JPH10243664A - 出力電流方向判別方法およびその方法を用いたインバータ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】出力電流方向の判別を、高信頼性で、小型化で
きて、低コストで、しかも低損失で行うことのできる出
力電流方向判別方法を提供することにある。 【解決手段】インバータブリッジの各上下アームに、互
いに逆並列接続されたスイッチング素子Ｓとフリーホイ
ールダイオードＦＤから成る回路をそれぞれ挿入したタ
イプのインバータＩにおける前記スイッチング素子Ｓを
交互にオン・オフさせて直流を交流に変換するインバー
タＩの出力電流の方向を判別する出力電流方向判別方法
において、フリーホイールダイオードＦＤに流れる電流
の一部を分流した分流電流の有無によってインバータの
出力電流の方向を判別することを特徴としている。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、インバータの出力
電流方向判別方法およびその方法を用いたインバータに
関するもので、特にインバータに使用されるスイッチン
グ素子のデッドタイム補償に好適な出力電流方向判別方
法と、その方法を実現する具体的回路を組み込んだイン
バータに関するものである。

【０００２】

【従来の技術】近年、普及しているインバータであるＰ
ＷＭ（パルス幅変調）型インバータは、インバータブリ
ッジの上アームに挿入されたスイッチング素子および下
アームに挿入されたスイッチング素子のいずれか一方が
オンであるとき、他のスイッチング素子はオフとなるよ
うに動作する。両素子のオン・オフが切り換わる際に
は、スイッチング素子の遅延時間のために両素子が共に
オンすることが起こって電源短絡が発生する恐れがある
ので、これを防止するために必ずいったん両素子ともに
オフにする期間（以後、「デッドタイム」と言う。）を
設け、その後、ようやく次ターンオン順位の素子をオン
させるようにしている。

【０００３】しかしながら、このようなデッドタイムを
設けると、本来出力すべきインバータ電圧と実際のイン
バータ出力電圧との間に誤差が生じる。その結果、モー
タの電流が歪み、振動の発生や効率の低下などの問題を
招いている。

【０００４】そこで、デッドタイムによる誤差電圧を考
慮して、ＰＷＭ信号を補正するデッドタイム補償が、こ
れまで提案されている。その１例が、特開平１−１８６
１７２号公報に記載されている。このデッドタイム補償
は、インバータからモータに出力するモータ電流の極性
を検出して、その検出値に基づいてＰＷＭ信号のデュー
ティを増加させたり減少させたりする方法であり、一般
的に広く用いられているところである。

【０００５】しかしながら、上記デッドタイム補償にお
いては、モータ電流の極性を判別するために、電流の極
性を判別する手段を別に設ける必要があった。この電流
極性判別手段としてはカレントトランスなどを用いるの
が一般的であるが、その一方で、最近ではインバータを
小型化する要求が進み、インバータのスイッチング素子
と駆動回路と保護回路とを実装した回路を混成集積回路
で実現させたり、インバータ周辺部品の小型化が計られ
ており、この電流極性判別手段も例外ではなく小型化が
求められている。ところが、カレントトランスは小型に
するとその磁性体が磁気飽和するので小型化には限界が
あり、しかも、電流検出の感度が温度変化の影響を受け
やすく、またコスト高になる、という欠点もあった。一
方、カレントトランス以外の電流極性判別手段を用いて
も、モータ電流を検出することはモータ電流の経路に余
分な電気回路を挿入することになり、結局、損失が大き
くなるという問題があった。

【０００６】上記欠点をカバーするデッドタイム補償と
して、さらに、特開平７−７９６７号公報に記載されて
いる発明がある。図５はこの特開平７−７９６７号公報
に記載されている発明のインバータブロック図である。
同図において、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６でインバー
タブリッジを構成し、インバータブリッジの入力側に直
流電源１６が、また、インバータブリッジの出力側に誘
導電動機１５が接続されている。スイッチング素子Ｑ１
〜Ｑ６は、各相制御回路１１・１２・１３によって制御
される。たとえば、Ｕ相制御回路１１について見ると、
Ｕ相制御回路１１は、ＰＷＭ制御回路２１の出力で駆動
される駆動回路１・４と、電流検出回路３・６と、過電
流保護回路２・５と、電流方向検出回路７と、から構成
されている。他のＶ相制御回路１２およびＷ相制御回路
１３についても同様の構成となっている。各スイッチン
グ素子Ｑ１〜Ｑ６にはそれぞれフリーホイールダイオー
ドＤ１〜Ｄ６が逆並列に接続されている。

【０００７】各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６はエミッタ
端子の他に過電流保護用の電流センス端子が配置されて
いるタイプの素子で、各電流センス端子にはそれぞれ抵
抗Ｒ１〜Ｒ６が接続されている。そのため、エミッタ電
流の一部がこちら側に流れると、この電流が電流検出回
路３・６によって検出される。上アーム用の電流検出回
路３内にはコンパレータが１個設けられていて、電流セ
ンス端子をそのコンパレータの一方の入力端子に接続
し、他方の入力端子には過電流に相当する基準電圧を与
える基準電圧源が接続されている。したがって、このコ
ンパレータ内で電流センス端子の電圧と基準電圧とが比
較され、比較の結果、電流センス端子電圧が基準電圧を
超えなければ過電流ではなく、逆に、超えれば過電流と
判断して過電流保護回路２に出力し、過電流保護回路２
は駆動回路１に命じてスイッチング素子Ｑ１をオフにさ
せる。一方、下アーム用の電流検出回路６内にはコンパ
レータが２個が設けられていて、そのうちの１個は上記
のコンパレータと同じ過電流検出作用をして過電流保護
回路５に出力するが、もう１個のコンパレータは素子電
流検出作用をしている。すなわち、電流センス端子を第
２番目のコンパレータの一方の入力端子にも接続し、そ
のコンパレータの他方の入力端子にはスイッチング素子
に電流が流れているか否かを検出できる程度の基準電圧
を与えている。このコンパレータ内で電流センス端子の
電圧と基準電圧とが比較され、比較の結果、電流センス
端子電圧が基準電圧を超えなければ「電流無し」、逆
に、超えれば「電流有り」を電流方向検出回路７に出力
する、というものである。

【０００８】しかしながら、上記特開平７−７９６７号
公報に記載された発明は、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６
として「過電流保護用の電流センス端子」を備えた特殊
な素子を用いるため、汎用のスイッチング素子が使用で
きないという欠点があった。さらに、スイッチング素子
Ｑ１〜Ｑ６の電圧をそのスイッチング素子のオン期間中
にみているために、電圧を精度よく検出して高速に動作
するコンパレータで電流の有無を検出したり、デジタル
・ラッチ回路でその結果を保持することが必要となるな
ど、回路が複雑化し、低コスト化に不利であった。

【０００９】

【発明が解決しようとする課題】本発明は、これらの欠
点を解決するもので、精度が従来よりも低い検出回路で
も高信頼性のある出力電流方向判別ができて、しかも小
型化でき、低損失の方法およびその方法を用いたインバ
ータを提供することにある。さらに、本発明の別の課題
は、電流検出が電圧位相中のある限られた期間内しか出
来ない場合、例えば、インバータの３相の変調のうち２
相のみ変調しながら誘導電動機に３相電圧を供給するい
わゆる「２相変調方法」においてはある限られた期間し
か電流検出が出来ないが、このような場合にも良好なデ
ッドタイム補償をしたインバータを提供することにあ
る。

【００１０】

【課題を解決するための手段】上記課題を解決するため
に、本発明によれば、インバータブリッジの各上下アー
ムに、互いに逆並列接続されたスイッチング素子とフリ
ーホイールダイオードから成る回路をそれぞれ挿入した
タイプのインバータにおける前記スイッチング素子を交
互にオン・オフさせて直流を交流に変換するインバータ
の出力電流の方向を判別する出力電流方向判別方法にお
いて、前記フリーホイールダイオードのうち上アーム又
は下アームのフリーホイールダイオードに流れる電流の
一部を分流した分流電流の有無によってインバータの出
力電流の方向を判別するようにしている。

【００１１】また、インバータブリッジと、インバータ
ブリッジの各スイッチング素子を駆動する駆動回路と、
直流を交流に変換するように前記スイッチング素子を交
互にオン・オフさせる信号を前記駆動回路に供給するＰ
ＷＭ制御回路と、負荷電流検出回路と、該負荷電流検出
回路の出力に基づいて前記ＰＷＭ制御回路にオンディレ
イ補正を行なわせるオンディレイ補正回路と、を有する
インバータに、前記負荷電流検出回路として前記フリー
ホイールダイオードのうち上アーム又は下アームのフリ
ーホイールダイオードに流れる電流の一部を分流する分
流回路を備えるようにしている。

【００１２】そして、具体的には、その分流回路を、ト
ランジスタのダイオード構成部分と、高耐圧ダイオード
との直列接続回路で構成し、該直列接続回路を前記フリ
ーホイールダイオードに同極性に並列に接続するように
している。また、増幅用に、前記トランジスタの残りの
端子とＶｃｃ電源との間に平滑用コンデンサと抵抗との
並列回路を挿入している。

【００１３】さらに、上記インバータにおいて、前記オ
ンディレイ補正信号は、出力電流の方向の変化時点で出
力電圧の位相をとらえて、この時点から出力電圧位相の
１８０度の期間は前記オン・オフ信号の幅を増加又は減
少させる補正をし、残りの１８０度の期間は前記補正と
逆の補正をするようにしている。

【００１４】以上のように本発明は、インバータのフリ
ーホイールダイオードに流れる電流のごく一部を分流
し、その分流電流の大きさではなくて分流電流の有無の
みによってインバータの出力電流の方向を判別するよう
にしたので、特開平１−１８６１７２号公報に記載の発
明のようなカレントトランスなどの小型化に限界のあり
しかも温度変化の影響を受けやすい電流極性判別手段を
用いなくてよく、また、特開平７−７９６７号公報に記
載された発明のような「過電流保護用の電流センス端
子」を備えた特殊なスイッチング素子を用いなくてもよ
いため汎用のスイッチング素子が使用でき、そして、具
体的には分流回路を、トランジスタのダイオード構成部
分と、高耐圧ダイオードとの直列接続回路で構成し、増
幅用に前記トランジスタの残りの端子とＶｃｃ電源との
間に平滑用コンデンサと抵抗との並列回路を挿入したの
で微小な電流でも動作することができ、小型化できて、
低損失となり、しかも従来よりも低い精度の検出回路で
も信頼性の高い出力電流方向の判別ができるようにな
る。

【００１５】また、インバータの２相変調のように、フ
リーホイールダイオード電流があるべきときに、反対側
のスイッチング素子が長期間オンしてフリーホイールダ
イオードに電流が流れない期間でも正確な補正をするた
めに、フリーホイールダイオードの有無を検出した時又
は検出しなくなった時にその時の出力電圧の位相を保持
し、その位相から出力電圧位相の１８０度の期間は出力
電圧の増加又は減少させる補正をし、残りの１８０度の
期間はこれと逆の補正をすることによって、簡単で、正
確にオンディレイ補正を行なうことができる。

【００１６】

【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態を図１
〜４を参照して詳細に説明する。図１は本発明の実施の
形態を示すブロック図で、図２は図１のＵ相の下アーム
のフリーホイールダイオードＦＤｕ２に電流が流れたこ
とを検出している時の等価回路図、図３はオンディレイ
補正タイミングの１例であり、図４は１８０度の期間と
その残りの１８０度の期間とで補正を切り換えたオンデ
ィレイ補正の有無の場合の出力電流波形を示している。

【００１７】図１のブロック図において、この実施の形
態のインバータの主回路は次のように構成されている。
出力段は一般的な３相インバータブリッジであり、この
インバータブリッジのＵ相の上下アームはスイッチング
素子Ｓｕ１とＳｕ２の直列接続回路で構成され、その際
スイッチング素子である各トランジスタのコレクタ側を
直流電源Ｅのプラス側にエミッタ側を直流電源Ｅのマイ
ナス側になるように接続している。同様にＶ相の上下ア
ームはスイッチング素子Ｓｖ１とＳｖ２の直列接続回路
で、Ｗ相の上下アームはスイッチング素子Ｓｗ１とＳｗ
２の直列接続回路で構成されている。そして直列接続回
路のスイッチング素子Ｓｕ１とＳｕ２の接続点に誘導電
動機ＭのＵ相が接続され、同様に、スイッチング素子Ｓ
ｖ１とＳｖ２の接続点に誘導電動機ＭのＶ相が、スイッ
チング素子Ｓｗ１とＳｗ２の接続点に誘導電動機ＭのＷ
相が接続される。各スイッチング素子Ｓｕ１〜Ｓｗ２に
はそれぞれ並列にフリーホイールダイオードＦＤｕ１〜
ＦＤｗ２が接続されている。これらのスイッチング素子
Ｓｕ１〜Ｓｗ２としては、バイポーラトランジスタ（Ｇ
ＢＴ）、絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ（ＩＧＢ
Ｔ）、パワーＭＯＳ電界効果型トランジスタ（ＰＯＭＳ
ＦＥＴ）などが用いられるが、駆動回路として特別な点
弧・転流回路を用いればやゲートターンオフサイリスタ
（ＧＴＯ）や通常のサイリスタなども使用可能である。

【００１８】これらのスイッチング素子Ｓｕ１〜Ｓｗ２
の制御は次のように行なわれる。インバータの入・出力
電流や入・出力電圧、出力周波数などの制御対象値を検
出器で検出し、その検出値をＰＷＭ制御回路ＰＣに送
る。ＰＷＭ制御回路ＰＣは、ＰＷＭ発生器ＰＧとキャリ
ア発生器ＣＧと電圧指令器ＶＩと電圧補正器ＶＣとを備
えているので、その検出値はＰＷＭ制御回路ＰＣの電圧
補正器ＶＣに送られる。電圧補正器ＶＣでは所定の基準
値と検出値とを比較して、適切な補正値を算出し、電圧
指令器ＶＩへ出力する。このＰＷＭ発生器ＰＧは電圧指
令器ＶＩから送られてくる電圧指令信号とキャリア発生
器ＣＧから入力されるキャリア信号とを比較し、その結
果に基づきＰＷＭ信号を作り、駆動回路ＤＲに出力し、
駆動回路ＤＲはＰＷＭ信号に従ったデューティのオン・
オフ電圧信号をスイッチング素子のゲート端子に出力す
る。これによってスイッチング素子は所定期間オンし、
その結果インバータや誘導電動機Ｍの制御対象値は基準
値になるように制御される。

【００１９】次に、図１のようなインバータの出力電流
の方向がどのようにして検出されるのかについて図２を
使って説明する。図２は図１中のＵ相のフリーホイール
ダイオードＦＤｕ２についての等価回路図で、同図にお
いて点線で囲ったブロックが本願発明を構成している電
流検出回路Ｄｔｕで、電流検出回路Ｄｔｕの中のＳｕが
本願発明による分流回路Ｓｕである。この分流回路Ｓｕ
はトランジスタＴｒｕのダイオード構成部分（ベース−
エミッタ間）と、高耐圧ダイオードＨＤｕとの直列接続
回路で構成されている。そしてこの直列接続回路はフリ
ーホイールダイオードＦＤｕ２へ同極性に並列に接続さ
れ、かつトランジスタＴｒｕの残りの端子（コレクタ端
子）とＶｃｃ電源との間に平滑用コンデンサＣｕと抵抗
とＲｕの並列回路が挿入されている。トランジスタＴｒ
ｕのコレクタ端子に出力端子Ｏｕが接続され、出力端子
Ｏｕから検出電流ａがＰＷＭ制御回路ＰＣ内の電圧補正
器ＶＣへ送られる。また、Ｕ相電流Ｉｕの正・負は、図
２に矢印で示す誘導電動機電流の方向（すなわち、イン
バータＩの出力端子から誘導電動機Ｍへ流れ込む電流の
方向）を正方向とし、逆方向を負方向としている。

【００２０】誘導電動機Ｍへ流れ込む電流Ｉｕが正の場
合はスイッチング素子Ｓｕ２に入力するＰＷＭ信号がオ
ン・オフにかかわらず電流は下アームのフリーホイール
ダイオードＦＤｕ２に流れるので、スイッチング素子Ｓ
ｕ２には電流は流れない。一方、Ｉｕが負の場合はスイ
ッチング素子Ｓｕ１に入力するＰＷＭ信号のオン・オフ
にかかわらず電流は上アームのフリーホイールダイオー
ドＦＤｕ１に流れるので、スイッチング素子Ｓｕ１には
電流が流れない。そこで、フリーホイールダイオードＦ
Ｄｕ２に電流が流れた時、本願発明に係る電流検出回路
Ｄｔｕは次のように動作する。今、電流Ｉｕが負方向で
ある場合には、電流が誘導電動機ＭからインバータＩへ
流れ込んでも、高耐圧ダイオードＨＤｕによって負方向
電流はカットされるので電流検出回路Ｄｔｕは動作しな
い。従って、電流検出信号ａはＶｃｃの高電位がそのま
ま出力端子Ｏｕから出力される。

【００２１】次に、Ｕ相電流Ｉｕが図示のように正方向
であった場合、フリーホイールダイオードＦＤｕ２に電
流が流れるタイミングが発生する。このときフリーホイ
ールダイオードＦＤｕ２には順方向電圧が発生する。一
方、フリーホイールダイオードＦＤｕ２に、トランジス
タＴｒｕのベース−エミッタ間と高耐圧ダイオードＨＤ
ｕとの直列接続回路が並列接続されているが、そのトラ
ンジスタＴｒｕのベース−エミッタ間は等価的にダイオ
ードに相当するから、結果としてフリーホイールダイオ
ードＦＤｕ２に並列にダイオード２個の直列接続回路が
同一極性で接続されたことになる。このとき当然、ダイ
オード２個の直列接続回路の方には電流が流れにくい
が、全く流れないと順方向電圧は零であるため、ダイオ
ード２個でフリーホイールダイオードＦＤｕ２の順方向
電圧と同等になるレベルまで、ダイオード特性に応じて
電流が流れる。このことは図２で言うと、ＧＮＤからト
ランジスタＴｒｕのベース→エミッタ端子へ流れるベー
ス電流Ｉｂに相当する。そしてベース電流Ｉｂが流れる
と、トランジスタＴｒｕのトランジスタ作用により、図
２に図示のコレクタ電流Ｉｃが発生する。コレクタ電流
Ｉｃが抵抗Ｒｕに流れると、抵抗Ｒｕの電圧降下分だけ
電流検出信号出力端子Ｏｕの電圧はＶｃｃ電位よりも下
がり、電流検出信号出力端子Ｏｕからは低電位の電流検
出信号ａが出力されることとなる。トランジスタＴｒｕ
はベース接地の増幅器として動作するので、電流増幅率
は約１であるが、抵抗Ｒｕに高抵抗のものを選ぶことに
より微少電流の有無でも検出することが可能となる。ま
た、コンデンサＣｕのコンデンサ作用により短時間のス
イッチングの影響を防止することができる。

【００２２】以上のＵ相についての動作説明は、他のＶ
相・Ｗ相についても同様にあてはまり、電流検出信号出
力端子からは電流検出信号ｂが、そして電流検出信号出
力端子からは電流検出信号ｃが出力される。

【００２３】分流回路Ｓｕから得られた電流検出信号ａ
を用いてインバータの出力電流方向信号Ａを得る方法
は、例えば検出電流信号ａ（ａが「Ｈ」か「Ｌ」か）と
その時のスイッチング素子のゲートに与えているＰＷＭ
信号の有無とのロジックを取ることによって簡単に実現
することができる。その判別結果である電流方向信号Ａ
はＰＷＭ制御回路ＰＣの電圧補正器ＶＣ内に送られる。
他のＶ相・Ｗ相についても同様に電流方向信号Ｂ・Ｃが
電圧補正器ＶＣ内に送られる。電圧補正器ＶＣ内では各
相の電流方向信号Ａ・Ｂ・Ｃに基づきオンディレイ補正
信号を作成し、このオンディレイ補正信号を電圧指令器
ＶＩに出力し、電圧指令信号を補正する。この電圧指令
信号はＰＷＭ発生器ＰＧへ入力され、同じくキャリア発
生器ＣＧからもキャリアが入力され、ＰＷＭ発生器ＰＧ
からは＋ΔＶや−ΔＶが加味されたオンディレイ補正を
行った出力信号Ｕ１がスイッチング素子Ｓｕ１の駆動回
路ＤＲｕ１に、出力信号Ｕ２がスイッチング素子Ｓｕ２
の駆動回路ＤＲｕ２に送られ、各駆動回路ＤＲｕ１・Ｄ
Ｒｕ２はスイッチング素子Ｓｕ１・Ｓｕ２をオンディレ
イ補正されたオン・オフ期間で制御する。このようにＰ
ＷＭ制御回路ＰＣ内の電圧補正器ＶＣがオンディレイ補
正回路ＯＣの機能を兼ねている。

【００２４】以上のＵ相についての動作説明は、他のＶ
相・Ｗ相についても同様にあてはまり、ＰＷＭ発生器Ｐ
Ｇから、Ｖ相のスイッチング素子Ｓｖ１・Ｓｖ２の駆動
回路ＤＲｖ１・ＤＲｖ１にそれぞれ出力信号Ｖ１・Ｖ２
が送られ、また、Ｗ相のスイッチング素子Ｓｗ１・Ｓｗ
２の駆動回路ＤＲｗ１・ＤＲｗ１にそれぞれ出力信号Ｗ
１・Ｗ２が送られ、オンディレイ補正がなされる。電流
方向信号Ａ・Ｂ・Ｃに基づいてオンディレイ補正を実施
する方法自体は周知であるので、ここでは説明は省略す
る。

【００２５】このオンディレイ補正のタイミングは次の
ように行なうとより有効である。すなわち、出力電流の
方向の変化時点で出力電圧の位相をとらえて、この時点
から出力電圧位相の１８０度の期間は前記オン・オフ信
号の幅を増加又は減少させる補正をし、残りの１８０度
の期間は前記補正と逆の補正をするようにするのであ
る。図３はこれを実現するオンディレイ補正タイミング
回路ＯＴの回路例である。現在の回転周波数ｆからＶ／
ｆを作り、Ｖｓｉｎθを作る。Ｖｓｉｎθブロックの出
力はＰＷＭブロック側へ出力されると共にその時点のθ
がラッチブロックのＤ入力端子と２個のアンド回路の１
方の入力端子に加えられる。ラッチブロックのセット端
子には電流検出回路Ｄｔｕからの出力が与えられる。ラ
ッチブロックのＱ出力端子からの信号は上記２個のアン
ド回路のうちの一方のアンド回路の他方の入力端子に加
えられるとともに、１８０度位相のタイミング信号と加
え合わされて上記２個のアンド回路のうちの他方のアン
ド回路の他方の入力端子に加えられる。２個のアンド回
路のうち前者の出力はＲＳフリップフロップのＳ入力端
子に、後者の出力はＲＳフリップフロップのＲ入力端子
に加えられ、ＲＳフリップフロップのＱ端子からの出力
はオンディレイ補正（＋ΔＶと−ΔＶ）の切換回路の切
り換え信号として用いられる。オンディレイ補正回路Ｏ
Ｃは、オンディレイ補正タイミング回路ＯＴのこのよう
な切り換えタイミングにしたがって、＋ΔＶと−ΔＶの
補正量のいずれかを最初の１８０度の期間、＋ΔＶと−
ΔＶの補正量の残りのいずれかを残りの１８０度の期
間、出力し、前記Ｖｓｉｎθブロックの出力とを加え合
わされてＰＷＭブロックに送られる。ＰＷＭブロックで
は、補正量＋ΔＶと−ΔＶが加味された補正を行って、
スイッチング素子の駆動回路ＤＲｕ１、ＤＲｕ２に与え
てオンディレイ補正が行なわれる。

【００２６】以上のように、本発明の電流検出回路Ｄｔ
ｕで簡単にかつ正確に得られた電流検出信号ａを使って
電流方向信号Ａが得られると、その電流方向信号Ａが変
化したら（例えば、立上がったら）、その時点のθをラ
ッチ回路でラッチすることになり、電流方向の切り換わ
り時の出力電圧の位相が分かるから、この位相から１８
０度の期間は例えば＋ΔＶだけ出力電圧に加算し、残り
の１８０度の期間は−ΔＶにするものである。

【００２７】その結果が図４に示されている。同図で分
かるように、インバータが出力すべき電圧指令信号と、
実際にインバータブリッジに入力されるＰＷＭ信号と、
の間にデッドタイム期間だけ誤差が生じ、誘導電動機電
流Ｉｕが正のときはインバータの出力電圧は目標値より
も小さくなり、逆に誘導電動機電流Ｉｕが負のときはイ
ンバータの出力電圧は目標値よりも大きくなるから、オ
ンディレイ補正を実施していない場合、そのままの出力
電圧が現れ、実線のように、誘導電動機電流Ｉｕが負の
ときは目標値よりも大きいインバータの出力電圧が、そ
して誘導電動機電流Ｉｕが正のときは目標値よりも小さ
いインバータの出力電圧波形となることが分かる。とこ
ろが、１８０度の期間で−ΔＶの補正と、その残りの１
８０度の期間で＋ΔＶの補正をすると、点線で示す正弦
波が得られるようになる。このように、請求項４に記載
の本願発明によれば、このように、インバータ出力電流
の方向の変化点のみを検出して、その時の出力電圧位相
を保持することによりオンディレイ補正を実施している
ため、保持した位相から１８０度までの期間とその残り
の期間とで補正を切り換えることにより簡単にかつ正確
なオンディレイ補正ができる。

【００２８】

【発明の効果】以上のように、本発明においては、フリ
ーホイールダイオードのうち上アーム又は下アームのフ
リーホイールダイオードに流れる電流の一部を分流した
分流電流の有無によってインバータの出力電流の方向を
判別するようにしたので、カレントトランスなどを用い
なくてよく、また「過電流保護用の電流センス端子」を
備えた素子を用いなくてよく、したがって小型化でき
て、低損失で、精度が従来よりも低い検出回路でも高信
頼性のある出力電流方向の判別が低コストでできるよう
になる。

【００２９】また、具体的にその分流回路を、トランジ
スタのダイオード構成部分と、高耐圧ダイオードとの直
列接続回路で構成し、この直列接続回路をフリーホイー
ルダイオードに同極性に並列に接続し、しかもそのトラ
ンジスタの残りの端子とＶｃｃ電源との間に平滑用コン
デンサと抵抗との並列回路を挿入しているので、増幅作
用も得られ、簡単な構成で十分な電流検出信号を得るこ
とができる。

【００３０】さらに、インバータ出力電流の方向の変化
点のみを検出して、その時の出力電圧位相を保持するこ
とによりオンディレイ補正を実施しているため、保持し
た位相から１８０度までの期間とその残りの期間とで補
正を切り換えることにより簡単にかつ正確なオンディレ
イ補正ができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施の形態を示すブロック図。

【図２】図１のフリーホイールダイオードに電流が流れ
たことを検出している時の等価回路図。

【図３】出力電流の方向の変化時点でオンディレイ補正
を開始する回路例。

【図４】１８０度の期間とその残りの１８０度の期間と
で補正を切り換えたオンディレイ補正の有無の場合の出
力電流波形。

【図５】オンディレイ補正を行っている従来公知のイン
バータブロック図。

【符号の説明】

Ｅ：直流電源 Ｍ：誘導電動機 Ｉ：インバータ Ｓｕ１・Ｓｕ２：スイッチング素子 Ｓｖ１・Ｓｖ２：スイッチング素子 Ｓｗ１・Ｓｗ２：スイッチング素子 ＦＤｕ１・ＦＤｕ２：フリーホイールダイオード ＦＤｖ１・ＦＤｖ２：フリーホイールダイオード ＦＤｗ１・ＦＤｗ２：フリーホイールダイオード ＤＲｕ１・ＤＲｕ２：駆動回路 ＤＲｖ１・ＤＲｖ２：駆動回路 ＤＲｗ１・ＤＲｗ２：駆動回路 ＰＣ：ＰＷＭ制御回路 ＶＣ：電圧補正器 ＶＩ：電圧指令器 ＣＧ：キャリア発生器 ＰＧ：ＰＷＭ発生器 Ｕ１・Ｕ２：ＰＷＭ信号 Ｖ１・Ｖ２：ＰＷＭ信号 Ｗ１・Ｗ２：ＰＷＭ信号 ａ、ｂ、ｃ：電流検出信号 Ａ、Ｂ、Ｃ：電流方向信号 Ｓｕ：分流回路 Ｄｔｕ：電流検出回路 Ｔｒｕ・Ｔｒｖ・Ｔｒｗ：トランジスタ ＨＤｕ・ＨＤｖ・ＨＤｗ：高耐圧ダイオード Ｒｕ・Ｒｖ・Ｒｗ：抵抗 Ｃｕ・Ｃｖ・Ｃｗ：コンデンサ Ｏｕ：電流検出信号出力端子 ＯＣ：オンディレイ補正回路 ＯＴ：オンディレイ補正タイミング回路

Claims (4)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 インバータブリッジの各上下アームに、
   互いに逆並列接続されたスイッチング素子とフリーホイ
   ールダイオードから成る回路をそれぞれ挿入したタイプ
   のインバータにおける前記スイッチング素子を交互にオ
   ン・オフさせて直流を交流に変換するインバータの出力
   電流の方向を判別する出力電流方向判別方法において、 前記フリーホイールダイオードのうち上アーム又は下ア
   ームのフリーホイールダイオードに流れる電流の一部を
   分流した分流電流の有無によってインバータの出力電流
   の方向を判別することを特徴とする出力電流方向判別方
   法。
2. 【請求項２】 インバータブリッジの各上下アームに、
   互いに逆並列接続されたスイッチング素子とフリーホイ
   ールダイオードから成る回路がそれぞれ挿入されたイン
   バータブリッジと、 前記インバータブリッジの各スイッチング素子を駆動す
   る駆動回路と、 直流を交流に変換するように前記スイッチング素子を交
   互にオン・オフさせる信号を前記駆動回路に供給するＰ
   ＷＭ制御回路と、 負荷電流検出回路と、 該負荷電流検出回路の出力に基づいて前記ＰＷＭ制御回
   路にオンディレイ補正を行なわせるオンディレイ補正回
   路と、を有するインバータにおいて、前記負荷電流検出
   回路が、前記フリーホイールダイオードのうち上アーム
   又は下アームのフリーホイールダイオードに流れる電流
   の一部を分流する分流回路を備えていることを特徴とす
   るインバータ。
3. 【請求項３】 前記インバータにおいて、 前記分流回路を、トランジスタのベース−エミッタ部分
   と、高耐圧ダイオードとの直列接続回路で構成し、該直
   列接続回路を前記フリーホイールダイオードに同極性に
   並列に接続し、かつ前記トランジスタの残りの端子とＶ
   ｃｃ電源との間に平滑用コンデンサと抵抗との並列回路
   を挿入することを特徴とする請求項２記載のインバー
   タ。
4. 【請求項４】 前記インバータにおいて、 前記オンディレイ補正回路は、 負荷電流方向の変化時点で第１タイミング信号を発生
   し、この時点から出力電圧位相の１８０度経過時に第２
   タイミング信号を発生するオンディレイ補正タイミング
   回路に接続され、 該オンディレイ補正タイミング回路からの第１タイミン
   グ信号でオンディレイ補正を行ない、第２タイミング信
   号で前記補正と逆のオンディレイ補正を行なうことを特
   徴とする請求項２または３記載のインバータ。