢量V1(100)的情况下，从直流电源1的正电压侧经由U相上桥臂开关元件3a向电动机9流过U相电流iu，从电动机9经由V相下桥臂开关元件3e、V相下桥臂分流电阻6b、电源分流电阻5向直流电源1的负电压侧流过V相电流iv，经由W相下桥臂开关元件3f、电源分流电阻5向直流电源1的负电压侧流过W相电流iw。此时，U相下桥臂电压Vu、V相下桥臂电压Vv以及W相下桥臂电压Vw能够用以下的式(25)、(26)、(27)表示。
Vu＝iu×Rdc…(25)
Vv＝iu×Rdc+iv×Rsh…(26)
Vw＝iu×Rdc+iw×Rsh…(27)
即，能够利用上述式(25)、(26)、(27)来计算各相电流iu、iv、Iw。
图15是表示在逆变器的输出电压矢量为实矢量V2(010)的情况下流过逆变器的各个部分的电流的图。
如图15所示，在逆变器2的输出电压矢量为实矢量V2(010)的情况下，从直流电源1的正电压侧经由V相上桥臂开关元件3b向电动机9流过V相电流iv，从电动机9经由U相下桥臂开关元件3d、U相下桥臂分流电阻6a、电源分流电阻5向直流电源1的负电压侧流过U相电流iu，经由W相下桥臂开关元件3f、电源分流电阻5向直流电源1的负电压侧流过W相电流iw。此时，U相下桥臂电压Vu、V相下桥臂电压Vv以及W相下桥臂电压Vw能够用以下的式(28)、(29)、(30)表示。
Vu＝iv×Rdc+iu×Rsh…(28)
Vv＝iv×Rdc…(29)
Vw＝iv×Rdc+iw×Rsh…(30)
即，能够利用上述式(28)、(29)、(30)来计算各相电流iu、iv、iw。
图16是表示在逆变器的输出电压矢量为实矢量V3(001)的情况下流过逆变器的各个部分的电流的图。
如图16所示，在逆变器2的输出电压矢量为实矢量V3(001)的情况下，从直流电源1的正电压侧经由W相上桥臂开关元件3c向电动机9流过W相电流iw，从电动机9经由U相下桥臂开关元件3d、U相下桥臂分流电阻6a、电源分流电阻5向直流电源1的负电压侧流过U相电流iu，经由V相下桥臂开关元件3e、电源分流电阻5向直流电源1的负电压侧流过V相电流iv。此时，U相下桥臂电压Vu、V相下桥臂电压Vv以及W相下桥臂电压Vw能够用以下的式(31)、(32)、(33)表示。
Vu＝iw×Rdc+iu×Rsh…(31)
Vv＝iw×Rdc+iv×Rsh…(32)
Vw＝iw×Rdc…(33)
即，能够利用上述式(31)、(32)、(33)来计算各相电流iu、iv、iw。
图17是表示在逆变器的输出电压矢量为零矢量V0(000)的情况下流过逆变器的各个部分的电流的图。在图17所示的示例中，作为一个示例，示出了在从实矢量V1(100)向零矢量V0(000)转移的情况下流过逆变器2的电流。
如图17所示，在逆变器2的输出电压矢量从实矢量V1(100)向零矢量V0(000)转移的情况下，在电源分流电阻5中几乎不流过电流，X点的电位几乎为零。此时，从X点经由续流二极管4d向电动机9流过U相电流iu，从电动机9经由V相下桥臂开关元件3e、V相下桥臂分流电阻6b向X点流过V相电流iv，经由W相下桥臂开关元件3f向X点流过W相电流iw。此时，U相下桥臂电压Vu、V相下桥臂电压Vv以及W相下桥臂电压Vw能够用以下的式(34)、(35)、(36)表示。
Vu＝(-iu)×Rsh…(34)
Vv＝iv×Rsh…(35)
Vw＝iw×Rsh…(36)
即，能够利用上述式(34)、(35)、(36)来计算各相电流iu、iv、iw。
这样，在本实施方式涉及的电力转换装置100a中，在为实矢量V1(100)、V2(010)、V3(001)以及零矢量V0(000)的情况下，通过检测U相下桥臂电压Vu、V相下桥臂电压Vv以及W相下桥臂电压Vw，能够计算流过电动机9的各相绕组的各相电流iu、iv、iw。
此外，因为不使用基尔霍夫的第一定律、相电流的平衡条件而得到各相电流iu、iv、iw，因此也能够适用于电动机9是不平衡负载的情况。
图18是表示在逆变器的输出电压矢量为实矢量V4(110)的情况下流过逆变器的各个部分的电流的图。
如图18所示，在逆变器2的输出电压矢量为实矢量V4(110)的情况下，从直流电源1的正电压侧经由U相上桥臂开关元件3a向电动机9流过U相电流iu，经由V相上桥臂开关元件3b向电动机9流过V相电流iv，从电动机9经由W相下桥臂开关元件3f、W相下桥臂分流电阻6c、电源分流电阻5向直流电源1的负电压侧流过W相电流iw。此时，U相下桥臂电压Vu，V相下桥臂电压Vv以及W相下桥臂电压Vw能够由用以下的式(37)、(38)、(39)表示。
Vu＝iw×Rdc…(37)
Vv＝iw×Rdc…(38)
Vw＝iw×Rdc+iw×Rsh…(39)
在此，在电动机9为三相平衡负载的情况下，根据相电流的平衡条件，下式成立。
iu+iv＝iw…(40)
iu＝iv＝(1/2)iw…(41)
即，在电动机9为三相平衡负载的情况下，利用上述式(37)、(38)、(39)中的任一式以及式(41)能够计算各相电流iu、iv、Iw。
图19是表示在逆变器的输出电压矢量为实矢量V5(011)的情况下，流过逆变器的各个部分的电流的图。
如图19所示，在逆变器2的输出电压矢量为实矢量V5(011)的情况下，从直流电源1的正电压侧经由V相上桥臂开关元件3b向电动机9流过V相电流iv，经由W相上桥臂开关元件3c向电动机9流过W相电流iw，从电动机9经由U相下桥臂开关元件3d、U相下桥臂分流电阻6a、电源分流电阻5向直流电源1的负电压侧流过U相电流iu。此时，U相下桥臂电压Vu、V相下桥臂电压Vv以及W相下桥臂电压Vw能够用以下的式(42)、(43)、(44)表示。
Vu＝iu×Rdc+iu×Rsh…(42)
Vv＝iu×Rdc…(43)
Vw＝iu×Rdc…(44)
在此，在电动机9为三相平衡负载的情况下，根据相电流的平衡条件，下式成立。
iv+iw＝iu…(45)
iv＝iw＝(1/2)iu…(46)
即，在电动机9为三相平衡负载的情况下，利用上述(42)、(43)、(44)中的任一式以及式(46)能够计算各相电流iu、iv、iw。
图20是表示在逆变器的输出电压矢量为实矢量V6(101)的情况下流过逆变器的各个部分的电流的图。
如图20所示，在逆变器2的输出电压矢量为实矢量V6(101)的情况下，从直流电源1的正电压侧经由U相上桥臂开关元件3a向电动机9流过U相电流iu，经由W相上桥臂开关元件3c向电动机9流过W相电流iw，从电动机9经由V相下桥臂开关元件3e、V相下桥臂分流电阻6b、电源分流电阻5向直流电源1的负电压侧流过V相电流iv。此时，U相下桥臂电压Vu，V相下桥臂电压Vv以及W相下桥臂电压Vw能够用以下的式(47)、(48)、(49)表示。
Vu＝iv×Rdc…(47)
Vv＝iv×Rdc+iv×Rsh…(48)
Vw＝iv×Rdc…(49)
在此，在电动机9为三相平衡负载的情况下，根据相电流的平衡条件，下式成立。
iu+iw＝iv…(50)
iu＝iw＝(1/2)iv…(51)
即，在电动机9为三相平衡负载的情况下，利用上述式(47)、(48)、(49)中的任一式以及式(51)能够计算各相电流iu、iv、iw。
这样，即便为实矢量V4(110)，V5(011)，V6(101)的情况下，若电动机9为三相平衡负载时，通过检测U相下桥臂电压Vu、V相下桥臂电压Vv以及W相下桥臂电压Vw中的任一个，就能够计算流过电动机9的各相绕组的各相电流iu、iv、iw。
如以上所说明的那样，根据实施方式2的电力转换装置，相对于实施方式1的结构，设置了三相的下桥臂分流电阻，对各相下桥臂开关元件和下桥臂分流电阻的各连接点与直流电源的负电压侧之间的各电压亦即三个各相下桥臂电压进行检测，并基于该各检测值，对流过负载装置的各相电流进行计算，因此由放大单元构成的电压检测部的数量为三个，但是与同样即便是设置有三相的下桥臂分流电阻和电源分流电阻的结构却需要四个由放大单元构成的电压检测部的现有结构相比，能够实现装置的小型化、低成本化。
此外，与实施方式1同样地，不仅在逆变器的输出电压矢量为零矢量V0的情况下，即便在实矢量V1至V6的情况下，也能够计算各相电流，因此能够实现基于各相电流的控制的高精度化。
并且，在逆变器的输出电压矢量为零矢量V0、实矢量V1至V3的情况下，不使用基尔霍夫的第一定律、相电流的平衡条件，也能够得到各相电流，即便在负载装置为不平衡负载的情况下，也能够应用。
此外，与实施方式1同样地，在变更了输出零矢量V0、V7的时间比率的情况下，由于在载波信号fc*的一个周期内逆变器2所输出的电压矢量的种类减少，而开关次数也减少，因此能够抑制逆变器2的损耗。
作为示例，列举转子旋转位置θ为0rad以上且π/3以下的范围来说明。在使输出零矢量V0、V7的时间比率为1：1的情况下，逆变器2按照V0(000)→V1(100)→V4(110)→V7(111)→V4(110)→V1(100)→V0(000)的顺序来进行开关。另一方面，在使输出零矢量V0、V7的时间比率为1：0的情况下，逆变器2按照V0(000)→V1(100)→V4(110)→V4(110)→V1(100)→V0(000)的顺序来进行开关。因此，在使输出零矢量V0、V7的时间比率为1：0的情况下，由于开关次数减少，因而能够抑制逆变器2中的损耗。这在转子旋转位置θ为0rad以上且π/3以下的范围以外也是同样的。
此外与实施方式1同样地，将使用碳化硅(SiC)、氮化镓(GaN)等宽带禁半导体的开关元件应用于上桥臂开关元件3a至3c以及下桥臂开关元件3d至3f，且使载波信号fc*高频化的情况下，开关周期会变短。但是为了检测各相下桥臂电压，需要必要最小限度的延迟时间(例如AD转换器采样保持电路的采样保持时间)，因此在使载波信号fc*高频化的情况下，存在各相下桥臂电压的检测会变得困难的情况。
因此，通过输出零矢量V0、V7的时间比率按照以下方式来变更：输出零矢量V0的时间长于用于检测各相下桥臂电压的必要最小限度的延迟时间，这样即便在使载波信号fc*高频化的情况下，也能够实现前面所叙述的基于各相电流iu、iv、iw的计算方法的高精度运算。
在上述实施方式中，对以使用三相交流的三相电动机为对象的电力转换装置进行了说明作为示例，但是本发明不限于三相，也可以适用于以单相以及多相交流以及电动机为对象的电力转换装置。
另外，将在上述实施方式中说明的电力转换装置应用于将电动机作为负载的电动机驱动装置，将该电动机驱动装置应用于空调机、冰箱、制冷机等的鼓风机、压缩机，由此能够实现这些电动机驱动装置、鼓风机、压缩机、空调机、冰箱以及制冷机的小型化，低成本化、控制的高精度化。
此外，在以上实施方式所示的结构是本发明结构的一个示例，显然还能够与其它公知技术进行组合，在不脱离本发明宗旨的范围内，还能够进行省略一部分等变更来构成。
如以上所述，本发明涉及的电力转换装置、具备其的电动机驱动装置、具备其的鼓风机、压缩机、以及具备这些的空调机、冰箱和制冷机，在具备PWM调制方式的三相逆变器的结构中是有用的，特别是，作为不会导致装置的大型化、高成本化，能够扩大各相电流的检测期间，实现基于各相电流的控制的高精度化这样的技术来说非常合适。

Claims (15)

1.一种电力转换装置，其将从直流电源提供的直流电力转换成交流电力，其特征在于，包括：
逆变器，其由具备各相上桥臂开关元件以及各相下桥臂开关元件的桥臂并联连接而构成；
电源分流电阻，其设置在所述直流电源的负电压侧与所述逆变器之间；
下桥臂分流电阻，其在至少两相的所述各相下桥臂开关元件与所述电源分流电阻之间分别设置；
电压检测部，其检测所述各相下桥臂开关元件以及所述下桥臂分流电阻的各连接点与所述直流电源的负电压侧之间的电压；以及
控制部，其根据所述电压检测部的各检测值，来生成与所述各相上桥臂开关元件以及所述各相下桥臂开关元件对应的驱动信号，其中，
所述电力转换装置对在所述逆变器进行开关的一个周期内的上桥臂开关元件全部都为导通状态的时间和下桥臂开关元件全部都为导通状态的时间的比率进行变更。
2.根据权利要求1所述的电力转换装置，其特征在于：
所述比率按照以下方式来变更：在所述逆变器进行开关的一个周期内相对于上桥臂开关元件全部都为导通状态的时间、下桥臂开关元件全部都为导通状态的时间较长。
3.根据权利要求1或者2所述的电力转换装置，其特征在于：
所述比率按照以下方式来变更：在所述逆变器进行开关的一个周期内上桥臂开关元件全部都为导通状态的时间为零。
4.根据权利要求1至3中任一项所述的电力转换装置，其特征在于：
所述比率根据所述逆变器的运转状況来变更。
5.根据权利要求1至4中任一项所述的电力转换装置，其特征在于：
所述运转状況是所述逆变器的调制率。
6.根据权利要求1至5中任一项所述的电力转换装置，其特征在于：
所述比率基于与所述调制率相关联的表，对应于所述调制率来选择。
7.根据权利要求1至6中任一项所述的电力转换装置，其特征在于：
所述控制部根据所述电压检测部的各检测值来计算流过负载装置的各相电流，且基于该各相电流，来生成所述各驱动信号。
8.根据权利要求1至7中任一项所述的电力转换装置，其特征在于：
将所述各相下桥臂开关元件的至少一个为导通状态的期间作为所述电压检测部的各检测值的检测期间。
9.根据权利要求1至8中任一项所述的电力转换装置，其特征在于：
所述上桥臂开关元件以及下桥臂开关元件中的至少一个使用宽带禁半导体元件。
10.一种电动机驱动装置，其特征在于，包括：
权利要求1至9中任一项所述的电力转换装置。
11.一种鼓风机，其特征在于，包括：
权利要求10所述的电动机驱动装置。
12.一种压缩机，其特征在于，包括：
权利要求10所述的电动机驱动装置。
13.一种空调机，其特征在于，包括：
权利要求11所述的鼓风机或者权利要求12所述的压缩机中的至少一方。
14.一种冰箱，其特征在于，包括：
权利要求11所述的鼓风机或者权利要求12所述的压缩机中的的至少一方。
15.一种制冷机，其特征在于，包括：
权利要求11所述的鼓风机或者权利要求12所述的压缩机中的至少一方。
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