JP4672392B2 - インバータ装置 - Google Patents

Description

本発明は、インバータ回路への入力電流を用いて当該インバータ回路の出力電流を検出可能なインバータ装置に関する。

インバータの出力電流を検出するには、従来から以下のような手段が用いられている。
特許文献１に記載された電流検出装置は、インバータ装置の順変換部と逆変換部との間に電流検出手段を備え、この電流検出手段で発生する電圧を、各相の端子電圧の組み合わせ信号を発生する論理回路の信号でサンプルホールドして電流を検出するようになっている。

特許文献２に記載された電流検出装置は、インバータの下アーム側の各スイッチング素子と直流電源線との間にそれぞれシャント抵抗を備え、これらシャント抵抗に生じる電圧に基づいて電流を検出するようになっている（３シャント抵抗方式）。

特許文献３に記載された電流推定器は、特許文献１記載の電流検出装置と同様にインバータに入力される電流に基づいて相電流を測定するものである。この電流推定器は、複数のＰＷＭ周期からなる制御サイクル期間を設定し、この中の１つのＰＷＭ周期において電流測定に必要な時間だけスイッチング状態を継続させ、制御サイクル期間におけるその他の全てのＰＷＭ周期においてスイッチング状態の継続時間を均等に短縮するようになっている。
この他にも、インバータ回路の出力端子とモータ巻線との間に２個または３個のＤＣＣＴ（Direct Current Current Transformer）素子を配置して、インバータ回路の出力電流を直接的に検出する方式がある。
特許第２７１２４７０号公報 特開平９−２２９９７２号公報 米国特許第６０４９４７４号明細書（ＦＩＧ．５）

モータなどの負荷が接続されたインバータ装置において、モータの駆動制御に用いるため、あるいはインバータ装置やモータの過電流保護に用いるため、モータ巻線に流れる電流を検出することが必要となる。引用文献２に記載された３シャント方式による電流検出装置は、３つの抵抗とそれぞれの端子電圧を増幅するための３つの増幅回路が必要となり、回路構成が複雑化してしまう。また、上記ＤＣＣＴ素子は高価であり、インバータ装置全体としてのコストが高くなる問題がある。

これに対し、特許文献１に記載された電流検出装置は、直流電源線に抵抗（電流検出手段）を設けることにより、従来から提案されている種々の電流検出方式に比べて構成が簡素となり、コスト的にも有利となる。この電流検出装置は、三相ブリッジインバータ回路のＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各アームを構成するスイッチング素子のオンオフ状態と直流電源線に流れる電流との間に存在する一定の対応関係に基づいてモータ電流を検出するようになっている。図１３は、２相変調を用いた場合のＰＷＭ信号Ｃup、Ｃvp、Ｃwp、直流電源線の抵抗に流れる電流ＩｒおよびＷ相の電流Ｉｗを示している。

しかしながら、この電流検出装置を実際にインバータ回路に適用する場合、駆動回路やスイッチング素子の遅延時間、抵抗の両端電圧をディジタルデータに変換して取り込むためのＡ／Ｄ変換器の変換時間などが存在するために、ＰＷＭ周期によっては電流を検出できない場合がある。

これに対し、特許文献３に記載された電流推定器は、複数のＰＷＭ周期からなる制御サイクル期間のうち少なくとも１つのＰＷＭ周期において電流検出に必要な時間を確保することができる。しかし、この電流推定器を用いると電圧波形や電流波形が歪むことが考えられる。そして、ＰＷＭ周期における単純な時間調整だけでは、特に電圧利用率が低い場合に電流検出に必要な時間を確保することができない状態が続くため、より深刻な波形歪みが継続的に生じてしまう。

本発明は上記事情に鑑みてなされたもので、その目的は、波形歪みの発生を抑えつつインバータ回路への入力電流に基づいて当該インバータ回路の出力電流を得ることができるインバータ装置を提供することにある。

上記目的を達成するため、本発明のインバータ装置は、
駆動信号に基づいて複数のスイッチング素子を通断電することによりゼロベクトルに対応した電圧と互いに６０°の位相差を持つ基本ベクトルに対応した電圧とを出力可能なインバータ回路と、
前記インバータ回路の出力電圧を指令する電圧指令ベクトルに基づいてＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成手段と、
前記ＰＷＭ信号に基づいて前記スイッチング素子の駆動信号を生成する駆動信号生成手段と、
前記インバータ回路への入力電流を検出する入力電流検出手段と、
前記ＰＷＭ信号と前記検出電流とに基づいて前記インバータ回路の各相の出力電流を得る出力電流検出手段とを備え、
前記ＰＷＭ信号生成手段は、ＰＷＭ周期ごとに、前記電圧指令ベクトルを挟むように位置し且つ６０°の位相差を持つ２つの基本ベクトルのうち前記電圧指令ベクトルとの位相差が大きい方の基本ベクトルと、この基本ベクトルに対し前記電圧指令ベクトルを挟んで１２０°の位相差を持つ基本ベクトルと、ゼロベクトルとを選択的に組み合わせることによりＰＷＭ信号を生成し、その組み合わせた各基本ベクトルの継続時間が前記電流検出に必要な下限値よりも短い場合には、当該基本ベクトルの継続時間を前記下限値以上に設定するとともに、当該ＰＷＭ周期の次のＰＷＭ周期において当該基本ベクトルの継続時間を短縮補正するように構成されていることを特徴とする。

このように互いに１２０°の位相差を持つ一対の基本ベクトルを選択して電圧指令ベクトルを構成すると、互いに６０°の位相差を持つ一対の基本ベクトルを選択して電圧指令ベクトルを構成する場合に比べ、何れか一方の基本ベクトルの大きさが増大する。基本ベクトルの大きさは、当該基本ベクトルに対応したスイッチング状態の継続時間（通電時間）に対応する。この基本ベクトルの選択の下で、各基本ベクトルの継続時間が電流検出に必要な下限値以上となるように当該基本ベクトルの継続時間を増大補正して延長し、その補償として他のＰＷＭ周期において当該基本ベクトルの継続時間を短縮補正する。

本発明のインバータ装置によれば、従来のインバータ装置と比べて基本ベクトルの継続時間の補正が必要となるＰＷＭ周期の発生頻度を低減することができるので、波形歪みの発生を抑えつつインバータ回路の出力電流を検出することができる。

（第１の実施形態）
以下、本発明の一実施形態について図１ないし図１１を参照しながら説明する。
図１は、インバータ装置の電気的構成を示している。このインバータ装置１は、負荷として接続されたブラシレスモータ２（以下、単にモータ２と称す）を駆動するものであって、直流電源回路３、インバータ回路４、制御部５、ゲート駆動回路６および電流検出部７から構成されている。

このうち直流電源回路３は、ダイオードブリッジ９とコンデンサ１０、１１とから構成される倍電圧整流回路であり、その入力端子にはリアクトル１２を介して単相交流電源１３が接続されるようになっている。この直流電源回路３は、直流電源線１４、１５に対し直流電圧を出力するようになっており、直流電源線１４と１５の間にはインバータ回路４が接続されている。直流電源線１５には電流検出部７の一部をなす検出用抵抗８が介挿されており、その直流電源回路３側の端子は制御部５と共通のグランドに接続されている。

インバータ回路４は、直流電源線１４と１５の間にＩＧＢＴＱ１〜Ｑ６が三相ブリッジ接続された構成を有している。ＩＧＢＴＱ１〜Ｑ３は上アーム側のスイッチング素子であり、ＩＧＢＴＱ４〜Ｑ６は下アーム側のスイッチング素子である。ＩＧＢＴＱ１〜Ｑ６には、それぞれ図示極性の還流用のダイオードＤ１〜Ｄ６が接続されている。このインバータ回路４のＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各出力端子４ｕ、４ｖ、４ｗには、それぞれモータ２の巻線２ｕ、２ｖ、２ｗが接続されるようになっている。

電流検出部７（入力電流検出手段に相当）は、検出用抵抗８と、この検出用抵抗８の端子間をレベルシフトして正の電圧とした後に増幅する増幅回路１６と、後述するプロセッサ１７に内蔵されたＡ／Ｄ変換器１８とから構成されている。Ａ／Ｄ変換器１８は、例えば１０ビットの分解能を有している。

制御部５は、ＤＳＰ（Digital Signal Processor）などの高速演算可能なプロセッサ１７により構成されている。このプロセッサ１７は、上記Ａ／Ｄ変換器１８、ＣＰＵ１９、モータ２を制御するための実行プログラムが格納された書き換え可能な不揮発性メモリ２０、一時的なデータが格納される揮発性メモリ２１などを備えている。

図２は、プロセッサ１７の機能を表すブロック図である。プロセッサ１７は、そのハードウェア回路および不揮発性メモリ２０に記憶されているプログラムとデータにより、Ａ／Ｄ変換器１８、電流演算部２２、電圧指令信号生成部２３およびＰＷＭ信号生成部２４としての機能を実現するようになっている。

ここで、Ａ／Ｄ変換器１８は、増幅回路１６から入力されるアナログ信号をディジタル信号に変換するものである。また、電流演算部２２（出力電流検出手段に相当）は、Ａ／Ｄ変換して得られたディジタル信号と後述するＰＷＭ信号Ｃup〜Ｃwnとを用いてモータ２の巻線に流れる相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを演算するものである。

電圧指令信号生成部２３は、モータ２の回転速度指令値、回転速度検出値、ロータ位置、演算した電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗなどに基づいて、ＰＷＭ周期Ｔごとにインバータ回路４が出力すべき電圧指令ベクトルＶｒを演算するものである。また、ＰＷＭ信号生成部２４（ＰＷＭ信号生成手段に相当）は、いわゆる空間ベクトル法によりＰＷＭ周期Ｔごとに上記電圧指令ベクトルＶｒを構成する基本ベクトルとゼロベクトルとを選択し、さらに後述する補正処理を実行してＰＷＭ信号Ｃup、Ｃun、Ｃvp、Ｃvn、Ｃwp、Ｃwnを生成するものである。

ゲート駆動回路６（駆動信号生成手段に相当）は、プロセッサ１７からＰＷＭ信号Ｃup〜Ｃwnを入力してレベル変換を行い、ＩＧＢＴＱ１〜Ｑ６の各ゲートに与える駆動信号Ｇup〜Ｇwnを生成するようになっている。なお、モータ２のロータ近傍には、ホールＩＣなどから構成される位置検出器２５が取り付けられており、電圧指令信号生成部２３は、この位置検出器２５からの位置信号に基づいてロータ位置および回転速度を検出するようになっている。

次に、本実施形態の作用について図３ないし図１１も参照しながら説明する。
インバータ回路４を構成するＩＧＢＴＱ１〜Ｑ６は、それぞれプロセッサ１７から出力されるＰＷＭ信号Ｃup〜ＣwnがＨレベルのときにオン駆動され、Ｌレベルのときにオフ駆動される。各相について、上アーム側のＰＷＭ信号と下アーム側のＰＷＭ信号が同時にＨレベルとなることはなく、デッドタイム期間を除けば上アーム側のＰＷＭ信号と下アーム側のＰＷＭ信号の何れか一方がＨレベルとなっている。

そこで、各相ごとに上アーム側のＩＧＢＴＱ１〜Ｑ３がオンしている駆動状態を１で表し、下アーム側のＩＧＢＴＱ４〜Ｑ６がオンしている駆動状態を０で表し、それをＵ相、Ｖ相、Ｗ相の順に並べることにより、インバータ回路４が出力可能なゼロベクトルＶ０、Ｖ７と６つの基本電圧ベクトルＶ１〜Ｖ６を表す。この表記によれば、Ｖ０＝（０００）、Ｖ１＝（１００）、Ｖ２＝（１１０）、Ｖ３＝（０１０）、Ｖ４＝（０１１）、Ｖ５＝（００１）、Ｖ６＝（１０１）、Ｖ７＝（１１１）となる。図３に示すように、基本ベクトルＶ１〜Ｖ６は、αβ座標において互いに６０°の位相差を有している。

図４は、一例として（ａ）ゼロベクトルＶ７（１１１）の駆動状態、（ｂ）基本ベクトルＶ６（１０１）の駆動状態、（ｃ）基本ベクトルＶ１（１００）の駆動状態において検出用抵抗８に流れる電流を示している。この検出用抵抗８に流れる電流をＩｒとし、図示した方向を正とすれば、上記各ベクトルに対応した通電時おける電流Ｉｒは次の表に示すようになる。

この表から明らかとなるように、ＩＧＢＴＱ１〜Ｑ６のオンとオフとの組み合わせに応じて決まる８つの駆動状態のうち基本ベクトルＶ１〜Ｖ６に対応した駆動状態のときには、検出用抵抗８に＋Ｉｕ、−Ｉｗ、＋Ｉｖ、−Ｉｕ、＋Ｉｗ、−Ｉｖの何れかに等しい電流Ｉｒが流れる。従って、プロセッサ１７の電流演算部２２は、電流検出部７で検出した電流Ｉｒと現在のインバータ回路４の駆動状態とに基づいて、表１に示された相電流を検出することができる。

ＰＷＭ信号生成部２４は、空間ベクトル法によりＰＷＭ周期Ｔごとに電圧指令ベクトルＶｒを構成する２つの基本ベクトルと１つのゼロベクトルとを選択し、それらをスイッチング回数が少なくなるように組み合わせてＰＷＭ信号Ｃup〜Ｃwnを生成する。あるＰＷＭ周期において全相の電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを検出するためには、当該周期中に、同位相または逆位相の関係とならない２種類の基本ベクトルに対応した駆動期間が存在することが必要となる。これにより、各基本ベクトルに対応して異なる２相の電流を検出でき、残る１相の電流はＩｕ＋Ｉｖ＋Ｉｗ＝０の関係式から演算により求めることができる。

そこで、この基本ベクトルの選択について説明する。
図５は、αβ座標における電圧指令ベクトルＶｒと基本ベクトルとの関係を示している。ここでは、電圧指令ベクトルＶｒが、基本ベクトルＶ１とＶ２の間に存在し、且つ基本ベクトルＶ２との位相差が小さい場合を例示している。（ａ）〜（ｃ）は、基本ベクトルを用いて電圧指令ベクトルＶｒを得るための３つのベクトル構成を示している。

図５（ａ）は、従来と同様に６０°の位相差を持つ２つの基本ベクトルＶ１とＶ２を用いる場合である。電圧指令ベクトルＶｒと基本ベクトルＶ２との位相差が小さいことから、基本ベクトルＶ２の成分（大きさ）は電圧指令ベクトルＶｒとほぼ同じであるが、基本ベクトルＶ１の成分（大きさ）は極端に小さくなる。電圧指令ベクトルＶｒの形成に関与する基本ベクトルの大きさ（以下、単に基本ベクトルの大きさと言う）は、基本ベクトルに対応した駆動状態（スイッチング状態）の継続時間に対応する。従って、図５（ａ）に示すように基本ベクトルＶ１の大きさが小さいと、当該ＰＷＭ周期において基本ベクトルＶ１に対応した駆動状態の継続時間（基本ベクトルＶ１に対応した期間）が短くなる。

ところで、プロセッサ１７がＰＷＭ信号Ｃup〜Ｃwnを出力した後ＩＧＢＴＱ１〜Ｑ６の通電状態が実際に変化するまでには、デッドタイム、ゲート駆動回路６の遅延時間、ＩＧＢＴＱ１〜Ｑ６のターンオン時間またはターンオフ時間などの要素が介在することによって遅れが生じる。さらに、ＩＧＢＴＱ１〜Ｑ６の通電状態が変化しても、検出用抵抗８に流れる電流が安定するまでに若干の時間を要し、その後Ａ／Ｄ変換器１８がＡ／Ｄ変換を開始してディジタルデータが出力されるまでに所定の変換時間が必要となる。こうした種々の遅延要素に起因する全遅延時間をＴｄとすれば、電流検出部７が電流Ｉｒを検出するためには、基本ベクトルに対応した期間が少なくとも時間Ｔｄ（下限値に相当）以上であることが必要となる。

図６は、６０°の位相差を持つ２つの基本ベクトルとゼロベクトルを用いて電圧指令ベクトルＶｒを構成する従来方式の場合に、基本ベクトルに対応した期間が上述した時間Ｔｄ未満となり電流検出ができない領域を示している。αβ座標の原点を中心とする円内は、モータ２の回転速度が低いためあるいは軽負荷のためにインバータ回路４の出力電圧が低い領域であり、基本ベクトルに沿った領域内は、電圧指令ベクトルＶｒが一方の基本ベクトルに接近するために他方の基本ベクトルの大きさが小さくなる領域である。

そこで、ＰＷＭ信号生成部２４は、電圧指令ベクトルＶｒを挟むように位置し且つ互いに１２０°の位相差を持つ２つの基本ベクトルとゼロベクトルとを選択的に組み合わせることによりＰＷＭ信号Ｃup〜Ｃwnを生成する。これに対応する図５（ｂ）、（ｃ）は、それぞれ１２０°の位相差を持つ２つの基本ベクトルＶ１とＶ３、Ｖ６とＶ２を用いた場合を示している。

図５（ｂ）では、電圧指令ベクトルＶｒを挟むように位置し且つ６０°の位相差を持つ２つの基本ベクトルＶ１とＶ２のうち電圧指令ベクトルＶｒとの位相差が大きい方の基本ベクトルＶ１と、この基本ベクトルＶ１に対し電圧指令ベクトルＶｒを挟んで１２０°の位相差を持つ基本ベクトルＶ３とを用いている。このようにすると、図５（ａ）に示す場合と比べて電圧指令ベクトルＶｒの形成に関与する基本ベクトルＶ１の大きさを増大することができ、基本ベクトルＶ１とＶ３に対応した期間をともに時間Ｔｄ以上にすることができる。

一方、図５（ｃ）では、基本ベクトルＶ１とＶ２のうち電圧指令ベクトルＶｒとの位相差が小さい方の基本ベクトルＶ２と、この基本ベクトルＶ２に対し電圧指令ベクトルＶｒを挟んで１２０°の位相差を持つ基本ベクトルＶ６とを用いている。この場合には、本来増大させたい基本ベクトルＶ６の大きさを増大させることはできず、元々十分な大きさを持つ基本ベクトルＶ２の大きさを若干増大させるだけである。ただし、この場合でも全く効果がない訳ではなく、例えば回転速度が低い場合であって電圧指令ベクトルＶｒが小さいときには、基本ベクトルＶ２に対応した期間を上記時間Ｔｄ以上にすることができる場合もある。

以上の説明から明らかとなるように、検出用抵抗８に流れる電流Ｉｒに基づいて相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを検出する場合、電圧指令ベクトルＶｒに対する基本ベクトルの最適な選択は図７および下表に示すようになる。すなわち、２相のαβ座標において、各基本ベクトルＶ１〜Ｖ６を中心として±３０°の角度範囲をそれぞれ領域Ｐ１〜Ｐ６とすると、電圧指令ベクトルＶｒが領域Ｐｎ（ｎ＝１〜６）に存在する場合、最も近い基本ベクトルＶｎを避けて基本ベクトルＶn-1とＶn+1（ただし、ｎ−１＜１の場合にはｎ＋５、ｎ＋１＞６の場合にはｎ―５）とを選択する。

この選択に関するデータは、例えば不揮発性メモリ２０に記憶されており、ＰＷＭ信号生成部２４は、このデータを参照することにより電圧指令ベクトルＶｒを構成する基本ベクトルとゼロベクトルとを選択する。これにより、インバータ回路４の出力電圧が小さい場合（本実施形態では回転速度が低い場合）を除いて、各ＰＷＭ周期において２つの基本ベクトルに対応した期間をともに時間Ｔｄ以上にすることができ、これら基本ベクトルとゼロベクトルに基づくＰＷＭ信号Ｃup〜Ｃwnをそのまま用いてＩＧＢＴＱ１〜Ｑ６を駆動し、相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを検出することが可能となる。

図８は、不揮発性メモリ２０に記憶されているプログラムに基づいて、プロセッサ１７がＰＷＭ信号生成部２４の機能として実行する各ＰＷＭ周期におけるＰＷＭ信号の生成方法を示すフローチャートである。上述したように、ステップＳ１において電圧指令ベクトルＶｒの存在領域を判定し、ステップＳ２において１２０°の位相差を持つ一対の基本ベクトルとゼロベクトルとを選択する。

さて、インバータ回路４の出力電圧が低くなる低速運転時には、電圧指令ベクトルＶｒの大きさ自体が小さいため、上述した選択基準により基本ベクトルを選択しても基本ベクトルに対応した期間が時間Ｔｄに満たない場合が生じる。そこで、次なる手段として、このような基本ベクトルの大きさを増大して当該期間の継続時間をＴｄ以上に補正する。

図９は、低速運転時における電圧指令ベクトルＶｒを例示している。電圧指令ベクトルＶｒは領域Ｐ２に存在しており、ＰＷＭ信号生成部２４は、基本ベクトルＶ１とＶ３を選択する。その結果、基本ベクトルＶ１に対応した期間は時間Ｔｄ以上となるが、基本ベクトルＶ３に対応した期間は時間Ｔｄよりも短い。図１０は、このときのＰＷＭ信号Ｃup、Ｃvp、Ｃwpの波形である。各ＰＷＭ周期においては、スイッチング回数が少なくなるように基本ベクトルＶ１（１００）→ゼロベクトルＶ０（０００）→基本ベクトルＶ３（０１０）の順またはこの逆の順に通電状態を変化させている。

ＰＷＭ信号生成部２４は、ＰＷＭ周期において基本ベクトルＶ３に対応した期間（基本ベクトルＶ３の継続時間）を時間Ｔｄに増分補正するとともに、その増やした分だけ電圧を補償するため次のＰＷＭ周期において基本ベクトルＶ３の継続時間を短縮補正する。この補正処理を図８に示すフローチャートで説明する。

プロセッサ１７は、ステップＳ３において、選択した何れかの基本ベクトルに対応した期間が時間Ｔｄ以上であるか否かを判断し、Ｔｄ未満（ＮＯ）と判断すると直前のＰＷＭ周期で増分補正をしたか否かを判断する（ステップＳ４）。ここで、直前のＰＷＭ周期で増分補正をしていない（ＮＯ）と判断すると、ステップＳ５に移行して当該基本ベクトルを増分補正し、直前のＰＷＭ周期で増分補正をした（ＹＥＳ）と判断すると、ステップＳ６に移行してそれに対応した短縮補正をする。その後、ステップＳ７に移行してＰＷＭ信号Ｃup〜Ｃwnを生成する。

図１１は、この補正処理を行なった後のＰＷＭ信号Ｃup、Ｃvp、Ｃwpの波形である。ＰＷＭ周期１では基本ベクトルＶ３に対応した期間を時間Ｔｄに増やし、次のＰＷＭ周期２では、直前のＰＷＭ周期１において増やした時間だけ基本ベクトルＶ３に対応した期間を短縮補正する。これ以降も、増分補正するＰＷＭ周期と短縮補正するＰＷＭ周期とが順に繰り返される。

この補正を行うと、ＰＷＭ周期１、３、５、…において、同位相または逆位相の関係とならない２種以上の基本ベクトルについて時間Ｔｄ以上の駆動期間が得られる。これにより、各基本ベクトルに対応して異なる２相の電流を検出でき、残る１相の電流も当該２相の電流から演算により求めることができる。

以上説明したように、本実施形態のインバータ装置１によれば、直流電源線１５に流れる電流Ｉｒを検出する電流検出部７を備え、プロセッサ１７は、その電流演算部２２の機能として、電流ＩｒとＰＷＭ信号Ｃup〜Ｃwnとに基づいて相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを求めることができる。従って、各相（少なくとも２相分）の電流を検出するためのセンサおよび増幅回路を設けることなく比較的簡易な構成によってモータ電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを検出することができる。

この場合、ＰＷＭ信号生成部２４は、電圧指令ベクトルＶｒを挟むように位置し且つ互いに１２０°の位相差を持つ２つの基本ベクトルとゼロベクトルとを選択的に組み合わせることによりＰＷＭ信号Ｃup〜Ｃwnを生成する。これにより、互いに６０°の位相差を持つ一対の基本ベクトルを用いて電圧指令ベクトルＶｒを構成する従来のものと比べて、一方の基本ベクトルの大きさを増やすことができる。ここで、電圧指令ベクトルＶｒに最も近い（位相差が最小の）基本ベクトルを選択しないようにすれば、従来の選択方法において小さい方の基本ベクトルの大きさを増大させることができる。

こうした基本ベクトルの選択により、インバータ回路４の出力電圧が低い場合を除いて、各ＰＷＭ周期において２つの基本ベクトルに対応した通電期間をともに電流検出に必要な時間Ｔｄ以上にすることができ、各ＰＷＭ周期ごとに相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを検出することができる。その結果、電流測定ができないＰＷＭ周期が存在することに起因する電圧・電流の波形歪みが発生しない。また、ＰＷＭ信号Ｃup〜Ｃwnの補正も不要であるため、補正に伴う波形歪みも発生しない。

低速運転等によりインバータ回路４の出力電圧が低い場合には、上記基本ベクトルの選択によっても電流測定ができないＰＷＭ期間が継続する場合も生じる。これに対しては、時間Ｔｄに満たない基本ベクトルに対応した期間を時間Ｔｄに増やし、その増分補正をしたＰＷＭ周期の次のＰＷＭ期間において短縮補正をする。これにより、少なくとも２・Ｔ（Ｔ：ＰＷＭ周期）ごとに相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを検出することが可能となり、継続的に電流検出が不能となる事態を回避できるので、電圧・電流の波形歪みや電流を検出できないことによる制御上の不安定状態の発生を防止することができる。また、ＰＷＭ信号において、増分補正を行うＰＷＭ周期と短縮補正を行うＰＷＭ周期とが１つおきに順に配置されるので、補正に伴う波形歪みも最小限に抑えることができる。

デッドタイム、ゲート駆動回路６の遅延時間、ＩＧＢＴＱ１〜Ｑ６のスイッチング時間、スイッチング後の電流Ｉｒの安定時間、Ａ／Ｄ変換器１８の変換時間などの遅れ要素が存在しても、電流Ｉｒひいては各相の電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを確実に検出することができる。その結果、変換時間が長い安価なＡ／Ｄ変換器１８を用いることができる。

さらに、各ＰＷＭ期間において、ＩＧＢＴＱ１〜Ｑ６のスイッチング回数が極力少なくなるように、基本ベクトルとゼロベクトルに対応した期間の配列を決定しているので、スイッチング損失の増加を極力抑えることができる。

モータ２の回転速度や負荷状態にかかわらず常に電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを検出することができるので、安定したモータ制御を実現できる。ベクトル制御と組み合わせれば、さらに高精度のモータ制御が可能となる。また、こうした特徴により、インバータ装置１は、エアコンや冷蔵庫などのコンプレッサモータ、家電機器や産業機器等に組み込まれたモータなどであって回転速度範囲が広いものに対しても適用可能である。

（第２の実施形態）
次に、本発明の第２の実施形態について図１２を参照しながら説明する。本実施形態に係るインバータ装置は、第１の実施形態に係るインバータ装置１と同じ電気的構成を備えているが、プロセッサ１７がＰＷＭ信号生成部の機能として実行する処理内容が一部異なっている。図１２は、その処理内容を示すフローチャートであり、図８に示す各ステップと同一の処理を行うステップには同一のステップ番号を付している。

一般に、モータ２の回転速度が高いほど、あるいは負荷トルクが大きいほど電圧利用率Ｒｖが高くなる。電圧利用率Ｒｖとは、インバータ装置が出力し得る最大電圧（２相換算）に対する電圧指令ベクトルＶｒの大きさの比率である。電圧利用率Ｒｖが高い場合には、急激な負荷変動がない限り、モータ電流を検出できない期間が若干存在してもモータ２を回転し続けることができる。従って、この場合には第１の実施形態で説明したＰＷＭ信号Ｃup〜Ｃwnを用いずとも、従来から用いられているＰＷＭ信号すなわち電圧指令ベクトルＶｒを挟むように位置し且つ６０°の位相差を持つ２つの基本ベクトルとゼロベクトルとを組み合わせてなるＰＷＭ信号Ｃup〜Ｃwnを用いてモータ制御が可能となる。

そこで、本実施形態のインバータ装置は、電圧利用率Ｒｖが高い場合と低い場合とで上記２種類のＰＷＭ信号Ｃup〜Ｃwnを切り換えている。すなわち、図１２のステップＳ１１において、電圧指令ベクトルＶｒと直流電源線１４、１５間の直流電圧ＶDC（単相交流電源１３の電圧でもよい）とから電圧利用率Ｒｖを演算し、ステップＳ１２において電圧利用率Ｒｖが所定のしきい値Ｒvth以上か否かを判断する。この所定のしきい値Ｒvthは、上述したように従来のＰＷＭ信号Ｃup〜Ｃwnを用いてもモータ制御が可能となる下限値である。

ここで、電圧利用率Ｒｖがしきい値Ｒvth未満である（ＮＯ）と判断すると、既に説明したステップＳ１以下の処理を実行して１２０°の位相差を持つ基本ベクトルとゼロベクトルを選択してＰＷＭ信号Ｃup〜Ｃwnを生成する。これに対し、電圧利用率Ｒｖがしきい値Ｒvth以上（ＹＥＳ）と判断すると、ステップＳ１３に移行して上述した６０°の位相差を持つ基本ベクトルとゼロベクトルを選択し、ステップＳ７においてＰＷＭ信号Ｃup〜Ｃwnを生成する。

本実施形態によれば、電圧利用率Ｒｖがしきい値Ｒvth未満となる低速運転時を除いて、電圧指令ベクトルＶｒを構成する基本ベクトルの大きさが不必要に増大することを防止でき、ゼロベクトルに対応した期間が増えてインバータ装置の主回路における電力損失を低減することができる。

（その他の実施形態）
なお、本発明は上記し且つ図面に示す各実施形態に限定されるものではなく、例えば以下のように変形または拡張が可能である。
第１の実施形態において、２つの基本ベクトルがともに時間Ｔｄに満たない場合には、これら２つの基本ベクトルに対し増分補正をすればよい。
第１の実施形態において、電圧指令ベクトルＶｒを構成する基本ベクトルの大きさが非常に小さい場合には、基本ベクトルの増分補正を行ったＰＷＭ周期の次のＰＷＭ周期だけでは短縮補正しきれない場合もある。この場合には、増分補正を行ったＰＷＭ周期に続く複数のＰＷＭ周期に亘って短縮補正をすればよい。

増分補正による電圧変化を補償する短縮補正を行うＰＷＭ周期は、必ずしも増分補正を行ったＰＷＭ周期の次に配置する必要はない。しかしながら、波形歪みを低減する上では、第１の実施形態に示したように増分補正を行ったＰＷＭ周期の次に配置することが好ましい。

第２の実施形態において、ＰＷＭ信号生成手段は、電圧指令ベクトルＶｒが図６に示した電流検出不能領域内に位置する場合に、第１の実施形態と同様にして１２０°の位相差を持つ２つの基本ベクトルとゼロベクトルとを選択してＰＷＭ信号Ｃup〜Ｃwnを生成し、電流検出不能領域外に位置する場合に、６０°の位相差を持つ２つの基本ベクトルとゼロベクトルとを選択してＰＷＭ信号Ｃup〜Ｃwnを生成するようにしてもよい。

また、第２の実施形態で説明した図１２のステップＳ１２において、電圧利用率Ｒｖに替えて、回転速度、電圧指令ベクトルＶｒの大きさ、インバータ回路の出力電圧または出力電流に基づいて上記２種類のＰＷＭ信号Ｃup〜Ｃwnを切り換えるようにしてもよい。

検出した電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗに基づいてロータ位置を推定することにより、位置検出器２５を省略した構成としてもよい。また、モータはブラシレスモータに限らず、誘導電動機や同期電動機などであってもよい。さらに、インバータ装置１の負荷はモータに限られない。

本発明の第１の実施形態を示すインバータ装置の電気的構成図 プロセッサの機能を示すブロック図 インバータ回路が出力するαβ座標上の電圧ベクトルを示す図 各電圧ベクトルに対応した駆動状態において検出用抵抗に流れる電流を示す図 αβ座標における電圧指令ベクトルと基本ベクトルとの関係を示す図 ６０°の位相差を持つ２つの基本ベクトルを用いる場合に電流検出ができない領域を示す図 電圧指令ベクトルに対する基本ベクトルの選択基準を示す図 ＰＷＭ信号の生成方法を示すフローチャート 低速運転時における電圧指令ベクトルと基本ベクトルとの関係を示す図 補正前のＰＷＭ信号の波形図 補正後のＰＷＭ信号の波形図 本発明の第２の実施形態を示す図８相当図 従来技術を用いたＰＷＭ信号Ｃup、Ｃvp、Ｃwp、直流電流Ｉｒ、Ｗ相電流Ｉｗを示す図

符号の説明

１はインバータ装置、４はインバータ回路、６はゲート駆動回路（駆動信号生成手段）、７は電流検出部（入力電流検出手段）、２２は電流演算部（出力電流検出手段）、２４はＰＷＭ信号生成部（ＰＷＭ信号生成手段）、Ｑ１〜Ｑ６はＩＧＢＴ（スイッチング素子）である。

Claims (5)

1. 駆動信号に基づいて複数のスイッチング素子を通断電することによりゼロベクトルに対応した電圧と互いに６０°の位相差を持つ基本ベクトルに対応した電圧とを出力可能なインバータ回路と、
   前記インバータ回路の出力電圧を指令する電圧指令ベクトルに基づいてＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成手段と、
   前記ＰＷＭ信号に基づいて前記スイッチング素子の駆動信号を生成する駆動信号生成手段と、
   前記インバータ回路への入力電流を検出する入力電流検出手段と、
   前記ＰＷＭ信号と前記検出電流とに基づいて前記インバータ回路の各相の出力電流を得る出力電流検出手段とを備え、
   前記ＰＷＭ信号生成手段は、ＰＷＭ周期ごとに、前記電圧指令ベクトルを挟むように位置し且つ６０°の位相差を持つ２つの基本ベクトルのうち前記電圧指令ベクトルとの位相差が大きい方の基本ベクトルと、この基本ベクトルに対し前記電圧指令ベクトルを挟んで１２０°の位相差を持つ基本ベクトルと、ゼロベクトルとを選択的に組み合わせることによりＰＷＭ信号を生成し、その組み合わせた各基本ベクトルの継続時間が前記電流検出に必要な下限値よりも短い場合には、当該基本ベクトルの継続時間を前記下限値以上に設定するとともに、当該ＰＷＭ周期の次のＰＷＭ周期において当該基本ベクトルの継続時間を短縮補正するように構成されていることを特徴とするインバータ装置。
2. 前記ＰＷＭ信号生成手段は、基本ベクトルの継続時間を前記下限値以上に延長した場合、当該ＰＷＭ周期の次のＰＷＭ周期において当該基本ベクトルの継続時間を短縮補正しただけでは補正しきれない場合、当該ＰＷＭ周期に続く複数のＰＷＭ周期に亘って短縮補正するように構成されていることを特徴とする請求項１記載のインバータ装置。
3. 前記ＰＷＭ信号生成手段は、１２０°の位相差を持つ２つの基本ベクトルとゼロベクトルとを組み合わせてなる前記ＰＷＭ信号の他に、前記電圧指令ベクトルを挟むように位置し且つ６０°の位相差を持つ２つの基本ベクトルとゼロベクトルとを組み合わせてなるＰＷＭ信号を生成可能であって、これら２つのＰＷＭ信号のうち何れか一方を選択して出力するように構成されていることを特徴とする請求項１または２記載のインバータ装置。
4. 前記ＰＷＭ信号生成手段は、前記電圧指令ベクトルに対する前記インバータ回路の電圧利用率が所定値以上の場合に、６０°の位相差を持つ２つの基本ベクトルとゼロベクトルとを組み合わせてなる前記ＰＷＭ信号を出力するように構成されていることを特徴とする請求項３記載のインバータ装置。
5. 前記ＰＷＭ信号生成手段は、前記スイッチング素子のスイッチング回数が少なくなるように前記ＰＷＭ周期において基本ベクトルに対応する期間とゼロベクトルに対応する期間とを配置することを特徴とする請求項１ないし４の何れかに記載のインバータ装置。

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