JP4265299B2 - ３相電圧型ｐｗｍインバータ装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、３相電圧型ＰＷＭインバータ装置に関し、特に、インバータ主回路の電流検出を高精度に行うようにした３相電圧型ＰＷＭインバータ装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来、３相電圧型ＰＷＭインバータ装置では、半導体スイッチング素子への過電流安全対策としてインバータ主回路上に電流検出器を設ける構成が採用されている。ところが、出力電圧が低い場合や電圧指令ベクトルの位相角が基本電圧ベクトルの位相角に近い場合には、直流母線電流を検出するのに十分なパルス幅を得ることができないという問題がある。そこで、従来、直流母線電流に１つの電流検出器を設けるとともにＰＷＭキャリアの１周期内で１２０度位相の異なる２つの大きさを持つ基本電圧ベクトルと大きさを持たないゼロ電圧ベクトルとの組み合わせ、又は、各々６０度位相が異なる３つの大きさをもつ基本電圧ベクトルの組み合わせを発生させることでパルス幅を広げて、電流検出精度を向上させる旨の技術が提案されている（例えば、特許文献１参照。）。
【０００３】
【特許文献１】
特開平７−２９８６３１号公報
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、一般的なマイコンのアーキテクチャで特許文献１に記載されたＰＷＭ変調を行おうとすると、目的とするベクトル成分以外のベクトル成分が出現するため、一般的なマイコンでの実現が困難であるという問題がある。一方、このような問題を解決するためには、ハードウエア上の追加部品が必要となり、回路構成や制御方法が複雑になるという問題がある。
【０００５】
本発明は、上述した問題点に鑑みてなされたものであり、変調度が小さい場合や単一の基本電圧ベクトルの位相に近い場合等においても簡単且つ安価な構成で高精度に電流検出が可能な３相電圧型ＰＷＭインバータ装置を提供することを解決すべき課題とする。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
この目的を達成するために、請求項１に記載の３相電圧型ＰＷＭインバータ装置は、半導体スイッチング素子を用いたインバータ主回路と、そのインバータ主回路における直流母線電流を検出する直流母線電流検出手段とを備えた３相電圧型ＰＷＭインバータ装置において、指令電圧ベクトルを作成可能な６０度位相が異なる２つの基本電圧ベクトル成分を、１ＰＷＭ周期をなす第１の期間内に出力すると共に、前記基本電圧ベクトル成分に対しそれぞれ１８０度位相が異なる２つの基本電圧ベクトル成分のうち少なくとも１つを、前記第１の期間に連続する１ＰＷＭ周期をなす第２の期間内に出力するように構成され、前記第１の期間及び前記第２の期間と、通常の変調状態となる期間とを切り換える制御を行うことを特徴とする。
【０００７】
従って、第２の期間において第１の期間における基本電圧ベクトル成分と１８０度位相が異なる基本電圧ベクトル成分を利用するため、変調度が小さい場合や出力電圧ベクトルの位相が単一の基本電圧ベクトルに近い位相となる状態においても十分な長さのパルス幅となり、直流母線電流検出手段によって高精度に直流母線電流を検出することができ、これにより、半導体スイッチング素子のスイッチングパターンによって決まる特定相の相電流を高精度に検出することができる。
特に、第１の期間及び第２の期間と通常の変調状態となる期間とを所定条件で切り換える（換言すれば、第１の期間及び第２の期間を間引きして発生させる）ことによって、第１の期間及び第２の期間を作成するためのマイコンにおけるソフトウェア処理の負荷が軽減される。
【０００８】
また、請求項２に記載の３相電圧型ＰＷＭインバータ装置は、半導体スイッチング素子を用いたインバータ主回路と、そのインバータ主回路における直流母線電流を検出する直流母線電流検出手段とを備えた３相電圧型ＰＷＭインバータ装置において、指令電圧ベクトルを作成可能な６０度位相が異なる第１の基本電圧ベクトル及び第２の基本電圧ベクトルを、１ＰＷＭ周期をなす第１の期間内に出力すると共に、 前記第１の基本電圧ベクトル及び前記第１の基本電圧ベクトルに対して６０度位相が異なり且つ前記第２の基本電圧ベクトルとは別の第３の基本電圧ベクトルを、１ＰＷＭ周期をなす第２の期間内に出力するように構成され、前記第１の期間及び前記第２の期間と、通常の変調状態となる期間とを切り換える制御を行うことを特徴とする。
【０００９】
従って、第１の期間内に第１の基本電圧ベクトル及び第２の基本電圧ベクトルを出力し、第２の期間内に第１の基本電圧ベクトル及び第２の基本電圧ベクトルとは別の第３の基本電圧ベクトルを出力するため、出力電圧ベクトルの位相が単一の基本電圧ベクトルに近い位相となる状態においても十分な長さのパルス幅となり、直流母線電流検出手段によって高精度に直流母線電流を検出することができ、これにより、半導体スイッチング素子のスイッチングパターンによって決まる特定相の相電流を高精度に検出することができる。
特に、第１の期間及び第２の期間と通常の変調状態となる期間とを所定条件で切り換える（換言すれば、第１の期間及び第２の期間を間引きして発生させる）ことによって、第１の期間及び第２の期間を作成するためのマイコンにおけるソフトウェア処理の負荷が軽減される。
【００１０】
また、請求項３に記載の３相電圧型ＰＷＭインバータ装置は、前記第１の期間及び前記第２の期間におけるキャリア周波数を、通常の変調制御時よりも高く設定したことを特徴とする。
【００１１】
従って、第１の期間及び第２の期間におけるキャリア周波数が通常の変調制御時よりも相対的に高く設定されることにより電流リップルの発生が低減される。
【００１２】
また、請求項４に記載の３相電圧型ＰＷＭインバータ装置は、半導体スイッチング素子を用いたインバータ主回路と、そのインバータ主回路における直流母線電流を検出する直流母線電流検出手段とを備えた３相電圧型ＰＷＭインバータ装置において、指令電圧ベクトルを作成可能な６０度位相が異なる２つの基本電圧ベクトル成分を、１ＰＷＭ周期をなす第１の期間内に出力すると共に、前記基本電圧ベクトル成分に対しそれぞれ１８０度位相が異なる２つの基本電圧ベクトル成分のうち少なくとも１つを、前記第１の期間に連続する１ＰＷＭ周期をなす第２の期間内に出力するように構成され、大きさを持つ基本電圧ベクトルが出力される各ＰＷＭキャリア周期の各々の時間幅がそれぞれ所定値以上である第１の状態では、前記各ＰＷＭキャリア周期で電流値の検出を行い、前記各ＰＷＭキャリア周期のいずれかの時間幅が所定値未満である第２の状態では、電流値の検出を禁止したことを特徴とする。
【００１３】
従って、第２の期間において第１の期間における基本電圧ベクトル成分と１８０度位相が異なる基本電圧ベクトル成分を利用するため、変調度が小さい場合や出力電圧ベクトルの位相が単一の基本電圧ベクトルに近い位相となる状態においても十分な長さのパルス幅となり、直流母線電流検出手段によって高精度に直流母線電流を検出することができ、これにより、半導体スイッチング素子のスイッチングパターンによって決まる特定相の相電流を高精度に検出することができる。
特に、出力電圧ベクトルの位相が基本電圧ベクトルに近い位相となるＰＷＭキャリア周期の時間幅が小さい状態では電流値が誤検出されやすいため、各ＰＷＭキャリア周期の各々の時間幅がそれぞれ所定値以上である第１の状態においてのみ電流値の検出を行い、各ＰＷＭキャリア周期のいずれかの時間幅が所定値未満である第２の状態では電流値の検出を禁止することにより電流値の誤検出を防止することができる。
【００１４】
また、請求項５に記載の３相電圧型ＰＷＭインバータ装置は、半導体スイッチング素子を用いたインバータ主回路と、そのインバータ主回路における直流母線電流を検出する直流母線電流検出手段とを備えた３相電圧型ＰＷＭインバータ装置において、指令電圧ベクトルを作成可能な６０度位相が異なる第１の基本電圧ベクトル及び第２の基本電圧ベクトルを、１ＰＷＭ周期をなす第１の期間内に出力すると共に、 前記第１の基本電圧ベクトル及び前記第１の基本電圧ベクトルに対して６０度位相が異なり且つ前記第２の基本電圧ベクトルとは別の第３の基本電圧ベクトルを、１ＰＷＭ周期をなす第２の期間内に出力するように構成され、大きさを持つ基本電圧ベクトルが出力される各ＰＷＭキャリア周期の各々の時間幅がそれぞれ所定値以上である第１の状態では、前記各ＰＷＭキャリア周期で電流値の検出を行い、前記各ＰＷＭキャリア周期のいずれかの時間幅が所定値未満である第２の状態では、電流値の検出を禁止したことを特徴とする。
【００１５】
従って、第１の期間内に第１の基本電圧ベクトル及び第２の基本電圧ベクトルを出力し、第２の期間内に第１の基本電圧ベクトル及び第２の基本電圧ベクトルとは別の第３の基本電圧ベクトルを出力するため、出力電圧ベクトルの位相が単一の基本電圧ベクトルに近い位相となる状態においても十分な長さのパルス幅となり、直流母線電流検出手段によって高精度に直流母線電流を検出することができ、これにより、半導体スイッチング素子のスイッチングパターンによって決まる特定相の相電流を高精度に検出することができる。
特に、出力電圧ベクトルの位相が基本電圧ベクトルに近い位相となるＰＷＭキャリア周期の時間幅が小さい状態では電流値が誤検出されやすいため、各ＰＷＭキャリア周期の各々の時間幅がそれぞれ所定値以上である第１の状態においてのみ電流値の検出を行い、各ＰＷＭキャリア周期のいずれかの時間幅が所定値未満である第２の状態では電流値の検出を禁止することにより電流値の誤検出を防止することができる。
【００１６】
また、請求項６に記載の３相電圧型ＰＷＭインバータ装置は、前記第１の状態において検出した各々の相電流値及びロータ位置情報より算出した回転座標軸上のｑ軸電流、ｄ軸電流、特定相の印加電圧位相を基準とする電流位相、又は電流振幅の内、少なくとも１つの情報をメモリに保存するように構成されたことを特徴とする。
【００１７】
従って、電流値の検出が禁止される第２の状態においては、メモリに保存されたｑ軸電流、ｄ軸電流、特定相の印加電圧を基準にした電流位相、電流振幅の内、少なくとも１つの情報を読み出してモータ制御に使用することが可能となる。
【００１８】
また、請求項７に記載の３相電圧型ＰＷＭインバータ装置は、３相中の２相の半導体スイッチング素子のみを所定のＰＷＭ周期でスイッチングする２相変調制御を行うように構成されると共に、前記直流母線電流検出手段によって検出された電流値をＰＷＭキャリア信号の山近傍又は谷近傍のタイミングで取り込む電流値取り込み手段、を備えたことを特徴とする。
【００１９】
従って、直流母線電流検出手段によって検出された電流値を、電流値取り込み手段によりＰＷＭキャリア信号の山近傍又は谷近傍のタイミングで確実に取り込むことができる。また、ＰＷＭキャリア信号の山又は谷にて割り込みを発生させる一般的且つ安価なマイコンを電流値取り込み手段として用いることができるので、３相電圧型ＰＷＭインバータ装置を簡単且つ安価とすることができる。
【００２０】
また、請求項８に記載の３相電圧型ＰＷＭインバータ装置は、前記第１の期間と前記第２の期間との切り替えを、ＰＷＭキャリア信号の山近傍又は谷近傍のタイミングで各相の変調度を変更することによって行うことを特徴とする。
【００２１】
従って、ＰＷＭキャリア信号の山、谷の割り込みを利用することにより、簡単なソフトウェア処理で第１の期間と第２の期間とを切り替えることが可能となる。
【００２２】
【発明の実施の形態】
以下、本発明を具体化した３相電圧型ＰＷＭインバータ装置の各実施形態について図面を参照しつつ説明する。
【００２３】
まず、第一の実施形態の３相電圧型ＰＷＭインバータ装置（以下、インバータ装置と称する）１の全体構成について、図１の回路図を参照しつつ説明する。
【００２４】
インバータ装置１は、ＰＷＭスイッチング信号に基づいて三相交流電動機（以下、モータと称する）ＭのＵ相，Ｖ相，Ｗ相の各相へ駆動電力を供給するインバータ主回路２と、インバータ主回路２を介してモータＭへ電力を供給する直流電源３と、インバータの出力電圧指令に比例したデューティ比のＰＷＭ信号を生成すると共に相電流検出のためのＡ／Ｄ変換器（ＡＤＣ）を内蔵したマイコン４と、マイコン４から入力されたＰＷＭ信号に基づいてＰＷＭスイッチング信号を発生するデッドタイム発生回路５と、ＰＷＭスイッチング信号に基づいてインバータ主回路２の上アームの各スイッチング素子２ｕ，２ｖ，２ｗをオンオフする上段ゲートドライブ回路６と、ＰＷＭスイッチング信号に基づいてインバータ主回路２の下アームの各スイッチング素子２ｘ，２ｙ，２ｚをオンオフする下段ゲートドライブ回路７と、電流検出回路８とから構成されている。尚、本実施形態において、３相電圧型ＰＷＭインバータ装置１は、３相中の２相のスイッチング素子のみを所定のＰＷＭ周期でスイッチングする２相変調制御方式を採用するが、他の変調制御方式を採用する構成としてもよい。また、マイコン４が、本発明の電流取り込み手段を構成するものである。
【００２５】
インバータ主回路２は、直流母線２ａ，２ｂ間に、Ｕ相上段のスイッチング素子２ｕ、Ｕ相下段のスイッチング素子２ｘ、Ｖ相上段のスイッチング素子２ｖ、Ｖ相下段のスイッチング素子２ｙ、Ｗ相上段のスイッチング素子２ｗ、及びＷ相下段のスイッチング素子２ｚからなる６個のスイッチング素子をブリッジ接続した周知構成の三相インバータ回路である。また、インバータ主回路２の直流母線２ｂ上には電流検出用のシャント抵抗１０が設けられている。
【００２６】
デッドタイム発生回路５は、マイコン４から入力されたＰＷＭ信号に対し短絡防止のデッドタイムを設けてインバータ主回路２のアーム上下のスイッチング素子２ｕ，２ｖ，２ｗ，２ｘ，２ｙ，２ｚへの駆動信号（オンオフ指令）としてのＰＷＭスイッチング信号を発生する。
【００２７】
電流検出回路８は、オペアンプと２個の抵抗とからなり、シャント抵抗１０の一端側の電圧を検出することによって、直流母線２ｂを流れる直流母線電流を検出する回路である。尚、シャント抵抗１０及び電流検出回路８が本発明の直流母線電流検出手段を構成するものである。
【００２８】
次に、シャント抵抗１０を流れる直流母線電流の検出によって各相の相電流の検出が可能となる原理について説明する。
【００２９】
始めに、ＰＷＭスイッチング信号の生成方式について空間ベクトル法を用いて説明する。空間ベクトル法とは、指令電圧ベクトルを８個の基本電圧ベクトルで表現し、時間に換算して６個のスイッチング素子のオン／オフを決定するものである。基本電圧ベクトルとは、電圧型インバータにおいて６個のスイッチング素子のオン／オフの組合わせで決まる２3 ＝８種類の電圧ベクトルである。また、８種類の基本電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７は、図２に示すように、互いに６０度だけ位相が異なり且つ大きさの等しい６種の電圧ベクトルＶ１〜Ｖ６と、大きさを持たない２種のゼロ電圧ベクトルＶ０及びＶ７とからなる。ここで、８種のベクトル（Ｓａ，Ｓｂ，Ｓｃ）は、８通りのスイッチングモードに対応し、各相の正側のスイッチング素子２ｕ，２ｖ，２ｗがオンであるときに、Ｓａ，Ｓｂ，Ｓｃを「１」と表し、逆に負側のスイッチング素子２ｘ，２ｙ，２ｚがオンであるときに「０」と表したものである。そして、本実施形態では、８種の基本電圧ベクトルを任意の組合わせで合成することにより３相ＰＷＭ電圧を発生させる。
【００３０】
次に、図３に示す表を参照しつつ、基本電圧ベクトルＶ１〜Ｖ６と、各基本電圧ベクトルに対応する各スイッチング素子のスイッチングパターンと、直流母線電流の検出値によって検出される相電流の種類との関係について説明する。尚、図３の表ではゼロ電圧ベクトルＶ０及びＶ７が除外されているのは、ゼロ電圧ベクトルＶ０又はＶ７時は還流モードが発生するため相電流の検出を行わないからである。
【００３１】
図３の表で、Ｕ相アーム，Ｖ相アーム，Ｗ相アームの各欄は、表の左端に示した各基本電圧ベクトルＶ１〜Ｖ６を発生させる場合にオンされるＵ，Ｖ，Ｗ各相のスイッチング素子の上下アームのいずれかを表しており、「Ｈｉｇｈ」は上アームのスイッチング素子が、「Ｌｏｗ」は下アームのスイッチング素子がそれぞれオンされることを表している。また、検出相電流（Ｉｄｃ）の欄は、左端に示した各基本電圧ベクトルＶ１〜Ｖ６発生時における直流母線電流の検出値Ｉｄｃに等しい相電流の種類を表しており、Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗは、それぞれインバータ主回路２からモータＭのＵ相，Ｖ相，Ｗ相へ流れる相電流を、−Ｉｕ，−Ｉｖ，−Ｉｗは、それぞれモータＭのＵ相，Ｖ相，Ｗ相からインバータ主回路２へ流れる相電流を表している。
【００３２】
例えば、基本電圧ベクトルＶ２の発生時は、図４に示すように、Ｕ相上アームのスイッチング素子２ｕ、Ｖ相上アームのスイッチング素子２ｖ及びＷ相下アームのスイッチング素子２ｚがそれぞれオンされ、その瞬間にシャント抵抗１０を流れる直流母線電流ＩｄｃはＷ相の相電流−Ｉｗと等しくなっている。
【００３３】
次に、指令電圧ベクトルが小さい場合の一駆動例について、図５及び図６を参照しつつ説明する。
【００３４】
図５（ａ）は、通常の制御における指令電圧ベクトルの基本電圧ベクトル成分を、同図（ｂ）は本実施形態の制御における指令電圧ベクトルの基本電圧ベクトル成分をそれぞれ表す図であり、同図（ｃ）は第１の期間及び第２の期間におけるベクトルの合成を説明する図である。また、図６（ａ）は、通常の制御における各相のＰＷＭ変調度信号、ＰＷＭキャリア信号、ＰＷＭスイッチング信号、基本電圧ベクトル、直流母線電流の一例及びＡ／Ｄ変換割り込みのタイミングを表すタイミングチャート、同図（ｂ）は本実施形態の制御におけるタイミングチャートである。
【００３５】
通常の制御では、図５（ａ）に示すように、指令電圧ベクトルを１ＰＷＭ周期内に基本電圧ベクトルＶ４及びＶ５を出力する。ここで、図５（ａ）に示すように、基本電圧ベクトルＶ５は、パルス幅が小さいため電流検出が困難である。
【００３６】
一方、本実施形態の制御では、図５（ｂ），（ｃ）に示すように、１ＰＷＭ周期をなす第１の期間内に、通常よりも大きな基本電圧ベクトルＶ４，Ｖ５を出力し、第１の期間に連続する１ＰＷＭ周期をなす第２の期間内に、基本電圧ベクトルＶ４、Ｖ５に対してそれぞれ１８０度位相が異なる基本電圧ベクトルＶ１、Ｖ２を出力することによって指令電圧ベクトルが作成される。そして、図６に示すように、第１の期間では基本電圧ベクトルＶ５が、第２の期間では基本電圧ベクトルＶ１がそれぞれ十分なパルス幅となるため、それぞれについて直流母線電流を高精度に検出することができる。
【００３７】
次に、本実施形態における相電流検出処理の流れについて、図６のタイミングチャートを参照しつつ説明する。まず、ＰＷＭキャリア信号の山近傍のタイミングで、マイコン４が、図７〜８に示す変調度計算ルーチンを内蔵するＲＯＭから呼び出して実行することにより、第１の期間における各相の変調度が設定される。尚、変調度計算ルーチンにおける処理内容の詳細については後述する。第１の期間内に基本電圧ベクトルＶ５が発生すると、シャント抵抗１０に流れる直流母線電流Ｉｄｃが電流検出回路８によって検出される。そして、マイコン４は、ＰＷＭキャリア信号の谷近傍のタイミングでＡ／Ｄ変換割り込みを発生し、電流検出値を取り込んでＡ／Ｄ変換する。ここで、基本電圧ベクトルＶ５発生時は、図３の表より明らかなように、インバータ主回路２のＵ相下アーム、Ｖ相下アーム、Ｗ相上アームがそれぞれオンされ、シャント抵抗１０には相電流Ｉｗに等しい直流母線電流Ｉｄｃが流れているため、電流検出値をＡ／Ｄ変換することによってＷ相の相電流Ｉｗを検出することができる。
【００３８】
次に、ＰＷＭキャリア信号の次の山近傍のタイミングで、マイコン４が、変調度計算処理ルーチンを実行して各相の変調度を変更することにより、第１の期間から第２の期間への切り換えが行われる。
【００３９】
第２の期間内に基本電圧ベクトルＶ１が発生すると、シャント抵抗１０に流れる直流母線電流Ｉｄｃが電流検出回路８によって検出される。そして、マイコン４は、ＰＷＭキャリア信号の谷近傍のタイミングでＡ／Ｄ変換割り込みを発生し、電流検出値を取り込んでＡ／Ｄ変換する。ここで、基本電圧ベクトルＶ１発生時は、図３の表より明らかなように、インバータ主回路２のＵ相上アーム、Ｖ相下アーム、Ｗ相下アームがそれぞれオンされ、シャント抵抗１０には相電流Ｉｕに等しい直流母線電流が流れているため、電流検出値をＡ／Ｄ変換することによってＵ相の相電流Ｉｕを検出することができる。
【００４０】
次に、各相の変調度計算処理の流れについて、図７〜８のフローチャート及び図９の表を参照しつつ説明する。
【００４１】
ＰＷＭキャリア信号の山のタイミングで図７〜８に示す変調度計算ルーチンが呼び出されると、まず、フラグＮ＝０か否かを判定する（ステップ１。以下Ｓ１と略記する。他のステップも同様。）。ここで、Ｎ＝０は第１の期間である場合を、Ｎ＝１は第２の期間である場合をそれぞれ表している。Ｎ＝０（第１の期間）である場合（Ｓ１：Ｙｅｓ）、変調度の大小関係がｍｏｄ−ｕ＞ｍｏｄ−ｖ＞ｍｏｄ−ｗを満たしているか否かを判定する（Ｓ２）。ここで、ｍｏｄ−ｕはＵ相ＰＷＭ変調度を、ｍｏｄ−ｖはＶ相ＰＷＭ変調度を、ｍｏｄ−ｗはＷ相ＰＷＭ変調度をそれぞれ表している。この判定が満たされている場合（Ｓ２：Ｙｅｓ）、Ｃｏｕｎｔに４を代入する（Ｓ３）。尚、Ｃｏｕｎｔ（カウント）と各相の変調度及び基本電圧ベクトルの組合わせとの関係は図９の表に示されるとおりである。次に、ｍｏｄ−ｖとｍｏｄ−ｗとの差が所定値未満であるか否かを判定する（Ｓ４）。Ｓ４が満たされている場合（Ｓ４：Ｙｅｓ）、Ｕ相変調度補正値Ｒｅｇ−ｕ、Ｖ相変調度補正値Ｒｅｇ−ｖにそれぞれ所定値を設定すると共に、Ｎに１を代入する（Ｓ５）。Ｓ４の判定が満たされない場合（Ｓ４：Ｎｏ）、Ｓ５の処理はスキップされる。次に、ｍｏｄ−ｕとｍｏｄ−ｖとの差が所定値未満であるか否かを判定する（Ｓ６）。Ｓ６が満たされている場合（Ｓ６：Ｙｅｓ）、Ｕ相変調度補正値Ｒｅｇ−ｕに所定値を加算すると共に、Ｎに１を代入する（Ｓ７）。Ｓ６の判定が満たされない場合（Ｓ６：Ｎｏ）、Ｓ７の処理はスキップされる。続いて、Ｕ相ＰＷＭ変調度ｍｏｄ−ｕに補正値Ｒｅｇ−ｕを、Ｖ相ＰＷＭ変調度ｍｏｄ−ｖに補正値Ｒｅｇ−ｖをそれぞれ加算し（Ｓ８）、本ルーチンの処理を終了してリターンする。
【００４２】
Ｓ２の判定が満たされない場合（Ｓ２：Ｎｏ）、各相の変調度の大小関係がｍｏｄ−ｖ＞ｍｏｄ−ｕ＞ｍｏｄ−ｗを満たしているか否かを判定し、満たされている場合は、Ｃｏｕｎｔに５を代入すると共に、Ｓ４〜Ｓ８と同様の処理によりＶ相ＰＷＭ変調度ｍｏｄ−ｖ及びＵ相ＰＷＭ変調度ｍｏｄ−ｕをそれぞれ補正値Ｒｅｇ−ｖ、補正値Ｒｅｇ−ｕによって補正し、本ルーチンの処理を終了してリターンする。
【００４３】
以下、順次、各相の変調度の大小関係がｍｏｄ−ｕ＞ｍｏｄ−ｗ＞ｍｏｄ−ｖを満たす場合はＣｏｕｎｔに３を、ｍｏｄ−ｗ＞ｍｏｄ−ｕ＞ｍｏｄ−ｖを満たす場合はＣｏｕｎｔに２を、ｍｏｄ−ｖ＞ｍｏｄ−ｗ＞ｍｏｄ−ｕを満たす場合はＣｏｕｎｔに６を、ｍｏｄ−ｗ＞ｍｏｄ−ｖ＞ｍｏｄ−ｕを満たす場合はＣｏｕｎｔに１をそれぞれ設定する。そして、それぞれの場合について、Ｓ４〜Ｓ８と同様の処理により、Ｕ相ＰＷＭ変調度ｍｏｄ−ｕ、Ｖ相ＰＷＭ変調度ｍｏｄ−ｖ、Ｗ相ＰＷＭ変調度ｍｏｄ−ｗを、それぞれ補正値Ｒｅｇ−ｕ、補正値Ｒｅｇ−ｖ、補正値Ｒｅｇ−ｗによって補正し、本ルーチンの処理を終了してリターンする。尚、Ｃｏｕｎｔ＝５，３，２，６又は１の場合における変調度計算処理（図７の点線で囲んだ部分）の内容はＳ２〜Ｓ８と同様であるので、詳細な記載を省略している。
【００４４】
一方、ＰＷＭキャリア信号の山近傍のタイミングで再び変調度計算ルーチンが呼び出された場合、Ｎ＝１となっているため、Ｓ１においてＮｏと判定される。次に、Ｃｏｕｎｔ＝４か否かが判定される（Ｓ１１）。Ｃｏｕｎｔ＝４である場合（Ｓ１１：Ｙｅｓ）、Ｕ相ＰＷＭ変調度ｍｏｄ−ｕより補正値Ｒｅｇ−ｕを、Ｖ相ＰＷＭ変調度ｍｏｄ−ｖより補正値Ｒｅｇ−ｖをそれぞれ減算する（Ｓ１２）。Ｕ相ＰＷＭ変調度ｍｏｄ−ｕが０未満であるか否かを判定し（Ｓ１３）、この判定が満たされている場合（Ｓ１３：Ｙｅｓ）、ｍｏｄ−ｕ、ｍｏｄ−ｖ、ｍｏｄ−ｗにそれぞれ１を加算する処理を行う（Ｓ１４）。以下、Ｓ１３の判定がＮｏとなるまで、Ｓ１３〜Ｓ１４を繰り返す。ｍｏｄ−ｕが０以上となった場合（Ｓ１３：Ｎｏ）、ｍｏｄ−ｖが０未満であるか否かを判定する（Ｓ１５）。ｍｏｄ−ｖが０未満である場合は（Ｓ１５：Ｙｅｓ）、Ｓ１４へ進み、ｍｏｄ−ｖが０以上である場合は（Ｓ１５：Ｎｏ）、フラグＮに０を代入し（Ｓ１６）、本ルーチンの処理を終了してリターンする。
【００４５】
Ｓ１１の判定が満たされない場合（Ｓ１１：Ｎｏ）、Ｃｏｕｎｔ＝５を満たしているか否かを判定し、満たされている場合は、Ｓ１２〜Ｓ１６と同様の処理によりＵ相ＰＷＭ変調度ｍｏｄ−ｕ、Ｖ相ＰＷＭ変調度ｍｏｄ−ｖ及びＷ相ＰＷＭ変調度ｍｏｄ−ｗをそれぞれ補正し、本ルーチンの処理を終了してリターンする。
【００４６】
以下、同様に、Ｃｏｕｎｔの値が３，２，６，１であるかをそれぞれ判定してＳ１２〜Ｓ１６と同様の処理によりＵ相ＰＷＭ変調度ｍｏｄ−ｕ、Ｖ相ＰＷＭ変調度ｍｏｄ−ｖ及びＷ相ＰＷＭ変調度ｍｏｄ−ｗをそれぞれ補正し、本ルーチンの処理を終了してリターンする。尚、Ｃｏｕｎｔ＝５，３，２，６又は１の場合における変調度計算処理（図８の点線で囲んだ部分）の内容はＳ１１〜Ｓ１６と同様であるので、詳細な記載を省略している。
【００４７】
次に、指令電圧ベクトルが小さい場合の他の駆動例について、図１０及び図１１を参照しつつ説明する。
【００４８】
図１０（ａ）は、通常の制御における指令電圧ベクトルの基本電圧ベクトル成分を、同図（ｂ）は本実施形態の制御における指令電圧ベクトルの基本電圧ベクトル成分をそれぞれ表す図であり、同図（ｃ）は第１の期間及び第２の期間におけるベクトルの合成を説明する図である。また、図１１（ａ）は、通常の制御における各相のＰＷＭ変調度信号、ＰＷＭキャリア信号、ＰＷＭスイッチング信号、基本電圧ベクトル、直流母線電流の一例及びＡ／Ｄ変換割り込みのタイミングを表すタイミングチャート、同図（ｂ）は本実施形態の制御におけるタイミングチャートである。
【００４９】
通常の制御では、図１０（ａ）に示すように、指令電圧ベクトルを１ＰＷＭ周期内に基本電圧ベクトルＶ４及びＶ５を出力する。ここで、図１１（ａ）に示すように、基本電圧ベクトルＶ５は、パルス幅が小さいため電流検出が困難である。
【００５０】
一方、本実施形態の制御では、図１０（ｂ），（ｃ）に示すように、１ＰＷＭ周期をなす第１の期間内に、通常よりも大きな基本電圧ベクトルＶ４，Ｖ５を出力し、第１の期間に連続する１ＰＷＭ周期をなす第２の期間内に、基本電圧ベクトルＶ５に対して１８０度位相が異なる基本電圧ベクトルＶ２を出力することによって指令電圧ベクトルが作成される。そして、図１１（ｂ）に示すように、第１の期間では基本電圧ベクトルＶ５が、第２の期間では基本電圧ベクトルＶ２がそれぞれ十分なパルス幅となるため、それぞれについて電流を高精度に検出することができる。尚、相電流検出処理の流れは上述した例と同様であるので、ここでは説明を省略する。
【００５１】
次に、指令電圧ベクトルが単一の基本電圧ベクトルで構成される場合の一駆動例について、図１２及び図１３を参照しつつ説明する。
【００５２】
図１２（ａ）は、通常の制御における指令電圧ベクトルの基本電圧ベクトル成分を、同図（ｂ）は本実施形態の制御における指令電圧ベクトルの基本電圧ベクトル成分をそれぞれ表す図であり、同図（ｃ）は第１の期間及び第２の期間におけるベクトルの合成を説明する図である。また、図１３（ａ）は、通常の制御における各相のＰＷＭ変調度信号、ＰＷＭキャリア信号、ＰＷＭスイッチング信号、基本電圧ベクトル、直流母線電流の一例及びＡ／Ｄ変換割り込みのタイミングを表すタイミングチャート、同図（ｂ）は本実施形態の制御におけるタイミングチャートである。
【００５３】
通常の制御では、図１２（ａ）に示すように、１ＰＷＭ周期内に基本電圧ベクトルＶ４のみを出力することにより指令電圧ベクトルを作成する。ここで、図１３（ａ）に示すように、基本電圧ベクトルＶ４は、パルス幅が小さいため電流検出が困難である。
【００５４】
一方、本実施形態の制御では、図１２（ｂ），（ｃ）に示すように、１ＰＷＭ周期をなす第１の期間内に、通常よりも大きな基本電圧ベクトルＶ４，Ｖ５を出力し、第１の期間に連続する１ＰＷＭ周期をなす第２の期間内に、基本電圧ベクトルＶ５に対して１８０度位相が異なる基本電圧ベクトルＶ２を出力することによって指令電圧ベクトルが作成される。そして、図１３（ｂ）に示すように、第１の期間では基本電圧ベクトルＶ５が、第２の期間では基本電圧ベクトルＶ２がそれぞれ十分なパルス幅となるため、それぞれについて直流母線電流を高精度に検出することができる。尚、相電流検出処理の流れは上述した例と同様であるので、ここでは説明を省略する。
【００５５】
以上詳述したことから明らかなように、本実施形態によれば、指令電圧ベクトルを作成可能な６０度位相が異なる２つの基本電圧ベクトル成分を、１ＰＷＭ周期をなす第１の期間内に出力すると共に、前記基本電圧ベクトル成分に対しそれぞれ１８０度位相が異なる２つの基本電圧ベクトル成分のうち少なくとも１つを、前記第１の期間に連続する１ＰＷＭ周期をなす第２の期間内に出力する。そして、電流検出回路８がインバータ主回路２のシャント抵抗１を流れる直流母線電流を検出し、マイコン４は、電流検出回路８によって検出された電流値を、ＰＷＭキャリア信号の山近傍又は谷近傍のタイミングで、スイッチング素子のスイッチングパターンによって決まる特定相の相電流として検出する。よって、第２の期間において第１の期間における基本電圧ベクトル成分と１８０度位相が異なる基本電圧ベクトル成分を利用するため、変調度が小さい場合や出力電圧ベクトルの位相が単一の基本電圧ベクトルに近い位相となる状態においても十分な長さのパルス幅となり、電流検出回路８によって高精度に直流母線電流を検出することができ、これにより、スイッチング素子のスイッチングパターンによって決まる特定相の相電流を高精度に検出することができる。
【００５６】
また、本実施形態によれば、ＰＷＭキャリア信号の山又は谷にて割り込みを発生させる一般的且つ安価なマイコンを電流値取り込み手段として用いることができるので、３相電圧型ＰＷＭインバータ装置を簡単且つ安価とすることができる。
【００５７】
また、本実施形態によれば、３相中の２相のスイッチング素子のみを所定のＰＷＭ周期でスイッチングする２相変調制御を行うように構成する共に、第１の期間と第２の期間との切り替えを、ＰＷＭキャリア信号の山近傍又は谷近傍のタイミングで各相の変調度を変更することによって行うことを特徴とする。従って、ＰＷＭキャリア信号の山、谷の割り込みを利用することにより、マイコン４における簡単なソフトウェア処理で第１の期間と第２の期間とを切り替えることが可能となる。
【００５８】
次に、本発明の３相電圧型ＰＷＭインバータ装置の第二の実施形態について、図面を参照しつつ説明する。尚、本実施形態の３相電圧型ＰＷＭインバータ装置の全体構成は、上述した第一の実施形態と同様であるので説明を省略する。
【００５９】
以下、本実施形態における指令電圧ベクトルが単一の基本電圧ベクトルに近い位相である場合の一駆動例について、図１４及び図１５を参照しつつ説明する。
【００６０】
図１４（ａ）は、通常の制御における指令電圧ベクトルの基本電圧ベクトル成分を、同図（ｂ）は本実施形態の制御における指令電圧ベクトルの基本電圧ベクトル成分をそれぞれ表す図であり、同図（ｃ）は第１の期間及び第２の期間におけるベクトルの合成を説明する図である。また、図１５（ａ）は、通常の制御における各相のＰＷＭ変調度信号、ＰＷＭキャリア信号、ＰＷＭスイッチング信号、基本電圧ベクトル、直流母線電流の一例及びＡ／Ｄ変換割り込みのタイミングを表すタイミングチャート、同図（ｂ）は本実施形態の制御におけるタイミングチャートである。
【００６１】
通常の制御では、図１４（ａ）に示すように、１ＰＷＭ周期内に基本電圧ベクトルＶ４及びＶ５を出力することにより指令電圧ベクトルを作成する。ここで、図１５（ａ）に示すように、基本電圧ベクトルＶ５は、パルス幅が小さいため電流検出が困難である。
【００６２】
一方、本実施形態の制御では、図１４（ｂ），（ｃ）に示すように、１ＰＷＭ周期をなす第１の期間内に、基本電圧ベクトルＶ４及び６０度位相が異なる通常よりも大きな基本電圧ベクトルＶ５を出力し、第１の期間に連続する１ＰＷＭ周期をなす第２の期間内に、基本電圧ベクトルＶ４及びＶ４と６０度位相が異なる他の一つの基本電圧ベクトルであるＶ３を出力することによって指令電圧ベクトルが作成される。そして、図１５（ｂ）に示すように、第１の期間では基本電圧ベクトルＶ５が、第２の期間では基本電圧ベクトルＶ３がそれぞれ十分なパルス幅となるため、それぞれについて直流母線電流を高精度に検出することができる。尚、相電流検出処理の流れは上述した例と同様であるので、ここでは説明を省略する。
【００６３】
以上詳述したことから明らかなように、本実施形態によれば、指令電圧ベクトルを作成可能な６０度位相が異なる第１の基本電圧ベクトル及び第２の基本電圧ベクトルを、１ＰＷＭ周期をなす第１の期間内に出力すると共に、 前記第１の基本電圧ベクトル及び前記第１の基本電圧ベクトルに対して６０度位相が異なり且つ前記第２の基本電圧ベクトルとは別の第３の基本電圧ベクトルを、１ＰＷＭ周期をなす第２の期間内に出力するように構成されたことを特徴とする。従って、第１の期間内で第１の基本電圧ベクトル及び第２の基本電圧ベクトルを出力し、第２の期間内で第１の基本電圧ベクトル及び第２の基本電圧ベクトルとは別の第３の基本電圧ベクトルを出力するため、出力電圧ベクトルの位相が単一の基本電圧ベクトルに近い位相となる状態においても十分な長さのパルス幅となり、電流検出回路８によって高精度に直流母線電流を検出することができ、これにより、スイッチング素子のスイッチングパターンによって決まる特定相の相電流を高精度に検出することができる。
【００６４】
尚、本発明は上述した各実施形態に限定されるものではなく、本発明の主旨を逸脱しない範囲で種々の変更を施すことが可能である。
【００６５】
例えば、前記各実施形態の３相電圧型ＰＷＭインバータ装置１において、第１の期間及び前記第２の期間と、通常の変調状態となる期間とを切り換える制御を行うように構成してもよい。ここで、図１６は、本変形例におけるＰＷＭキャリア信号の波形の一例を示している。第１の期間及び第２の期間と通常の変調状態となる期間とを所定条件で切り換える（換言すれば、第１の期間及び第２の期間を間引きして発生させる）ことによって、第１の期間及び第２の期間を作成するためのマイコン４におけるソフトウェア処理の負荷が軽減される。
【００６６】
また、前記各実施形態の３相電圧型ＰＷＭインバータ装置１において、第１の期間及び第２の期間におけるキャリア周波数を、通常の変調制御時よりも高く設定するように構成してもよい。ここで、図１７は、本変形例におけるＰＷＭキャリア信号の波形の一例を示している。第１の期間及び第２の期間におけるキャリア周波数が通常の変調制御時よりも相対的に高く設定されることにより電流リップルの発生が低減される。
【００６７】
また、前記各実施形態の３相電圧型ＰＷＭインバータ装置１において、大きさを持つ基本電圧ベクトルが出力される各ＰＷＭキャリア周期の各々の時間幅がそれぞれ所定値以上である第１の状態では、各ＰＷＭキャリア周期で電流値の検出を行い、各ＰＷＭキャリア周期のいずれかの時間幅が所定値未満である第２の状態では、電流値の検出を禁止するように構成してもよい。本変形例によれば、出力電圧ベクトルの位相が基本電圧ベクトルに近い位相となるＰＷＭキャリア周期の時間幅が小さい状態では電流値が誤検出されやすいため、各ＰＷＭキャリア周期の各々の時間幅がそれぞれ所定値以上である第１の状態においてのみ電流値の検出を行い、各ＰＷＭキャリア周期のいずれかの時間幅が所定値未満である第２の状態では電流値の検出を禁止することにより電流値の誤検出を防止することができる。
【００６８】
さらに、上述した変形例において、第１の状態で各ＰＷＭキャリア周期において検出した各電流値及びロータ位置情報より算出した回転座標軸上のｑ軸電流、ｄ軸電流、特定相の印加電圧位相を基準とする電流位相、又は電流振幅の内、少なくとも１つの情報をメモリに保存するように構成してもよい。本変形例によれば、電流値の検出が禁止される第２の状態においては、メモリに保存されたｑ軸電流、ｄ軸電流、特定相の印加電圧を基準にした電流位相、電流振幅の内、少なくとも１つの情報を読み出してモータ制御に使用することが可能となる。
【００６９】
【発明の効果】
以上述べたように本発明の３相電圧型ＰＷＭインバータ装置によれば、変調度が小さい場合や出力電圧ベクトルの位相が単一の基本電圧ベクトルに近い位相となる状態においても十分な長さのパルス幅となり、直流母線電流検出手段によって高精度に直流母線電流を検出することができ、これにより、半導体スイッチング素子のスイッチングパターンによって決まる特定相の相電流を高精度に検出することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明の第一の実施形態の３相電圧型ＰＷＭインバータ装置の電気的回路構成を示す回路図である。
【図２】 基本電圧ベクトルを示す図である。
【図３】 基本電圧ベクトル、スイッチングパターン及び検出相電流の関係を示す表である。
【図４】 基本電圧ベクトルＶ２発生時における直流母線電流の検出によって相電流−Ｉｗが検出される原理を説明する図である。
【図５】 指令電圧ベクトルが小さい場合における基本電圧ベクトルの発生パターンの一例を説明する図であり、（ａ）は通常の基本電圧ベクトル成分を、（ｂ）は第一の実施形態における基本電圧ベクトル成分をそれぞれ示す図であり、（ｃ）は（ｂ）におけるベクトルの合成を説明する図である。
【図６】 図５における相電流取り込みタイミングと各信号の一例とを示すタイミングチャートである。
【図７】 変調度計算ルーチンのフローチャートである。
【図８】 変調度計算ルーチンの図７の続き部分を示すフローチャートである。
【図９】 カウントと、変調度の大小関係及び基本電圧ベクトルの組合わせとの関係を示す表である。
【図１０】 指令電圧ベクトルが小さい場合における基本電圧ベクトルの発生パターンの他の一例を説明する図であり、（ａ）は通常の基本電圧ベクトル成分を、（ｂ）は第一の実施形態における基本電圧ベクトル成分をそれぞれ示す図であり、（ｃ）は（ｂ）におけるベクトルの合成を説明する図である。
【図１１】 図１０における相電流取り込みタイミングと各信号の一例とを示すタイミングチャートである。
【図１２】 指令電圧ベクトルが単一の基本電圧ベクトルの位相に近い場合における基本電圧ベクトルの発生パターンの一例を説明する図であり、（ａ）は通常の基本電圧ベクトル成分を、（ｂ）は第一の実施形態における基本電圧ベクトル成分をそれぞれ示す図であり、（ｃ）は（ｂ）におけるベクトルの合成を説明する図である。
【図１３】 図１２における相電流取り込みタイミングと各信号の一例とを示すタイミングチャートである。
【図１４】 指令電圧ベクトルが単一の基本電圧ベクトルの位相に近い場合における基本電圧ベクトルの発生パターンの一例を説明する図であり、（ａ）は通常の基本電圧ベクトル成分を、（ｂ）は第二の実施形態における基本電圧ベクトル成分をそれぞれ示す図であり、（ｃ）は（ｂ）におけるベクトルの合成を説明する図である。
【図１５】 図１４における相電流取り込みタイミングと各信号の一例とを示すタイミングチャートである。
【図１６】 第１の期間及び第２の期間と通常の変調を行う期間とを切り換える制御を行うようにした変形例におけるＰＷＭキャリア信号の波形例を示す図である。
【図１７】 第１の期間及び第２の期間におけるＰＷＭキャリア周波数を通常の変調時よりも高く設定した変形例におけるＰＷＭキャリア信号の波形例を示す図である。
【符号の説明】
１…３相電圧型ＰＷＭインバータ装置、２…インバータ主回路、２ｕ，２ｖ，２ｗ，２ｘ，２ｙ，２ｚ…半導体スイッチング素子、４…マイコン（電流取り込み手段）、８…電流検出回路（直流母線電流検出手段）、１０…シャント抵抗（直流母線電流検出手段）。
【発明の属する技術分野】
本発明は、３相電圧型ＰＷＭインバータ装置に関し、特に、インバータ主回路の電流検出を高精度に行うようにした３相電圧型ＰＷＭインバータ装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来、３相電圧型ＰＷＭインバータ装置では、半導体スイッチング素子への過電流安全対策としてインバータ主回路上に電流検出器を設ける構成が採用されている。ところが、出力電圧が低い場合や電圧指令ベクトルの位相角が基本電圧ベクトルの位相角に近い場合には、直流母線電流を検出するのに十分なパルス幅を得ることができないという問題がある。そこで、従来、直流母線電流に１つの電流検出器を設けるとともにＰＷＭキャリアの１周期内で１２０度位相の異なる２つの大きさを持つ基本電圧ベクトルと大きさを持たないゼロ電圧ベクトルとの組み合わせ、又は、各々６０度位相が異なる３つの大きさをもつ基本電圧ベクトルの組み合わせを発生させることでパルス幅を広げて、電流検出精度を向上させる旨の技術が提案されている（例えば、特許文献１参照。）。
【０００３】
【特許文献１】
特開平７−２９８６３１号公報
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、一般的なマイコンのアーキテクチャで特許文献１に記載されたＰＷＭ変調を行おうとすると、目的とするベクトル成分以外のベクトル成分が出現するため、一般的なマイコンでの実現が困難であるという問題がある。一方、このような問題を解決するためには、ハードウエア上の追加部品が必要となり、回路構成や制御方法が複雑になるという問題がある。
【０００５】
本発明は、上述した問題点に鑑みてなされたものであり、変調度が小さい場合や単一の基本電圧ベクトルの位相に近い場合等においても簡単且つ安価な構成で高精度に電流検出が可能な３相電圧型ＰＷＭインバータ装置を提供することを解決すべき課題とする。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
この目的を達成するために、請求項１に記載の３相電圧型ＰＷＭインバータ装置は、半導体スイッチング素子を用いたインバータ主回路と、そのインバータ主回路における直流母線電流を検出する直流母線電流検出手段とを備えた３相電圧型ＰＷＭインバータ装置において、指令電圧ベクトルを作成可能な６０度位相が異なる２つの基本電圧ベクトル成分を、１ＰＷＭ周期をなす第１の期間内に出力すると共に、前記基本電圧ベクトル成分に対しそれぞれ１８０度位相が異なる２つの基本電圧ベクトル成分のうち少なくとも１つを、前記第１の期間に連続する１ＰＷＭ周期をなす第２の期間内に出力するように構成され、前記第１の期間及び前記第２の期間と、通常の変調状態となる期間とを切り換える制御を行うことを特徴とする。
【０００７】
従って、第２の期間において第１の期間における基本電圧ベクトル成分と１８０度位相が異なる基本電圧ベクトル成分を利用するため、変調度が小さい場合や出力電圧ベクトルの位相が単一の基本電圧ベクトルに近い位相となる状態においても十分な長さのパルス幅となり、直流母線電流検出手段によって高精度に直流母線電流を検出することができ、これにより、半導体スイッチング素子のスイッチングパターンによって決まる特定相の相電流を高精度に検出することができる。
特に、第１の期間及び第２の期間と通常の変調状態となる期間とを所定条件で切り換える（換言すれば、第１の期間及び第２の期間を間引きして発生させる）ことによって、第１の期間及び第２の期間を作成するためのマイコンにおけるソフトウェア処理の負荷が軽減される。
【０００８】
また、請求項２に記載の３相電圧型ＰＷＭインバータ装置は、半導体スイッチング素子を用いたインバータ主回路と、そのインバータ主回路における直流母線電流を検出する直流母線電流検出手段とを備えた３相電圧型ＰＷＭインバータ装置において、指令電圧ベクトルを作成可能な６０度位相が異なる第１の基本電圧ベクトル及び第２の基本電圧ベクトルを、１ＰＷＭ周期をなす第１の期間内に出力すると共に、 前記第１の基本電圧ベクトル及び前記第１の基本電圧ベクトルに対して６０度位相が異なり且つ前記第２の基本電圧ベクトルとは別の第３の基本電圧ベクトルを、１ＰＷＭ周期をなす第２の期間内に出力するように構成され、前記第１の期間及び前記第２の期間と、通常の変調状態となる期間とを切り換える制御を行うことを特徴とする。
【０００９】
従って、第１の期間内に第１の基本電圧ベクトル及び第２の基本電圧ベクトルを出力し、第２の期間内に第１の基本電圧ベクトル及び第２の基本電圧ベクトルとは別の第３の基本電圧ベクトルを出力するため、出力電圧ベクトルの位相が単一の基本電圧ベクトルに近い位相となる状態においても十分な長さのパルス幅となり、直流母線電流検出手段によって高精度に直流母線電流を検出することができ、これにより、半導体スイッチング素子のスイッチングパターンによって決まる特定相の相電流を高精度に検出することができる。
特に、第１の期間及び第２の期間と通常の変調状態となる期間とを所定条件で切り換える（換言すれば、第１の期間及び第２の期間を間引きして発生させる）ことによって、第１の期間及び第２の期間を作成するためのマイコンにおけるソフトウェア処理の負荷が軽減される。
【００１０】
また、請求項３に記載の３相電圧型ＰＷＭインバータ装置は、前記第１の期間及び前記第２の期間におけるキャリア周波数を、通常の変調制御時よりも高く設定したことを特徴とする。
【００１１】
従って、第１の期間及び第２の期間におけるキャリア周波数が通常の変調制御時よりも相対的に高く設定されることにより電流リップルの発生が低減される。
【００１２】
また、請求項４に記載の３相電圧型ＰＷＭインバータ装置は、半導体スイッチング素子を用いたインバータ主回路と、そのインバータ主回路における直流母線電流を検出する直流母線電流検出手段とを備えた３相電圧型ＰＷＭインバータ装置において、指令電圧ベクトルを作成可能な６０度位相が異なる２つの基本電圧ベクトル成分を、１ＰＷＭ周期をなす第１の期間内に出力すると共に、前記基本電圧ベクトル成分に対しそれぞれ１８０度位相が異なる２つの基本電圧ベクトル成分のうち少なくとも１つを、前記第１の期間に連続する１ＰＷＭ周期をなす第２の期間内に出力するように構成され、大きさを持つ基本電圧ベクトルが出力される各ＰＷＭキャリア周期の各々の時間幅がそれぞれ所定値以上である第１の状態では、前記各ＰＷＭキャリア周期で電流値の検出を行い、前記各ＰＷＭキャリア周期のいずれかの時間幅が所定値未満である第２の状態では、電流値の検出を禁止したことを特徴とする。
【００１３】
従って、第２の期間において第１の期間における基本電圧ベクトル成分と１８０度位相が異なる基本電圧ベクトル成分を利用するため、変調度が小さい場合や出力電圧ベクトルの位相が単一の基本電圧ベクトルに近い位相となる状態においても十分な長さのパルス幅となり、直流母線電流検出手段によって高精度に直流母線電流を検出することができ、これにより、半導体スイッチング素子のスイッチングパターンによって決まる特定相の相電流を高精度に検出することができる。
特に、出力電圧ベクトルの位相が基本電圧ベクトルに近い位相となるＰＷＭキャリア周期の時間幅が小さい状態では電流値が誤検出されやすいため、各ＰＷＭキャリア周期の各々の時間幅がそれぞれ所定値以上である第１の状態においてのみ電流値の検出を行い、各ＰＷＭキャリア周期のいずれかの時間幅が所定値未満である第２の状態では電流値の検出を禁止することにより電流値の誤検出を防止することができる。
【００１４】
また、請求項５に記載の３相電圧型ＰＷＭインバータ装置は、半導体スイッチング素子を用いたインバータ主回路と、そのインバータ主回路における直流母線電流を検出する直流母線電流検出手段とを備えた３相電圧型ＰＷＭインバータ装置において、指令電圧ベクトルを作成可能な６０度位相が異なる第１の基本電圧ベクトル及び第２の基本電圧ベクトルを、１ＰＷＭ周期をなす第１の期間内に出力すると共に、 前記第１の基本電圧ベクトル及び前記第１の基本電圧ベクトルに対して６０度位相が異なり且つ前記第２の基本電圧ベクトルとは別の第３の基本電圧ベクトルを、１ＰＷＭ周期をなす第２の期間内に出力するように構成され、大きさを持つ基本電圧ベクトルが出力される各ＰＷＭキャリア周期の各々の時間幅がそれぞれ所定値以上である第１の状態では、前記各ＰＷＭキャリア周期で電流値の検出を行い、前記各ＰＷＭキャリア周期のいずれかの時間幅が所定値未満である第２の状態では、電流値の検出を禁止したことを特徴とする。
【００１５】
従って、第１の期間内に第１の基本電圧ベクトル及び第２の基本電圧ベクトルを出力し、第２の期間内に第１の基本電圧ベクトル及び第２の基本電圧ベクトルとは別の第３の基本電圧ベクトルを出力するため、出力電圧ベクトルの位相が単一の基本電圧ベクトルに近い位相となる状態においても十分な長さのパルス幅となり、直流母線電流検出手段によって高精度に直流母線電流を検出することができ、これにより、半導体スイッチング素子のスイッチングパターンによって決まる特定相の相電流を高精度に検出することができる。
特に、出力電圧ベクトルの位相が基本電圧ベクトルに近い位相となるＰＷＭキャリア周期の時間幅が小さい状態では電流値が誤検出されやすいため、各ＰＷＭキャリア周期の各々の時間幅がそれぞれ所定値以上である第１の状態においてのみ電流値の検出を行い、各ＰＷＭキャリア周期のいずれかの時間幅が所定値未満である第２の状態では電流値の検出を禁止することにより電流値の誤検出を防止することができる。
【００１６】
また、請求項６に記載の３相電圧型ＰＷＭインバータ装置は、前記第１の状態において検出した各々の相電流値及びロータ位置情報より算出した回転座標軸上のｑ軸電流、ｄ軸電流、特定相の印加電圧位相を基準とする電流位相、又は電流振幅の内、少なくとも１つの情報をメモリに保存するように構成されたことを特徴とする。
【００１７】
従って、電流値の検出が禁止される第２の状態においては、メモリに保存されたｑ軸電流、ｄ軸電流、特定相の印加電圧を基準にした電流位相、電流振幅の内、少なくとも１つの情報を読み出してモータ制御に使用することが可能となる。
【００１８】
また、請求項７に記載の３相電圧型ＰＷＭインバータ装置は、３相中の２相の半導体スイッチング素子のみを所定のＰＷＭ周期でスイッチングする２相変調制御を行うように構成されると共に、前記直流母線電流検出手段によって検出された電流値をＰＷＭキャリア信号の山近傍又は谷近傍のタイミングで取り込む電流値取り込み手段、を備えたことを特徴とする。
【００１９】
従って、直流母線電流検出手段によって検出された電流値を、電流値取り込み手段によりＰＷＭキャリア信号の山近傍又は谷近傍のタイミングで確実に取り込むことができる。また、ＰＷＭキャリア信号の山又は谷にて割り込みを発生させる一般的且つ安価なマイコンを電流値取り込み手段として用いることができるので、３相電圧型ＰＷＭインバータ装置を簡単且つ安価とすることができる。
【００２０】
また、請求項８に記載の３相電圧型ＰＷＭインバータ装置は、前記第１の期間と前記第２の期間との切り替えを、ＰＷＭキャリア信号の山近傍又は谷近傍のタイミングで各相の変調度を変更することによって行うことを特徴とする。
【００２１】
従って、ＰＷＭキャリア信号の山、谷の割り込みを利用することにより、簡単なソフトウェア処理で第１の期間と第２の期間とを切り替えることが可能となる。
【００２２】
【発明の実施の形態】
以下、本発明を具体化した３相電圧型ＰＷＭインバータ装置の各実施形態について図面を参照しつつ説明する。
【００２３】
まず、第一の実施形態の３相電圧型ＰＷＭインバータ装置（以下、インバータ装置と称する）１の全体構成について、図１の回路図を参照しつつ説明する。
【００２４】
インバータ装置１は、ＰＷＭスイッチング信号に基づいて三相交流電動機（以下、モータと称する）ＭのＵ相，Ｖ相，Ｗ相の各相へ駆動電力を供給するインバータ主回路２と、インバータ主回路２を介してモータＭへ電力を供給する直流電源３と、インバータの出力電圧指令に比例したデューティ比のＰＷＭ信号を生成すると共に相電流検出のためのＡ／Ｄ変換器（ＡＤＣ）を内蔵したマイコン４と、マイコン４から入力されたＰＷＭ信号に基づいてＰＷＭスイッチング信号を発生するデッドタイム発生回路５と、ＰＷＭスイッチング信号に基づいてインバータ主回路２の上アームの各スイッチング素子２ｕ，２ｖ，２ｗをオンオフする上段ゲートドライブ回路６と、ＰＷＭスイッチング信号に基づいてインバータ主回路２の下アームの各スイッチング素子２ｘ，２ｙ，２ｚをオンオフする下段ゲートドライブ回路７と、電流検出回路８とから構成されている。尚、本実施形態において、３相電圧型ＰＷＭインバータ装置１は、３相中の２相のスイッチング素子のみを所定のＰＷＭ周期でスイッチングする２相変調制御方式を採用するが、他の変調制御方式を採用する構成としてもよい。また、マイコン４が、本発明の電流取り込み手段を構成するものである。
【００２５】
インバータ主回路２は、直流母線２ａ，２ｂ間に、Ｕ相上段のスイッチング素子２ｕ、Ｕ相下段のスイッチング素子２ｘ、Ｖ相上段のスイッチング素子２ｖ、Ｖ相下段のスイッチング素子２ｙ、Ｗ相上段のスイッチング素子２ｗ、及びＷ相下段のスイッチング素子２ｚからなる６個のスイッチング素子をブリッジ接続した周知構成の三相インバータ回路である。また、インバータ主回路２の直流母線２ｂ上には電流検出用のシャント抵抗１０が設けられている。
【００２６】
デッドタイム発生回路５は、マイコン４から入力されたＰＷＭ信号に対し短絡防止のデッドタイムを設けてインバータ主回路２のアーム上下のスイッチング素子２ｕ，２ｖ，２ｗ，２ｘ，２ｙ，２ｚへの駆動信号（オンオフ指令）としてのＰＷＭスイッチング信号を発生する。
【００２７】
電流検出回路８は、オペアンプと２個の抵抗とからなり、シャント抵抗１０の一端側の電圧を検出することによって、直流母線２ｂを流れる直流母線電流を検出する回路である。尚、シャント抵抗１０及び電流検出回路８が本発明の直流母線電流検出手段を構成するものである。
【００２８】
次に、シャント抵抗１０を流れる直流母線電流の検出によって各相の相電流の検出が可能となる原理について説明する。
【００２９】
始めに、ＰＷＭスイッチング信号の生成方式について空間ベクトル法を用いて説明する。空間ベクトル法とは、指令電圧ベクトルを８個の基本電圧ベクトルで表現し、時間に換算して６個のスイッチング素子のオン／オフを決定するものである。基本電圧ベクトルとは、電圧型インバータにおいて６個のスイッチング素子のオン／オフの組合わせで決まる２3 ＝８種類の電圧ベクトルである。また、８種類の基本電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７は、図２に示すように、互いに６０度だけ位相が異なり且つ大きさの等しい６種の電圧ベクトルＶ１〜Ｖ６と、大きさを持たない２種のゼロ電圧ベクトルＶ０及びＶ７とからなる。ここで、８種のベクトル（Ｓａ，Ｓｂ，Ｓｃ）は、８通りのスイッチングモードに対応し、各相の正側のスイッチング素子２ｕ，２ｖ，２ｗがオンであるときに、Ｓａ，Ｓｂ，Ｓｃを「１」と表し、逆に負側のスイッチング素子２ｘ，２ｙ，２ｚがオンであるときに「０」と表したものである。そして、本実施形態では、８種の基本電圧ベクトルを任意の組合わせで合成することにより３相ＰＷＭ電圧を発生させる。
【００３０】
次に、図３に示す表を参照しつつ、基本電圧ベクトルＶ１〜Ｖ６と、各基本電圧ベクトルに対応する各スイッチング素子のスイッチングパターンと、直流母線電流の検出値によって検出される相電流の種類との関係について説明する。尚、図３の表ではゼロ電圧ベクトルＶ０及びＶ７が除外されているのは、ゼロ電圧ベクトルＶ０又はＶ７時は還流モードが発生するため相電流の検出を行わないからである。
【００３１】
図３の表で、Ｕ相アーム，Ｖ相アーム，Ｗ相アームの各欄は、表の左端に示した各基本電圧ベクトルＶ１〜Ｖ６を発生させる場合にオンされるＵ，Ｖ，Ｗ各相のスイッチング素子の上下アームのいずれかを表しており、「Ｈｉｇｈ」は上アームのスイッチング素子が、「Ｌｏｗ」は下アームのスイッチング素子がそれぞれオンされることを表している。また、検出相電流（Ｉｄｃ）の欄は、左端に示した各基本電圧ベクトルＶ１〜Ｖ６発生時における直流母線電流の検出値Ｉｄｃに等しい相電流の種類を表しており、Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗは、それぞれインバータ主回路２からモータＭのＵ相，Ｖ相，Ｗ相へ流れる相電流を、−Ｉｕ，−Ｉｖ，−Ｉｗは、それぞれモータＭのＵ相，Ｖ相，Ｗ相からインバータ主回路２へ流れる相電流を表している。
【００３２】
例えば、基本電圧ベクトルＶ２の発生時は、図４に示すように、Ｕ相上アームのスイッチング素子２ｕ、Ｖ相上アームのスイッチング素子２ｖ及びＷ相下アームのスイッチング素子２ｚがそれぞれオンされ、その瞬間にシャント抵抗１０を流れる直流母線電流ＩｄｃはＷ相の相電流−Ｉｗと等しくなっている。
【００３３】
次に、指令電圧ベクトルが小さい場合の一駆動例について、図５及び図６を参照しつつ説明する。
【００３４】
図５（ａ）は、通常の制御における指令電圧ベクトルの基本電圧ベクトル成分を、同図（ｂ）は本実施形態の制御における指令電圧ベクトルの基本電圧ベクトル成分をそれぞれ表す図であり、同図（ｃ）は第１の期間及び第２の期間におけるベクトルの合成を説明する図である。また、図６（ａ）は、通常の制御における各相のＰＷＭ変調度信号、ＰＷＭキャリア信号、ＰＷＭスイッチング信号、基本電圧ベクトル、直流母線電流の一例及びＡ／Ｄ変換割り込みのタイミングを表すタイミングチャート、同図（ｂ）は本実施形態の制御におけるタイミングチャートである。
【００３５】
通常の制御では、図５（ａ）に示すように、指令電圧ベクトルを１ＰＷＭ周期内に基本電圧ベクトルＶ４及びＶ５を出力する。ここで、図５（ａ）に示すように、基本電圧ベクトルＶ５は、パルス幅が小さいため電流検出が困難である。
【００３６】
一方、本実施形態の制御では、図５（ｂ），（ｃ）に示すように、１ＰＷＭ周期をなす第１の期間内に、通常よりも大きな基本電圧ベクトルＶ４，Ｖ５を出力し、第１の期間に連続する１ＰＷＭ周期をなす第２の期間内に、基本電圧ベクトルＶ４、Ｖ５に対してそれぞれ１８０度位相が異なる基本電圧ベクトルＶ１、Ｖ２を出力することによって指令電圧ベクトルが作成される。そして、図６に示すように、第１の期間では基本電圧ベクトルＶ５が、第２の期間では基本電圧ベクトルＶ１がそれぞれ十分なパルス幅となるため、それぞれについて直流母線電流を高精度に検出することができる。
【００３７】
次に、本実施形態における相電流検出処理の流れについて、図６のタイミングチャートを参照しつつ説明する。まず、ＰＷＭキャリア信号の山近傍のタイミングで、マイコン４が、図７〜８に示す変調度計算ルーチンを内蔵するＲＯＭから呼び出して実行することにより、第１の期間における各相の変調度が設定される。尚、変調度計算ルーチンにおける処理内容の詳細については後述する。第１の期間内に基本電圧ベクトルＶ５が発生すると、シャント抵抗１０に流れる直流母線電流Ｉｄｃが電流検出回路８によって検出される。そして、マイコン４は、ＰＷＭキャリア信号の谷近傍のタイミングでＡ／Ｄ変換割り込みを発生し、電流検出値を取り込んでＡ／Ｄ変換する。ここで、基本電圧ベクトルＶ５発生時は、図３の表より明らかなように、インバータ主回路２のＵ相下アーム、Ｖ相下アーム、Ｗ相上アームがそれぞれオンされ、シャント抵抗１０には相電流Ｉｗに等しい直流母線電流Ｉｄｃが流れているため、電流検出値をＡ／Ｄ変換することによってＷ相の相電流Ｉｗを検出することができる。
【００３８】
次に、ＰＷＭキャリア信号の次の山近傍のタイミングで、マイコン４が、変調度計算処理ルーチンを実行して各相の変調度を変更することにより、第１の期間から第２の期間への切り換えが行われる。
【００３９】
第２の期間内に基本電圧ベクトルＶ１が発生すると、シャント抵抗１０に流れる直流母線電流Ｉｄｃが電流検出回路８によって検出される。そして、マイコン４は、ＰＷＭキャリア信号の谷近傍のタイミングでＡ／Ｄ変換割り込みを発生し、電流検出値を取り込んでＡ／Ｄ変換する。ここで、基本電圧ベクトルＶ１発生時は、図３の表より明らかなように、インバータ主回路２のＵ相上アーム、Ｖ相下アーム、Ｗ相下アームがそれぞれオンされ、シャント抵抗１０には相電流Ｉｕに等しい直流母線電流が流れているため、電流検出値をＡ／Ｄ変換することによってＵ相の相電流Ｉｕを検出することができる。
【００４０】
次に、各相の変調度計算処理の流れについて、図７〜８のフローチャート及び図９の表を参照しつつ説明する。
【００４１】
ＰＷＭキャリア信号の山のタイミングで図７〜８に示す変調度計算ルーチンが呼び出されると、まず、フラグＮ＝０か否かを判定する（ステップ１。以下Ｓ１と略記する。他のステップも同様。）。ここで、Ｎ＝０は第１の期間である場合を、Ｎ＝１は第２の期間である場合をそれぞれ表している。Ｎ＝０（第１の期間）である場合（Ｓ１：Ｙｅｓ）、変調度の大小関係がｍｏｄ−ｕ＞ｍｏｄ−ｖ＞ｍｏｄ−ｗを満たしているか否かを判定する（Ｓ２）。ここで、ｍｏｄ−ｕはＵ相ＰＷＭ変調度を、ｍｏｄ−ｖはＶ相ＰＷＭ変調度を、ｍｏｄ−ｗはＷ相ＰＷＭ変調度をそれぞれ表している。この判定が満たされている場合（Ｓ２：Ｙｅｓ）、Ｃｏｕｎｔに４を代入する（Ｓ３）。尚、Ｃｏｕｎｔ（カウント）と各相の変調度及び基本電圧ベクトルの組合わせとの関係は図９の表に示されるとおりである。次に、ｍｏｄ−ｖとｍｏｄ−ｗとの差が所定値未満であるか否かを判定する（Ｓ４）。Ｓ４が満たされている場合（Ｓ４：Ｙｅｓ）、Ｕ相変調度補正値Ｒｅｇ−ｕ、Ｖ相変調度補正値Ｒｅｇ−ｖにそれぞれ所定値を設定すると共に、Ｎに１を代入する（Ｓ５）。Ｓ４の判定が満たされない場合（Ｓ４：Ｎｏ）、Ｓ５の処理はスキップされる。次に、ｍｏｄ−ｕとｍｏｄ−ｖとの差が所定値未満であるか否かを判定する（Ｓ６）。Ｓ６が満たされている場合（Ｓ６：Ｙｅｓ）、Ｕ相変調度補正値Ｒｅｇ−ｕに所定値を加算すると共に、Ｎに１を代入する（Ｓ７）。Ｓ６の判定が満たされない場合（Ｓ６：Ｎｏ）、Ｓ７の処理はスキップされる。続いて、Ｕ相ＰＷＭ変調度ｍｏｄ−ｕに補正値Ｒｅｇ−ｕを、Ｖ相ＰＷＭ変調度ｍｏｄ−ｖに補正値Ｒｅｇ−ｖをそれぞれ加算し（Ｓ８）、本ルーチンの処理を終了してリターンする。
【００４２】
Ｓ２の判定が満たされない場合（Ｓ２：Ｎｏ）、各相の変調度の大小関係がｍｏｄ−ｖ＞ｍｏｄ−ｕ＞ｍｏｄ−ｗを満たしているか否かを判定し、満たされている場合は、Ｃｏｕｎｔに５を代入すると共に、Ｓ４〜Ｓ８と同様の処理によりＶ相ＰＷＭ変調度ｍｏｄ−ｖ及びＵ相ＰＷＭ変調度ｍｏｄ−ｕをそれぞれ補正値Ｒｅｇ−ｖ、補正値Ｒｅｇ−ｕによって補正し、本ルーチンの処理を終了してリターンする。
【００４３】
以下、順次、各相の変調度の大小関係がｍｏｄ−ｕ＞ｍｏｄ−ｗ＞ｍｏｄ−ｖを満たす場合はＣｏｕｎｔに３を、ｍｏｄ−ｗ＞ｍｏｄ−ｕ＞ｍｏｄ−ｖを満たす場合はＣｏｕｎｔに２を、ｍｏｄ−ｖ＞ｍｏｄ−ｗ＞ｍｏｄ−ｕを満たす場合はＣｏｕｎｔに６を、ｍｏｄ−ｗ＞ｍｏｄ−ｖ＞ｍｏｄ−ｕを満たす場合はＣｏｕｎｔに１をそれぞれ設定する。そして、それぞれの場合について、Ｓ４〜Ｓ８と同様の処理により、Ｕ相ＰＷＭ変調度ｍｏｄ−ｕ、Ｖ相ＰＷＭ変調度ｍｏｄ−ｖ、Ｗ相ＰＷＭ変調度ｍｏｄ−ｗを、それぞれ補正値Ｒｅｇ−ｕ、補正値Ｒｅｇ−ｖ、補正値Ｒｅｇ−ｗによって補正し、本ルーチンの処理を終了してリターンする。尚、Ｃｏｕｎｔ＝５，３，２，６又は１の場合における変調度計算処理（図７の点線で囲んだ部分）の内容はＳ２〜Ｓ８と同様であるので、詳細な記載を省略している。
【００４４】
一方、ＰＷＭキャリア信号の山近傍のタイミングで再び変調度計算ルーチンが呼び出された場合、Ｎ＝１となっているため、Ｓ１においてＮｏと判定される。次に、Ｃｏｕｎｔ＝４か否かが判定される（Ｓ１１）。Ｃｏｕｎｔ＝４である場合（Ｓ１１：Ｙｅｓ）、Ｕ相ＰＷＭ変調度ｍｏｄ−ｕより補正値Ｒｅｇ−ｕを、Ｖ相ＰＷＭ変調度ｍｏｄ−ｖより補正値Ｒｅｇ−ｖをそれぞれ減算する（Ｓ１２）。Ｕ相ＰＷＭ変調度ｍｏｄ−ｕが０未満であるか否かを判定し（Ｓ１３）、この判定が満たされている場合（Ｓ１３：Ｙｅｓ）、ｍｏｄ−ｕ、ｍｏｄ−ｖ、ｍｏｄ−ｗにそれぞれ１を加算する処理を行う（Ｓ１４）。以下、Ｓ１３の判定がＮｏとなるまで、Ｓ１３〜Ｓ１４を繰り返す。ｍｏｄ−ｕが０以上となった場合（Ｓ１３：Ｎｏ）、ｍｏｄ−ｖが０未満であるか否かを判定する（Ｓ１５）。ｍｏｄ−ｖが０未満である場合は（Ｓ１５：Ｙｅｓ）、Ｓ１４へ進み、ｍｏｄ−ｖが０以上である場合は（Ｓ１５：Ｎｏ）、フラグＮに０を代入し（Ｓ１６）、本ルーチンの処理を終了してリターンする。
【００４５】
Ｓ１１の判定が満たされない場合（Ｓ１１：Ｎｏ）、Ｃｏｕｎｔ＝５を満たしているか否かを判定し、満たされている場合は、Ｓ１２〜Ｓ１６と同様の処理によりＵ相ＰＷＭ変調度ｍｏｄ−ｕ、Ｖ相ＰＷＭ変調度ｍｏｄ−ｖ及びＷ相ＰＷＭ変調度ｍｏｄ−ｗをそれぞれ補正し、本ルーチンの処理を終了してリターンする。
【００４６】
以下、同様に、Ｃｏｕｎｔの値が３，２，６，１であるかをそれぞれ判定してＳ１２〜Ｓ１６と同様の処理によりＵ相ＰＷＭ変調度ｍｏｄ−ｕ、Ｖ相ＰＷＭ変調度ｍｏｄ−ｖ及びＷ相ＰＷＭ変調度ｍｏｄ−ｗをそれぞれ補正し、本ルーチンの処理を終了してリターンする。尚、Ｃｏｕｎｔ＝５，３，２，６又は１の場合における変調度計算処理（図８の点線で囲んだ部分）の内容はＳ１１〜Ｓ１６と同様であるので、詳細な記載を省略している。
【００４７】
次に、指令電圧ベクトルが小さい場合の他の駆動例について、図１０及び図１１を参照しつつ説明する。
【００４８】
図１０（ａ）は、通常の制御における指令電圧ベクトルの基本電圧ベクトル成分を、同図（ｂ）は本実施形態の制御における指令電圧ベクトルの基本電圧ベクトル成分をそれぞれ表す図であり、同図（ｃ）は第１の期間及び第２の期間におけるベクトルの合成を説明する図である。また、図１１（ａ）は、通常の制御における各相のＰＷＭ変調度信号、ＰＷＭキャリア信号、ＰＷＭスイッチング信号、基本電圧ベクトル、直流母線電流の一例及びＡ／Ｄ変換割り込みのタイミングを表すタイミングチャート、同図（ｂ）は本実施形態の制御におけるタイミングチャートである。
【００４９】
通常の制御では、図１０（ａ）に示すように、指令電圧ベクトルを１ＰＷＭ周期内に基本電圧ベクトルＶ４及びＶ５を出力する。ここで、図１１（ａ）に示すように、基本電圧ベクトルＶ５は、パルス幅が小さいため電流検出が困難である。
【００５０】
一方、本実施形態の制御では、図１０（ｂ），（ｃ）に示すように、１ＰＷＭ周期をなす第１の期間内に、通常よりも大きな基本電圧ベクトルＶ４，Ｖ５を出力し、第１の期間に連続する１ＰＷＭ周期をなす第２の期間内に、基本電圧ベクトルＶ５に対して１８０度位相が異なる基本電圧ベクトルＶ２を出力することによって指令電圧ベクトルが作成される。そして、図１１（ｂ）に示すように、第１の期間では基本電圧ベクトルＶ５が、第２の期間では基本電圧ベクトルＶ２がそれぞれ十分なパルス幅となるため、それぞれについて電流を高精度に検出することができる。尚、相電流検出処理の流れは上述した例と同様であるので、ここでは説明を省略する。
【００５１】
次に、指令電圧ベクトルが単一の基本電圧ベクトルで構成される場合の一駆動例について、図１２及び図１３を参照しつつ説明する。
【００５２】
図１２（ａ）は、通常の制御における指令電圧ベクトルの基本電圧ベクトル成分を、同図（ｂ）は本実施形態の制御における指令電圧ベクトルの基本電圧ベクトル成分をそれぞれ表す図であり、同図（ｃ）は第１の期間及び第２の期間におけるベクトルの合成を説明する図である。また、図１３（ａ）は、通常の制御における各相のＰＷＭ変調度信号、ＰＷＭキャリア信号、ＰＷＭスイッチング信号、基本電圧ベクトル、直流母線電流の一例及びＡ／Ｄ変換割り込みのタイミングを表すタイミングチャート、同図（ｂ）は本実施形態の制御におけるタイミングチャートである。
【００５３】
通常の制御では、図１２（ａ）に示すように、１ＰＷＭ周期内に基本電圧ベクトルＶ４のみを出力することにより指令電圧ベクトルを作成する。ここで、図１３（ａ）に示すように、基本電圧ベクトルＶ４は、パルス幅が小さいため電流検出が困難である。
【００５４】
一方、本実施形態の制御では、図１２（ｂ），（ｃ）に示すように、１ＰＷＭ周期をなす第１の期間内に、通常よりも大きな基本電圧ベクトルＶ４，Ｖ５を出力し、第１の期間に連続する１ＰＷＭ周期をなす第２の期間内に、基本電圧ベクトルＶ５に対して１８０度位相が異なる基本電圧ベクトルＶ２を出力することによって指令電圧ベクトルが作成される。そして、図１３（ｂ）に示すように、第１の期間では基本電圧ベクトルＶ５が、第２の期間では基本電圧ベクトルＶ２がそれぞれ十分なパルス幅となるため、それぞれについて直流母線電流を高精度に検出することができる。尚、相電流検出処理の流れは上述した例と同様であるので、ここでは説明を省略する。
【００５５】
以上詳述したことから明らかなように、本実施形態によれば、指令電圧ベクトルを作成可能な６０度位相が異なる２つの基本電圧ベクトル成分を、１ＰＷＭ周期をなす第１の期間内に出力すると共に、前記基本電圧ベクトル成分に対しそれぞれ１８０度位相が異なる２つの基本電圧ベクトル成分のうち少なくとも１つを、前記第１の期間に連続する１ＰＷＭ周期をなす第２の期間内に出力する。そして、電流検出回路８がインバータ主回路２のシャント抵抗１を流れる直流母線電流を検出し、マイコン４は、電流検出回路８によって検出された電流値を、ＰＷＭキャリア信号の山近傍又は谷近傍のタイミングで、スイッチング素子のスイッチングパターンによって決まる特定相の相電流として検出する。よって、第２の期間において第１の期間における基本電圧ベクトル成分と１８０度位相が異なる基本電圧ベクトル成分を利用するため、変調度が小さい場合や出力電圧ベクトルの位相が単一の基本電圧ベクトルに近い位相となる状態においても十分な長さのパルス幅となり、電流検出回路８によって高精度に直流母線電流を検出することができ、これにより、スイッチング素子のスイッチングパターンによって決まる特定相の相電流を高精度に検出することができる。
【００５６】
また、本実施形態によれば、ＰＷＭキャリア信号の山又は谷にて割り込みを発生させる一般的且つ安価なマイコンを電流値取り込み手段として用いることができるので、３相電圧型ＰＷＭインバータ装置を簡単且つ安価とすることができる。
【００５７】
また、本実施形態によれば、３相中の２相のスイッチング素子のみを所定のＰＷＭ周期でスイッチングする２相変調制御を行うように構成する共に、第１の期間と第２の期間との切り替えを、ＰＷＭキャリア信号の山近傍又は谷近傍のタイミングで各相の変調度を変更することによって行うことを特徴とする。従って、ＰＷＭキャリア信号の山、谷の割り込みを利用することにより、マイコン４における簡単なソフトウェア処理で第１の期間と第２の期間とを切り替えることが可能となる。
【００５８】
次に、本発明の３相電圧型ＰＷＭインバータ装置の第二の実施形態について、図面を参照しつつ説明する。尚、本実施形態の３相電圧型ＰＷＭインバータ装置の全体構成は、上述した第一の実施形態と同様であるので説明を省略する。
【００５９】
以下、本実施形態における指令電圧ベクトルが単一の基本電圧ベクトルに近い位相である場合の一駆動例について、図１４及び図１５を参照しつつ説明する。
【００６０】
図１４（ａ）は、通常の制御における指令電圧ベクトルの基本電圧ベクトル成分を、同図（ｂ）は本実施形態の制御における指令電圧ベクトルの基本電圧ベクトル成分をそれぞれ表す図であり、同図（ｃ）は第１の期間及び第２の期間におけるベクトルの合成を説明する図である。また、図１５（ａ）は、通常の制御における各相のＰＷＭ変調度信号、ＰＷＭキャリア信号、ＰＷＭスイッチング信号、基本電圧ベクトル、直流母線電流の一例及びＡ／Ｄ変換割り込みのタイミングを表すタイミングチャート、同図（ｂ）は本実施形態の制御におけるタイミングチャートである。
【００６１】
通常の制御では、図１４（ａ）に示すように、１ＰＷＭ周期内に基本電圧ベクトルＶ４及びＶ５を出力することにより指令電圧ベクトルを作成する。ここで、図１５（ａ）に示すように、基本電圧ベクトルＶ５は、パルス幅が小さいため電流検出が困難である。
【００６２】
一方、本実施形態の制御では、図１４（ｂ），（ｃ）に示すように、１ＰＷＭ周期をなす第１の期間内に、基本電圧ベクトルＶ４及び６０度位相が異なる通常よりも大きな基本電圧ベクトルＶ５を出力し、第１の期間に連続する１ＰＷＭ周期をなす第２の期間内に、基本電圧ベクトルＶ４及びＶ４と６０度位相が異なる他の一つの基本電圧ベクトルであるＶ３を出力することによって指令電圧ベクトルが作成される。そして、図１５（ｂ）に示すように、第１の期間では基本電圧ベクトルＶ５が、第２の期間では基本電圧ベクトルＶ３がそれぞれ十分なパルス幅となるため、それぞれについて直流母線電流を高精度に検出することができる。尚、相電流検出処理の流れは上述した例と同様であるので、ここでは説明を省略する。
【００６３】
以上詳述したことから明らかなように、本実施形態によれば、指令電圧ベクトルを作成可能な６０度位相が異なる第１の基本電圧ベクトル及び第２の基本電圧ベクトルを、１ＰＷＭ周期をなす第１の期間内に出力すると共に、 前記第１の基本電圧ベクトル及び前記第１の基本電圧ベクトルに対して６０度位相が異なり且つ前記第２の基本電圧ベクトルとは別の第３の基本電圧ベクトルを、１ＰＷＭ周期をなす第２の期間内に出力するように構成されたことを特徴とする。従って、第１の期間内で第１の基本電圧ベクトル及び第２の基本電圧ベクトルを出力し、第２の期間内で第１の基本電圧ベクトル及び第２の基本電圧ベクトルとは別の第３の基本電圧ベクトルを出力するため、出力電圧ベクトルの位相が単一の基本電圧ベクトルに近い位相となる状態においても十分な長さのパルス幅となり、電流検出回路８によって高精度に直流母線電流を検出することができ、これにより、スイッチング素子のスイッチングパターンによって決まる特定相の相電流を高精度に検出することができる。
【００６４】
尚、本発明は上述した各実施形態に限定されるものではなく、本発明の主旨を逸脱しない範囲で種々の変更を施すことが可能である。
【００６５】
例えば、前記各実施形態の３相電圧型ＰＷＭインバータ装置１において、第１の期間及び前記第２の期間と、通常の変調状態となる期間とを切り換える制御を行うように構成してもよい。ここで、図１６は、本変形例におけるＰＷＭキャリア信号の波形の一例を示している。第１の期間及び第２の期間と通常の変調状態となる期間とを所定条件で切り換える（換言すれば、第１の期間及び第２の期間を間引きして発生させる）ことによって、第１の期間及び第２の期間を作成するためのマイコン４におけるソフトウェア処理の負荷が軽減される。
【００６６】
また、前記各実施形態の３相電圧型ＰＷＭインバータ装置１において、第１の期間及び第２の期間におけるキャリア周波数を、通常の変調制御時よりも高く設定するように構成してもよい。ここで、図１７は、本変形例におけるＰＷＭキャリア信号の波形の一例を示している。第１の期間及び第２の期間におけるキャリア周波数が通常の変調制御時よりも相対的に高く設定されることにより電流リップルの発生が低減される。
【００６７】
また、前記各実施形態の３相電圧型ＰＷＭインバータ装置１において、大きさを持つ基本電圧ベクトルが出力される各ＰＷＭキャリア周期の各々の時間幅がそれぞれ所定値以上である第１の状態では、各ＰＷＭキャリア周期で電流値の検出を行い、各ＰＷＭキャリア周期のいずれかの時間幅が所定値未満である第２の状態では、電流値の検出を禁止するように構成してもよい。本変形例によれば、出力電圧ベクトルの位相が基本電圧ベクトルに近い位相となるＰＷＭキャリア周期の時間幅が小さい状態では電流値が誤検出されやすいため、各ＰＷＭキャリア周期の各々の時間幅がそれぞれ所定値以上である第１の状態においてのみ電流値の検出を行い、各ＰＷＭキャリア周期のいずれかの時間幅が所定値未満である第２の状態では電流値の検出を禁止することにより電流値の誤検出を防止することができる。
【００６８】
さらに、上述した変形例において、第１の状態で各ＰＷＭキャリア周期において検出した各電流値及びロータ位置情報より算出した回転座標軸上のｑ軸電流、ｄ軸電流、特定相の印加電圧位相を基準とする電流位相、又は電流振幅の内、少なくとも１つの情報をメモリに保存するように構成してもよい。本変形例によれば、電流値の検出が禁止される第２の状態においては、メモリに保存されたｑ軸電流、ｄ軸電流、特定相の印加電圧を基準にした電流位相、電流振幅の内、少なくとも１つの情報を読み出してモータ制御に使用することが可能となる。
【００６９】
【発明の効果】
以上述べたように本発明の３相電圧型ＰＷＭインバータ装置によれば、変調度が小さい場合や出力電圧ベクトルの位相が単一の基本電圧ベクトルに近い位相となる状態においても十分な長さのパルス幅となり、直流母線電流検出手段によって高精度に直流母線電流を検出することができ、これにより、半導体スイッチング素子のスイッチングパターンによって決まる特定相の相電流を高精度に検出することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明の第一の実施形態の３相電圧型ＰＷＭインバータ装置の電気的回路構成を示す回路図である。
【図２】 基本電圧ベクトルを示す図である。
【図３】 基本電圧ベクトル、スイッチングパターン及び検出相電流の関係を示す表である。
【図４】 基本電圧ベクトルＶ２発生時における直流母線電流の検出によって相電流−Ｉｗが検出される原理を説明する図である。
【図５】 指令電圧ベクトルが小さい場合における基本電圧ベクトルの発生パターンの一例を説明する図であり、（ａ）は通常の基本電圧ベクトル成分を、（ｂ）は第一の実施形態における基本電圧ベクトル成分をそれぞれ示す図であり、（ｃ）は（ｂ）におけるベクトルの合成を説明する図である。
【図６】 図５における相電流取り込みタイミングと各信号の一例とを示すタイミングチャートである。
【図７】 変調度計算ルーチンのフローチャートである。
【図８】 変調度計算ルーチンの図７の続き部分を示すフローチャートである。
【図９】 カウントと、変調度の大小関係及び基本電圧ベクトルの組合わせとの関係を示す表である。
【図１０】 指令電圧ベクトルが小さい場合における基本電圧ベクトルの発生パターンの他の一例を説明する図であり、（ａ）は通常の基本電圧ベクトル成分を、（ｂ）は第一の実施形態における基本電圧ベクトル成分をそれぞれ示す図であり、（ｃ）は（ｂ）におけるベクトルの合成を説明する図である。
【図１１】 図１０における相電流取り込みタイミングと各信号の一例とを示すタイミングチャートである。
【図１２】 指令電圧ベクトルが単一の基本電圧ベクトルの位相に近い場合における基本電圧ベクトルの発生パターンの一例を説明する図であり、（ａ）は通常の基本電圧ベクトル成分を、（ｂ）は第一の実施形態における基本電圧ベクトル成分をそれぞれ示す図であり、（ｃ）は（ｂ）におけるベクトルの合成を説明する図である。
【図１３】 図１２における相電流取り込みタイミングと各信号の一例とを示すタイミングチャートである。
【図１４】 指令電圧ベクトルが単一の基本電圧ベクトルの位相に近い場合における基本電圧ベクトルの発生パターンの一例を説明する図であり、（ａ）は通常の基本電圧ベクトル成分を、（ｂ）は第二の実施形態における基本電圧ベクトル成分をそれぞれ示す図であり、（ｃ）は（ｂ）におけるベクトルの合成を説明する図である。
【図１５】 図１４における相電流取り込みタイミングと各信号の一例とを示すタイミングチャートである。
【図１６】 第１の期間及び第２の期間と通常の変調を行う期間とを切り換える制御を行うようにした変形例におけるＰＷＭキャリア信号の波形例を示す図である。
【図１７】 第１の期間及び第２の期間におけるＰＷＭキャリア周波数を通常の変調時よりも高く設定した変形例におけるＰＷＭキャリア信号の波形例を示す図である。
【符号の説明】
１…３相電圧型ＰＷＭインバータ装置、２…インバータ主回路、２ｕ，２ｖ，２ｗ，２ｘ，２ｙ，２ｚ…半導体スイッチング素子、４…マイコン（電流取り込み手段）、８…電流検出回路（直流母線電流検出手段）、１０…シャント抵抗（直流母線電流検出手段）。
Claims (8)
- 半導体スイッチング素子を用いたインバータ主回路と、そのインバータ主回路における直流母線電流を検出する直流母線電流検出手段とを備えた３相電圧型ＰＷＭインバータ装置において、
指令電圧ベクトルを作成可能な６０度位相が異なる２つの基本電圧ベクトル成分を、１ＰＷＭ周期をなす第１の期間内に出力すると共に、前記基本電圧ベクトル成分に対しそれぞれ１８０度位相が異なる２つの基本電圧ベクトル成分のうち少なくとも１つを、前記第１の期間に連続する１ＰＷＭ周期をなす第２の期間内に出力するように構成され、
前記第１の期間及び前記第２の期間と、通常の変調状態となる期間とを切り換える制御を行うことを特徴とする３相電圧型ＰＷＭインバータ装置。 - 半導体スイッチング素子を用いたインバータ主回路と、そのインバータ主回路における直流母線電流を検出する直流母線電流検出手段とを備えた３相電圧型ＰＷＭインバータ装置において、
指令電圧ベクトルを作成可能な６０度位相が異なる第１の基本電圧ベクトル及び第２の基本電圧ベクトルを、１ＰＷＭ周期をなす第１の期間内に出力すると共に、 前記第１の基本電圧ベクトル及び前記第１の基本電圧ベクトルに対して６０度位相が異なり且つ前記第２の基本電圧ベクトルとは別の第３の基本電圧ベクトルを、１ＰＷＭ周期をなす第２の期間内に出力するように構成され、
前記第１の期間及び前記第２の期間と、通常の変調状態となる期間とを切り換える制御を行うことを特徴とする３相電圧型ＰＷＭインバータ装置。 - 前記第１の期間及び前記第２の期間におけるキャリア周波数を、通常の変調制御時よりも高く設定したことを特徴とする請求項１又は２に記載の３相電圧型ＰＷＭインバータ装置。
- 半導体スイッチング素子を用いたインバータ主回路と、そのインバータ主回路における直流母線電流を検出する直流母線電流検出手段とを備えた３相電圧型ＰＷＭインバータ装置において、
指令電圧ベクトルを作成可能な６０度位相が異なる２つの基本電圧ベクトル成分を、１ＰＷＭ周期をなす第１の期間内に出力すると共に、前記基本電圧ベクトル成分に対しそれぞれ１８０度位相が異なる２つの基本電圧ベクトル成分のうち少なくとも１つを、前記第１の期間に連続する１ＰＷＭ周期をなす第２の期間内に出力するように構成され、
大きさを持つ基本電圧ベクトルが出力される各ＰＷＭキャリア周期の各々の時間幅がそれぞれ所定値以上である第１の状態では、前記各ＰＷＭキャリア周期で電流値の検出を行い、前記各ＰＷＭキャリア周期のいずれかの時間幅が所定値未満である第２の状態では、電流値の検出を禁止したことを特徴とする３相電圧型ＰＷＭインバータ装置。 - 半導体スイッチング素子を用いたインバータ主回路と、そのインバータ主回路における直流母線電流を検出する直流母線電流検出手段とを備えた３相電圧型ＰＷＭインバータ装置において、
指令電圧ベクトルを作成可能な６０度位相が異なる第１の基本電圧ベクトル及び第２の基本電圧ベクトルを、１ＰＷＭ周期をなす第１の期間内に出力すると共に、 前記第１の基本電圧ベクトル及び前記第１の基本電圧ベクトルに対して６０度位相が異なり且つ前記第２の基本電圧ベクトルとは別の第３の基本電圧ベクトルを、１ＰＷＭ周期をなす第２の期間内に出力するように構成され、
大きさを持つ基本電圧ベクトルが出力される各ＰＷＭキャリア周期の各々の時間幅がそれぞれ所定値以上である第１の状態では、前記各ＰＷＭキャリア周期で電流値の検出を行い、前記各ＰＷＭキャリア周期のいずれかの時間幅が所定値未満である第２の状態では、電流値の検出を禁止したことを特徴とする３相電圧型ＰＷＭインバータ装置。 - 前記第１の状態において検出した各々の相電流値及びロータ位置情報より算出した回転座標軸上のｑ軸電流、ｄ軸電流、特定相の印加電圧位相を基準とする電流位相、又は電流振幅の内、少なくとも１つの情報をメモリに保存するように構成されたことを特徴とする請求項４又は５に記載の３相電圧型ＰＷＭインバータ装置。
- ３相中の２相の半導体スイッチング素子のみを所定のＰＷＭ周期でスイッチングする２相変調制御を行うように構成されると共に、
前記直流母線電流検出手段によって検出された電流値をＰＷＭキャリア信号の山近傍又は谷近傍のタイミングで取り込む電流値取り込み手段、
を備えたことを特徴とする請求項１乃至６のいずれかに記載の３相電圧型ＰＷＭインバータ装置。 - 前記第１の期間と前記第２の期間との切り替えを、ＰＷＭキャリア信号の山近傍又は谷近傍のタイミングで各相の変調度を変更することによって行うことを特徴とする請求項１乃至７のいずれかに記載の３相電圧型ＰＷＭインバータ装置。
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