JP4492397B2

JP4492397B2 - 三相電圧型インバータ装置

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Publication number: JP4492397B2
Application number: JP2005071539A
Authority: JP
Inventors: 賢二猪熊; 秀治吉田
Original assignee: Denso Corp
Current assignee: Denso Corp
Priority date: 2005-03-14
Filing date: 2005-03-14
Publication date: 2010-06-30
Anticipated expiration: 2025-03-14
Also published as: JP2006254671A

Description

本発明は、三相電圧型インバータ装置に関し、特に、三相アーム中の二相アームに直列接続されたシャント抵抗により相電流を検出するように構成された三相電圧型インバータ装置に関するものである。

従来、三相電圧型インバータ装置には、インバータ回路の直流母線間に接続された上下段のスイッチング素子からなる各アームにより三相アームが構成され且つ三相アーム中の上段又は下段の二相アームにシャント抵抗がそれぞれ直列接続されると共に、零電圧ベクトル発生期間中に各シャント抵抗の電圧を検出することによって相電流を検出するように構成されたものが提案されている（例えば、特許文献１参照。）。
特許第３２４５７２７号公報

しかしながら、特許文献１に記載された従来技術では、過変調を含む高変調時において零電圧ベクトル発生期間が減少してしまうため、全期間で相電流を検出できない状態となる場合があるという問題がある。

本発明は、上述した問題点に鑑みてなされたものであり、過変調を含む高変調状態においても確実に相電流を検出可能な三相電圧型インバータ装置を提供することを解決すべき課題とする。

以下、上記課題を解決するのに適した各手段につき、必要に応じて作用効果等を付記しつつ説明する。

１．直流母線間に接続された上下段のスイッチング素子からなる各アームにより三相アームが構成され且つ前記三相アーム中の上段又は下段の二相アームに第一のシャント抵抗がそれぞれ直列接続されると共に前記直流母線に第二のシャント抵抗が直列接続されたインバータ回路と、前記三相アームを構成する前記各スイッチング素子をＰＷＭ変調によりスイッチング制御するＰＷＭ手段とを備えた三相電圧型インバータ装置において、
前記ＰＷＭ手段による変調率が所定のしきい値未満である場合は、前記各第一のシャント抵抗により相電流を検出し、前記変調率が前記所定のしきい値以上である場合は、前記第二のシャント抵抗により相電流を検出する相電流検出手段を備え、
前記ＰＷＭ手段は、前記相電流検出手段が前記各第一のシャント抵抗により相電流を検出する期間に、零電圧ベクトルを発生させる時間幅を、前記スイッチング制御が行われる際に発生するリンギングの時間幅以上となるように設定してＰＷＭ変調を行うことを特徴とする三相電圧型インバータ装置。

インバータ回路の三相アーム中の上段又は下段の二相アームに直列接続されたシャント抵抗により相電流の検出を行う構成においては、相電流検出手段が零電圧ベクトル発生期間中に第一のシャント抵抗の電圧を検出する必要があるが、変調率が高くなるに従って、零電圧ベクトル発生期間は減少する。手段１によれば、ＰＷＭ手段による変調率が所定のしきい値未満である場合は、各第一のシャント抵抗により相電流を検出し、変調率が所定のしきい値以上である場合は、相電流検出手段が、直流母線に直列接続された第二のシャント抵抗により相電流を検出するので、過変調を含む高変調状態においても相電流検出を行うことができ、これによりモータ制御に使用される電流振幅や電流位相の検出が可能となる。更に、ＰＷＭ手段は、零電圧ベクトルを発生させる時間幅を、スイッチング制御が行われる際に発生するリンギングの時間幅以上となるように設定してＰＷＭ変調を行うので、リンギングの影響がない正確な相電流を検出することができる。

本発明の三相電圧型インバータ装置によれば、過変調を含む高変調状態においても相電流検出を行うことができ、これによりモータ制御に使用される電流振幅や電流位相の検出が可能となる。

以下、本発明を具体化した三相電圧型インバータ装置の各実施形態について図面を参照しつつ説明する。

まず、第一の実施形態の三相電圧型インバータ装置（以下、インバータ装置と称する）１の全体構成について、図１の回路図を参照しつつ説明する。

インバータ装置１は、三相交流電動機（以下、モータと称する）ＭのＵ相，Ｖ相，Ｗ相の各相へ駆動電力を供給するインバータ回路２と、インバータ回路２を介してモータＭへ電力を供給する直流電源３と、インバータ回路２を制御する制御回路４とを主体として構成される。尚、制御回路４が、本発明の相電流検出手段及びＰＷＭ手段を構成するものである。

インバータ回路２は、直流母線２ａ，２ｂ間に、Ｕ相上段のスイッチング素子２ｕ、Ｕ相下段のスイッチング素子２ｘ、Ｖ相上段のスイッチング素子２ｖ、Ｖ相下段のスイッチング素子２ｙ、Ｗ相上段のスイッチング素子２ｗ、及びＷ相下段のスイッチング素子２ｚからなる６個のスイッチング素子をブリッジ接続した周知構成の三相インバータ回路である。また、Ｕ相下段のスイッチング素子２ｘ及びＶ相下段のスイッチング素子２ｙには、それぞれ電流検出用のシャント抵抗１０，１１が直列接続され、これらの一端側の電圧が制御回路４のＡ／Ｄ変換器（ＡＤＣ）４ａに入力される。また、直流母線２ｂ上には、過電流安全対策としてシャント抵抗１２が設けられている。

制御回路４は、マイコンを主体として構成され、インバータ回路２の各スイッチング素子２ｕ，２ｖ，２ｗ，２ｘ，２ｙ，２ｚをＰＷＭ制御する。また、制御回路４は、ＡＤＣ４ａを有し、シャント抵抗１０，１１の一端側からＡＤＣ４へ入力された電圧により相電流の検出を行う。

次に、ＰＷＭ変調による各スイッチング素子へのスイッチング信号の生成方式について、空間ベクトル法を用いて説明する。図２（ａ）は基本電圧ベクトルを示す図であり、図２（ｂ）は電圧ベクトルとインバータ回路のスイッチング素子との対応を示す図であり、図２（ｃ）は下段アームにシャント抵抗を接続したインバータ回路の相電流検出時における電流の流れを示す図である。空間ベクトル法とは、指令電圧ベクトルを８個の基本電圧ベクトルで表現し、時間に換算して６個のスイッチング素子のオン／オフを決定するものである。基本電圧ベクトルとは、電圧型インバータにおいて６個のスイッチング素子のオン／オフの組合わせで決まる２³ ＝８種類の電圧ベクトルである。また、８種類の基本電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７は、図２（ａ）に示すように、互いに６０度だけ位相が異なり且つ大きさの等しい６種の電圧ベクトルＶ１〜Ｖ６と、大きさを持たない２種の零電圧ベクトルＶ０及びＶ７とからなる。ここで、８種のベクトル（Ｓａ，Ｓｂ，Ｓｃ）は、８通りのスイッチングモードに対応し、図２（ｂ）に示すように、各相の上段アームのスイッチング素子２ｕ，２ｖ，２ｗがオンであるときに、Ｓａ，Ｓｂ，Ｓｃを「１」と表し、逆に下段アームのスイッチング素子２ｘ，２ｙ，２ｚがオンであるときに「０」と表したものである。そして、本実施形態では、８種の基本電圧ベクトルを任意の組合わせで合成することにより三相ＰＷＭ電圧を発生させる。また、図２（ｃ）に示すように、下段アームのスイッチング素子２ｘ，２ｙ，２ｚが全てオンとなる零電圧ベクトルＶ０（０，０，０）の発生期間中に、シャント抵抗１０によってＵ相の相電流Ｉｕが、シャント抵抗１１によってＶ相の相電流Ｉｖがそれぞれ検出可能となる。Ｗ相の相電流Ｉｗは、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相がブリッジ接続されていることからＩｕ＋Ｉｖ＋Ｉｗ＝０の関係が成立するため、Ｉｕ，Ｉｖより演算により求められる。

本実施形態の制御回路４は、三相中の一相が連続して電気角で略１２０度期間スイッチングを停止する二相変調法によりＰＷＭ変調を行い、特に、変調率が所定のしきい値Ｔ１以上の場合は、電気角で６０度毎に下段アームの全てのスイッチング素子２ｘ，２ｙ，２ｚを強制的にオンすることにより略１μｓｅｃ以上の時間幅の零電圧ベクトルＶ０を発生させるＰＷＭ変調を行うものである。図３は、第一の実施形態の二相変調を示すグラフである。尚、所定のしきい値Ｔ１は、例えば、電気角で６０度の期間内に発生する零電圧ベクトルＶ０が１μｓｅｃ未満となる変調率に設定される。

ここで、本実施形態において、変調率が所定のしきい値Ｔ１以上の場合に強制的に発生させる零電圧ベクトルＶ０の時間を略１μｓｅｃ以上に設定したのは、以下の理由による。インバータ回路２は、図４（ａ）に示すように、配線抵抗、浮遊インダクタンス、及びスイッチング素子の静電成分からなるＲＬＣ直列共振回路を構成している。このため、図４（ｂ）に示すように、スイッチング時にパルス電流にリンギングが発生する。従って、正確な電流値を得るためには、リンギング時間以上のパルス幅となる変調を行って電流が安定している領域で電流の検出を行う必要がある。リンギング時間は、通常、１μｓｅｃ未満となるように設計されるので、零電圧ベクトルＶ０の発生期間を略１μｓｅｃ以上に設定することによって、リンギングの影響がない正確な相電流を検出することができる。

次に、本実施形態を実施した実施例と比較例１，２とを比較して説明する。始めに比較例１について説明する。比較例１は、電気角位置の全期間で通常の二相変調法によりＰＷＭ変調を行った場合であり、図５は、比較例１の各電気角位置における零電圧ベクトルの発生期間を示すグラフである。変調率が２５％、５０％、・・・と高くなるに従って、零電圧ベクトル発生期間は短くなっている。変調率２５〜７５％では、電気角位置０〜３６０度の全期間で零電圧ベクトル発生期間が１μｓｅｃ以上発生しているので、電気角位置の全期間で相電流の検出が可能である。変調率１００％では、電気角位置０度、６０度、１２０度、・・・３６０度の各付近で零電圧ベクトル発生期間が１μｓｅｃ以上であり、電気角で６０度毎に相電流の検出が可能である。しかしながら、変調率１２５％では、電気角位置０〜３６０度の全期間で零電圧ベクトルの発生期間が１μｓｅｃ未満であるため、全ての電気角位置で相電流の検出が不可能となっている。

実施例では、変調率のしきい値Ｔ１を予め１０５％に設定しておき、三相中の一相が連続して電気角で略１２０度期間スイッチングを停止する二相変調法によりＰＷＭ変調を行うとともに、変調率がしきい値Ｔ１（＝１０５％）以上である場合は、電気角で６０度毎に下段アームの全てのスイッチング素子２ｘ，２ｙ，２ｚを強制的にオンすることにより略１０μｓｅｃの零電圧ベクトルＶ０を発生させるＰＷＭ変調を行う。また、ＰＷＭキャリアは１５ｋＨｚである。図６は、実施例の各電気角位置における零電圧ベクトルの発生期間を示すグラフである。変調率２５％、５０％、７５％、１００％における零電圧ベクトル発生期間は、比較例１と同様であるので説明を省略する。変調率１２５％では、電気角位置０度、６０度、１２０度、・・・３６０度の各付近で零電圧ベクトル発生期間が略１０μｓｅｃであり、電気角位置６０度毎に相電流の検出が可能となっている。これは、変調率がしきい値Ｔ１以上（１２５％≧１０５％）であるため、制御回路４が、電気角で６０度毎に略１０μｓｅｃの零電圧ベクトルＶ０を発生させているからである。

比較例２は、三相変調法によるＰＷＭ変調を行った場合であり、図７は、比較例２における三相変調を示すグラフである。また、図８は、比較例２の零電圧ベクトルの発生期間を示すグラフである。図６と図８とを比較することにより、各変調率において実施例では比較例２よりも連続して発生する零電圧ベクトル発生期間が長くなっており、二相変調法を採用した実施例の方が相電流検出の可能な期間が長いことがわかる。また、零電圧ベクトル発生期間のピーク値の発生頻度が、実施例では電気角で６０度毎であるのに対して、比較例２では１２０度毎であるため、実施例の方がより高い頻度で相電流の検出が可能であることがわかる。

以上詳述したことから明らかなように、本実施形態によれば、ＰＷＭ手段としての制御回路４が所定期間内で零電圧ベクトルが発生する時間幅が所定時間以上となるようにＰＷＭ変調を行うので、零電圧ベクトル発生期間が減少する過変調を含む高変調状態においても、零電圧ベクトルを確実に発生させてその発生期間内に、相電流検出手段としての制御回路４が二相アーム（Ｕ相アーム及びＶ相アーム）に直列接続されたシャント抵抗１０，１１により相電流の検出を行うことができ、これによりモータ制御に使用される電流振幅や電流位相の検出が可能となる。

また、電気角で略６０度毎に零電圧ベクトルが発生する時間幅が所定時間以上となるので、少なくとも電気角で略６０度毎に相電流の検出を行うことができる。

また、零電圧ベクトルが発生する時間幅をリンギング時間よりも長い略１μｓｅｃ以上としたので、正確な相電流を検出することができる。

また、ＰＷＭ手段が三相中の一相が連続して電気角で略１２０度期間スイッチングを停止する二相変調を行うので、連続して発生する零電圧ベクトル発生期間を三相変調を行う場合よりも長くすることができる。

次に、本発明の第二の実施形態について説明する。上述した第一の実施形態では、変調率が所定のしきい値以上となった場合に、強制的に所定時間以上の時間幅の零電圧ベクトルＶ０を発生させて当該期間内に相電流の検出を行う構成であったが、本実施形態は、変調率が所定のしきい値未満の場合は、二相アームに接続された各シャント抵抗により相電流を検出し（以下、２シャント方式と称する）、変調率が所定のしきい値以上の場合は、直流母線に接続されたシャント抵抗により相電流を検出する（以下、１シャント方式と称する）構成としたものである。尚、第一の実施形態と同一の部材については同一の符号を付し、それらについての詳細な説明を省略する。

図９は、第二の実施形態のインバータ装置１’の全体構成を示す回路図である。図９に示すように、インバータ装置１’では、二相の下段アームのスイッチング素子２ｘ、２ｙにそれぞれ直列接続されたシャント抵抗１０，１１の一端側の電圧が、相電流検出のために制御回路４のＡＤＣ４ａへ入力されるのに加え、直流母線２ｂ上に接続されたシャント抵抗１２の一端側の電圧も相電流の検出のためにＡＤＣ４ａへ入力される構成となっている。尚、シャント抵抗１０，１１が、本発明の第一のシャント抵抗を、シャント抵抗１２が、第二のシャント抵抗を構成するものである。

以下、シャント抵抗１２における１シャント方式による相電流検出の原理について説明する。尚、シャント抵抗１０，１１における２シャント方式による相電流の検出については第一の実施形態で説明したとおりであるので説明を省略する。

図１０の表は、基本電圧ベクトルＶ１〜Ｖ６と、各基本電圧ベクトルに対応する各スイッチング素子のスイッチングパターンと、直流母線電流の検出値によって検出される相電流の種類との関係を表わしている。尚、図１０の表では零電圧ベクトルＶ０及びＶ７が除外されているのは、１シャント方式では、零電圧ベクトルでない電圧ベクトル発生期間中にシャント電圧を検出し、零電圧ベクトルＶ０又はＶ７時はシャント抵抗１２に電流が流れないため相電流の検出を行わないからである。

図１０の表で、Ｕ相アーム，Ｖ相アーム，Ｗ相アームの各欄は、表の左端に示した各基本電圧ベクトルＶ１〜Ｖ６を発生させる場合にオンされるＵ，Ｖ，Ｗ各相のスイッチング素子の上下アームのいずれかを表しており、「Ｈｉｇｈ」は上アームのスイッチング素子が、「Ｌｏｗ」は下アームのスイッチング素子がそれぞれオンされることを表している。また、検出相電流（Ｉｄｃ）の欄は、左端に示した各基本電圧ベクトルＶ１〜Ｖ６発生時における直流母線電流の検出値Ｉｄｃに等しい相電流の種類を表しており、Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗは、それぞれインバータ回路２からモータＭのＵ相，Ｖ相，Ｗ相へ流れる相電流を、−Ｉｕ，−Ｉｖ，−Ｉｗは、それぞれモータＭのＵ相，Ｖ相，Ｗ相からインバータ回路２へ流れる相電流を表している。

例えば、基本電圧ベクトルＶ２の発生時は、図１１に示すように、Ｕ相上アームのスイッチング素子２ｕ、Ｖ相上アームのスイッチング素子２ｖ及びＷ相下アームのスイッチング素子２ｚがそれぞれオンされ、その瞬間にシャント抵抗１０を流れる直流母線電流ＩｄｃはＷ相の相電流−Ｉｗと等しくなっている。

次に、本実施形態によって、いずれの変調率においても相電流の検出が可能であることを説明する。図１２は、２シャント方式及び１シャント方式について、変調率と、相電流検出の可能な電圧ベクトル発生期間との関係を表わしたグラフである。図１２より明らかなように、２シャント方式では、変調率が高くなるに従って、相電流検出可能な電圧ベクトル発生期間が短くなり、変調率１２５％では０μｓｅｃとなっている。一方、１シャント方式の電圧ベクトル発生期間は、変調率が高くなるに従って長くなっている。そして、変調率２５％〜７５％では、２シャント方式の方が電圧ベクトル発生期間が長く、変調率１００％、１２５％では、１シャント方式の方が電圧ベクトル発生期間が長くなっている。本実施形態では、変調率のしきい値Ｔ２を７５％と１００％との間の値（例えば、９０％）に設定しておき、変調率がしきい値Ｔ２未満では２シャント方式で相電流を検出し、変調率がしきい値Ｔ２以上では１シャント方式で相電流を検出することによって、いずれの変調率においても相電流の検出が可能となる。尚、図１２のグラフでは、本実施形態において相電流検出が行われる電圧ベクトル発生期間のプロットを○印で囲んで示している。

以上詳述したことから明らかなように、本実施形態によれば、変調率が所定のしきい値Ｔ２未満である場合は、二相アームに直列接続されたシャント抵抗１０，１１により相電流を検出し、変調率が所定のしきい値Ｔ２以上である場合は、直流母線２ｂに直列接続されたシャント抵抗１２により相電流を検出するので、過変調を含む高変調状態においても相電流検出を行うことができ、これによりモータ制御に使用される電流振幅や電流位相の検出が可能となる。

尚、本発明は上述した各実施形態に限定されるものではなく、本発明の主旨を逸脱しない範囲で種々の変更を施すことが可能である。

例えば、前記各実施形態で示した所定のしきい値Ｔ１，Ｔ２、零電圧ベクトルを発生させる周期、零電圧ベクトルの時間幅は、単なる例を示したものであり、本発明が適用されるインバータ回路の仕様や駆動条件等によって適宜設定されるものである。また、シャント抵抗１０，１１が接続される二相アームは、上述したＵ相とＶ相との組合わせに限られず、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の三相中の任意の二相アームを選択すればよい。

また、前記第一の実施形態では、二相変調法によるＰＷＭ変調を行う構成としたが、三相変調法によるＰＷＭ変調を行う構成としてもよく、三相変調に三次高調波を重畳させたＰＷＭ変調を行う構成としてもよい。図１３は、三相変調に三次高調波を重畳させた第一の変形例における変調法を示すグラフである。図１４（ａ）は、第一の変形例における線間電圧の変化を示すグラフであり、図１４（ｂ）は、Ｕ相の相電流変化を示すグラフである。尚、Ｖｕｖは、Ｕ相−Ｖ相線間電圧を、Ｖｖｗは、Ｖ相−Ｗ相線間電圧を、Ｖｗｕは、Ｗ相−Ｕ相線間電圧をそれぞれ表わしている。図１５（ａ）は二相変調を行う比較例３における線間電圧の変化を示すグラフであり、図１５（ｂ）は、Ｕ相の相電流変化を示すグラフである。図１５（ａ）に示すように、比較例３では、線間電圧の極性が正から負に変わる部分で電圧波形に歪みが生じているが、本変形例では、図１４（ａ）に示すように、電圧波形が対称形となっていることがわかる。また、比較例３では、図１５（ｂ）に示すように、電気角位置１８０度付近で相電流歪みが生じているが、本変形例では、図４（ｂ）に示すように、相電流歪みが少なくなっていることがわかる。従って、本変形例によれば、モータＭをより円滑に回転させることができる。

また、前記第一の実施形態において、三相中の一相が連続して電気角で略６０度期間スイッチングを停止する二相変調を行うようにしてもよい。図１６は、三相中の一相が連続して電気角で略６０度期間スイッチングを停止する第二の変形例における二相変調を示すグラフである。図１７（ａ）は、第二の変形例における線間電圧の変化を示すグラフであり、図１７（ｂ）は、Ｕ相の相電流変化を示すグラフである。本変形例では、図１７（ａ）に示すように、電圧波形が対称形となっていることがわかる。また、本変形例では、図１７（ｂ）に示すように、相電流の歪みが少なくなっていることがわかる。従って、本変形例によれば、モータＭをより円滑に回転させることができる。

また、前記第一の実施形態では、シャント抵抗１０，１１を下段アームに接続した例を示したが、図１８に示す第三の変形例のように、上段アームのスイッチング素子２ｕ，２ｖに相電流検出用のシャント抵抗１０、１１をそれぞれ直列接続する構成としてもよい。本変形例では、上段アームのスイッチング素子２ｕ，２ｖ，２ｗが全てオンとなる零電圧ベクトルＶ７（１，１，１）の発生期間中に、上段アームに接続された２つのシャント抵抗１０、１１により相電流の検出が可能である。

本発明は、モータの電力制御に使用されるスイッチング素子を用いたインバータ回路を有する三相電圧型インバータ装置に適用可能である。

本発明の第一の実施形態の三相電圧型インバータ装置の電気的回路構成を示す回路図である。（ａ）は基本電圧ベクトルを示す図であり、（ｂ）は電圧ベクトルとインバータ回路のスイッチング素子との対応を示す図であり、（ｃ）は下段アームにシャント抵抗を接続したインバータ回路における相電流検出時の電流の流れを示す図である。第一の実施形態における二相変調を示すグラフである。（ａ）はインバータ回路がＲＬＣ直列共振回路を構成していることを示す図であり、（ｂ）はパルス電流におけるリンギングの発生を示す図である。比較例１における零電圧ベクトルの発生期間を示すグラフである。実施例における零電圧ベクトルの発生期間を示すグラフである。比較例２における三相変調を示すグラフである。比較例２における零電圧ベクトルの発生期間を示すグラフである。第二の実施形態の三相電圧型インバータ装置の電気的回路構成を示す回路図である。基本電圧ベクトル、スイッチングパターン及び検出相電流の関係を示す表である。基本電圧ベクトルＶ２発生時における直流母線電流の検出によって相電流−Ｉｗが検出される原理を説明する図である。２シャント方式及び１シャント方式について変調率と相電流検出の可能な電圧ベクトル発生期間との関係を表わしたグラフである。第一の変形例における三相変調に三次高調波を重畳させた変調を示すグラフである。（ａ）は、第一の変形例における線間電圧の変化を示すグラフであり、（ｂ）は、Ｕ相の相電流変化を示すグラフである。（ａ）は比較例３における線間電圧の変化を示すグラフであり、（ｂ）は、Ｕ相の相電流変化を示すグラフである。第二の変形例における三相中の一相が連続して電気角で略６０度期間スイッチングを停止する二相変調を示すグラフである。（ａ）は、第二の変形例における線間電圧の変化を示すグラフであり、（ｂ）は、Ｕ相の相電流変化を示すグラフである。第三の変形例の上段アームにシャント抵抗を接続したインバータ回路における相電流検出時の電流の流れを示す図である。

符号の説明

１三相電圧型インバータ装置（第一の実施形態）
１’ 三相電圧型インバータ装置（第二の実施形態）
２インバータ回路
２ｕ，２ｖ，２ｗスイッチング素子（上段アーム）
２ｘ，２ｙ，２ｚスイッチング素子（下段アーム）
４制御回路（相電流検出手段、ＰＷＭ手段）
４ａＡ／Ｄ変換器
１０シャント抵抗（第一のシャント抵抗）
１１シャント抵抗（第一のシャント抵抗）
１２シャント抵抗（第二のシャント抵抗）

Claims

直流母線間に接続された上下段のスイッチング素子からなる各アームにより三相アームが構成され且つ前記三相アーム中の上段又は下段の二相アームに第一のシャント抵抗がそれぞれ直列接続されると共に前記直流母線に第二のシャント抵抗が直列接続されたインバータ回路と、前記三相アームを構成する前記各スイッチング素子をＰＷＭ変調によりスイッチング制御するＰＷＭ手段とを備えた三相電圧型インバータ装置において、
前記ＰＷＭ手段による変調率が所定のしきい値未満である場合は、前記各第一のシャント抵抗により相電流を検出し、前記変調率が前記所定のしきい値以上である場合は、前記第二のシャント抵抗により相電流を検出する相電流検出手段を備え、
前記ＰＷＭ手段は、前記相電流検出手段が前記各第一のシャント抵抗により相電流を検出する期間に、零電圧ベクトルを発生させる時間幅を、前記スイッチング制御が行われる際に発生するリンギングの時間幅以上となるように設定してＰＷＭ変調を行うことを特徴とする三相電圧型インバータ装置。