WO2021070869A1 - ３相ブラシレスモータの制御装置及び制御方法 - Google Patents

３相ブラシレスモータの制御装置及び制御方法 Download PDF

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WO2021070869A1
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brushless motor
phase current
current
phase brushless
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PCT/JP2020/038010
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French (fr)
Inventor
博斗 早乙女
誠己 羽野
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日立Astemo株式会社
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    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/22—Current control, e.g. using a current control loop
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
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    • H02K11/33—Drive circuits, e.g. power electronics
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    • H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
    • H02P6/08—Arrangements for controlling the speed or torque of a single motor
    • H02P6/085—Arrangements for controlling the speed or torque of a single motor in a bridge configuration

Definitions

  • the present invention relates to a control device for a three-phase brushless motor and a control method thereof.
  • Patent Document 1 As a technique for controlling a three-phase brushless motor, as described in Japanese Patent Application Laid-Open No. 2005-39912 (Patent Document 1), a one-shunt current detection method is used so that the three-phase brushless motor converges to a target value.
  • the technology of vector control is known.
  • the pulse signal of PWM Pulse Width Modulation
  • PWM Pulse Width Modulation
  • the two-phase current is accurately acquired by ringing or the like. You will not be able to do it. Problems are unlikely to occur when the period in which the two-phase current cannot be acquired accurately and the acquisition cycle of the two-phase current are different. For example, when the rotation speed of the three-phase brushless motor changes, the acquisition of the two-phase current There is a risk that the period and the period during which the two-phase current cannot be acquired accurately will match.
  • the three-phase brushless motor is vector-controlled in such a state, the two-phase current cannot be accurately acquired. Therefore, the current detected by the shunt resistor and the actual current deviate from each other, and the actual current fluctuates greatly due to improper vector control. There was a risk of doing so. If the actual current of the three-phase brushless motor fluctuates greatly, it becomes difficult to converge the rotation speed and rotation angle of the three-phase brushless motor to the target values, for example.
  • an object of the present invention is to provide a control device and a control method for a three-phase brushless motor that suppresses fluctuations in actual current when vector-controlling a three-phase brushless motor using a one-shunt current detection method. To do.
  • the control device for the three-phase brushless motor uses one shunt resistor arranged on the bus of the drive circuit for driving the three-phase brushless motor, and the three-phase brushless motor is used at a predetermined timing.
  • the two-phase current of the motor is acquired and the three-phase brushless motor is vector-controlled.
  • the control device of the three-phase brushless motor changes the acquisition timing of the two-phase current according to the period during which the two-phase current cannot be accurately acquired.
  • the control device for the three-phase brushless motor uses one shunt resistor arranged on the bus of the drive circuit for driving the three-phase brushless motor, and uses one shunt resistor for three phases at a predetermined timing.
  • the two-phase current of the brushless motor is acquired, and the three-phase brushless motor is vector-controlled.
  • the control device for the three-phase brushless motor changes the period for vector-controlling the three-phase brushless motor according to the period during which the two-phase current cannot be accurately acquired.
  • FIG. 1 shows an example of an internal combustion engine 100 mounted on a vehicle such as an automobile.
  • the internal combustion engine 100 includes a cylinder block 110, a piston 120 reciprocally inserted into the cylinder bore 112 of the cylinder block 110, a cylinder head 130 in which an intake port 130A and an exhaust port 130B are formed, and an opening of the intake port 130A. It has an intake valve 132 that opens and closes an end, and an exhaust valve 134 that opens and closes the open end of the exhaust port 130B.
  • the piston 120 is connected to the crankshaft 140 via a connecting rod 150 including a lower link 150A and an upper link 150B.
  • a combustion chamber 160 is formed between the crown surface 120A of the piston 120 and the lower surface of the cylinder head 130.
  • a spark plug 170 for igniting a mixture of fuel and air is attached to substantially the center of the cylinder head 130 forming the combustion chamber 160.
  • the internal combustion engine 100 changes the compression ratio by changing the variable valve timing (VTC: Valve Timing Control) mechanism 180 that changes the phase of the opening period of the intake valve 132 with respect to the crankshaft 140 and the volume of the combustion chamber 160. It is further provided with a variable compression ratio (VCR: Variable Compression Ratio) mechanism 190 that makes the variable compression ratio (VCR).
  • VTC Valve Timing Control
  • VCR Variable Compression Ratio
  • the VTC mechanism 180 changes the phase of the intake camshaft 200 with respect to the crankshaft 140 by, for example, an actuator such as an electric motor or a hydraulic motor, so that the central phase of the operating angle is kept constant while the operating angle of the intake valve 132 is kept constant. To advance or retard.
  • the VCR mechanism 190 makes the compression ratio of the internal combustion engine 100 variable by changing the volume of the combustion chamber 160 by, for example, a double link mechanism disclosed in Japanese Patent Application Laid-Open No. 2002-276446. Hereinafter, an example of the VCR mechanism 190 will be described.
  • the crankshaft 140 has a plurality of journal portions 140A and a plurality of crank pin portions 140B, and the journal portion 140A is rotatably supported by a main bearing (not shown) of the cylinder block 110.
  • the crank pin portion 140B is eccentric from the journal portion 140A, and the lower link 150A is rotatably connected to the journal portion 140A.
  • the lower end side of the upper link 150B is rotatably connected to one end of the lower link 150A by the connecting pin 152, and the upper end side is rotatably connected to the piston 120 by the piston pin 154.
  • control link 192 is rotatably connected to the other end of the lower link 150A by the connecting pin 194, and the lower end side is rotatably connected to the lower part of the cylinder block 110 via the control shaft 196.
  • control shaft 196 has an eccentric cam portion 196A that is rotatably supported by the engine body (cylinder block 110) and is eccentric from the center of rotation thereof, and the control link 192 is attached to the eccentric cam portion 196A.
  • the lower end is rotatably fitted.
  • the rotation position of the control shaft 196 is controlled by a three-phase brushless motor 198, which is an example of a compression ratio control actuator.
  • the VTC mechanism 180 and the VCR mechanism 190 are electronically controlled by the VTC controller 220 and the VCR controller 230, each of which has a built-in microprocessor.
  • the VTC controller 220 and the VCR controller 230 are connected to an engine controller 250 having a built-in microcomputer that electronically controls the internal combustion engine 100 via, for example, CAN (Controller Area Network) 240, which is an example of an in-vehicle network. Therefore, arbitrary data can be transmitted / received between the VTC controller 220, the VCR controller 230, and the engine controller 250 via the CAN 240.
  • the in-vehicle network is not limited to CAN240, and a known network such as FlexRay (registered trademark) can be used.
  • the VCR controller 230 is given as an example of the control device of the three-phase brushless motor 198.
  • the output signals of the rotation speed sensor 260 for detecting the rotation speed Ne of the internal combustion engine 100 and the load sensor 270 for detecting the load Q of the internal combustion engine 100 are input to the engine controller 250.
  • the load Q of the internal combustion engine 100 for example, a state quantity closely related to the required torque such as intake negative pressure, intake flow rate, supercharging pressure, accelerator opening degree, and throttle opening degree can be used.
  • the engine controller 250 refers to, for example, a map in which a target value suitable for the rotation speed and the load is set, and the target angle of the VTC mechanism 180 and the target angle of the VCR mechanism 190 according to the rotation speed Ne and the load Q of the internal combustion engine 100. Calculate the target compression ratios respectively. Then, the engine controller 250 transmits the target angle to the VTC controller 220 and the target compression ratio to the VCR controller 230 via the CAN 240.
  • the VTC controller 220 that has received the target angle controls the drive current output to the actuator of the VTC mechanism 180 so that the actual angle (actual angle) detected by a sensor (not shown) converges to the target angle.
  • the VCR controller 230 that has received the target compression ratio has a VCR mechanism 190 so that the actual compression ratio (actual compression ratio) detected by a sensor (not shown) converges to the target compression ratio, as will be described in detail later.
  • Vector control of the 3-phase brushless motor 198 By doing so, the VTC mechanism 180 and the VCR mechanism 190 are controlled to target values according to the operating state of the internal combustion engine 100.
  • FIG. 2 shows an example of the internal structure of the three-phase brushless motor 198 and the VCR controller 230 that vector-controls the three-phase brushless motor 198.
  • the three-phase brushless motor 198 includes a substantially cylindrical stator 198S in which a U-phase coil 198U, a V-phase coil 198V, and a W-phase coil 198W are wound while being star-connected, and freely arranged on the inner peripheral surface of the stator 198S. It is equipped with the rotor 198R and the rotor 198R.
  • the rotary drive shaft of the rotor 198R protrudes outward from the axial end of the stator 198S, and the control shaft 196 of the VCR mechanism 190 is connected to the protruding portion via a reduction gear.
  • a rotation angle sensor 198A that outputs an angle signal corresponding to the rotation angle of the rotor 198R with respect to the reference position is attached to a predetermined position of the three-phase brushless motor 198.
  • the rotation angle sensor 198A for example, an encoder, a resolver, or the like can be used.
  • the VCR controller 230 includes an inverter 232 as a drive circuit for driving the three-phase brushless motor 198, and a microcomputer 234.
  • the inverter 232 converts the direct current supplied from the battery 280 mounted on the vehicle into an alternating current, and selectively converts this into the U-phase coil 198U, the V-phase coil 198V, and the W-phase coil 198W of the three-phase brushless motor 198. It is a power supply circuit that is applied and driven.
  • the inverter 232 is a three-phase bridge circuit configured by appropriately connecting switching elements 232A to 232F such as an N-channel MOSFET (Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor) having a freewheeling diode.
  • MOSFET Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor
  • the inverter 232 includes a U-phase arm in which switching elements 232A and 232B are connected in series, a V-phase arm in which switching elements 232C and 232D are connected in series, and W in which switching elements 232E and 232F are connected in series. It has a phase arm.
  • the switching elements 232A to 232F are not limited to N-channel MOSFETs, and may be P-channel MOSFETs, NPN-type transistors, PNP-type transistors, IGBTs (Insulated Gate Bipolar Transistors), and the like.
  • the drain of the upper switching element 232A is connected to the positive terminal 280A of the battery 280, the source of the upper switching element 232A is connected to the drain of the lower switching element 232B, and the source of the lower switching element 232B is connected. It is connected to the negative terminal 280B of the battery 280.
  • the electric circuit located between the upper switching element 232A and the lower switching element 232B is connected to the U-phase coil 198U of the three-phase brushless motor 198 via a U-phase drive line.
  • the drain of the upper switching element 232C is connected to the positive terminal 280A of the battery 280, the source of the upper switching element 232C is connected to the drain of the lower switching element 232D, and the source of the lower switching element 232D is connected. It is connected to the negative terminal 280B of the battery 280.
  • the electric circuit located between the upper switching element 232C and the lower switching element 232D is connected to the V-phase coil 198V of the three-phase brushless motor 198 via a V-phase drive line.
  • the drain of the upper switching element 232E is connected to the positive terminal 280A of the battery 280, the source of the upper switching element 232E is connected to the drain of the lower switching element 232F, and the source of the lower switching element 232F is connected. It is connected to the negative terminal 280B of the battery 280.
  • the electric circuit located between the upper switching element 232E and the lower switching element 232F is connected to the W-phase coil 198W of the three-phase brushless motor 198 via a W-phase drive line.
  • a common electric circuit connecting the sources of the lower switching elements 232B, 232D and 232F and the negative terminal 280B of the battery 280, that is, the bus of the inverter 232 has one shunt resistor 232G for realizing the one shunt current detection method. It is arranged.
  • the shunt resistor 232G detects a two-phase current flowing through a two-phase coil selectively driven among the U-phase coil 198U, the V-phase coil 198V, and the W-phase coil 198W of the three-phase brushless motor 198.
  • the microcomputer 234 includes a processor A, a non-volatile memory B, a volatile memory C, a communication circuit D, an input / output circuit E, and an internal bus F for intercommunication of these. And, built-in.
  • the processor A is hardware that executes an instruction set described in an application program, and is composed of, for example, a CPU (Central Processing Unit).
  • the non-volatile memory B is a semiconductor storage element capable of holding data even when the power supply is cut off, and includes, for example, an EEPROM (Electrically Erasable Programmable Read Only Memory) or a flash ROM (Read Only Memory).
  • the volatile memory C is a semiconductor storage element in which data is lost when the power supply is cut off, and is composed of, for example, a DRAM (Dynamic Random Access Memory) or a SRAM (Static Random Access Memory).
  • the communication circuit D is a device for communicating with another controller via an in-vehicle network including CAN, and includes, for example, a CAN transceiver.
  • the input / output circuit E is a device that reads an analog signal or a digital signal from various sensors or switches and outputs an analog or digital drive signal to an actuator or the like. For example, an A / D converter or a D / D converter. And so on.
  • the angle signal of the rotation angle sensor 198A of the three-phase brushless motor 198 and the two-phase current signal of the shunt resistance 232G of the inverter 232 are input to the microcomputer 234 via the input / output circuit E, respectively.
  • the processor A of the microcomputer 234 executes the application program stored in the non-volatile memory B, so that the phase current calculation unit 234A, the angle / angular velocity calculation unit 234B, and the three-phase two-axis conversion unit
  • the 234C, the target current setting unit 234D, the vector control unit 234E, the two-axis three-phase conversion unit 234F, and the pulse shift processing unit 234G are mounted respectively.
  • the V-phase current I V and the W-phase current I W are calculated respectively.
  • the angle / angular velocity calculation unit 234B reads the angle signal from the rotation angle sensor 198A of the three-phase brushless motor 198 and performs a predetermined calculation on the angle signal to obtain the rotation angle ⁇ of the rotor 198R of the three-phase brushless motor 198. calculate.
  • the angle / angular velocity calculation unit 234B calculates the angular velocity ⁇ of the rotor 198R of the three-phase brushless motor 198 from the time change of the rotation angle ⁇ in addition to the rotation angle ⁇ of the rotor 198R.
  • the three-phase two-axis conversion unit 234C reads the U-phase current I U , the V-phase current IV and the W-phase current I W from the phase current calculation unit 234A, and the rotation angle ⁇ from the angle / angular velocity calculation unit 234B, respectively, and reads the space vector.
  • the d-axis current I d and the q-axis current I q in the rotating coordinate system are calculated respectively.
  • the d-axis current is a current component that does not contribute to torque in the rotating coordinate system
  • the q-axis current is a current component that contributes to torque in the rotating coordinate system.
  • the target current setting unit 234D has a target compression ratio from the external engine controller 250, a rotation angle ⁇ and an angular speed ⁇ from the angle / angular speed calculation unit 234B, and a d-axis current I d and a q-axis current I from the three-phase two-axis conversion unit 234C. husband q s read, set, respectively the d-axis current command I d * and q-axis current command I q * for converging the three-phase brushless motor 198 to the target compression ratio.
  • the target current setting unit 234D executes feedback control such as proportional integration control (PI control) so that the rotation angle ⁇ approaches the target rotation angle according to the target compression ratio, and sets the three-phase brushless motor 198 to the target compression ratio.
  • PI control proportional integration control
  • the d-axis current command I d * and the q-axis current command I q * for changing to are set respectively.
  • the vector control unit 234E has an angular velocity ⁇ from the angle / angular velocity calculation unit 234B, a d-axis current I d and a q-axis current I q from the three-phase two-axis conversion unit 234C, and a d-axis current command I d * from the target current setting unit 234D. And the q-axis current command I q * are read respectively, and the d-axis voltage command V d and the q-axis voltage command V q for vector-controlling the three-phase brushless motor 198 are calculated, respectively. Since the specific calculation methods of the d-axis voltage command V d and the q-axis voltage command V q are well-known techniques for those skilled in the art, the details thereof will be omitted.
  • the 2-axis 3-phase conversion unit 234F reads the rotation angle ⁇ from the angle / angular velocity calculation unit 234B, and the d-axis voltage command V d and the q-axis voltage command V q from the vector control unit 234E, respectively, from the rotation coordinates by spatial vector conversion.
  • the U-phase voltage command V U the V-phase voltage command V V
  • the pulse shift processing unit 234G reads the U-phase voltage command V U , the V-phase voltage command V V, and the W-phase voltage command V W from the 2-axis 3-phase conversion unit 234F, and uses a triangular wave carrier to switch elements of the inverter 232.
  • the duty ratio of the PWM pulse for driving 232A to 232F is generated and output.
  • the VCR controller 230 has U-phase coil 198U to V-phase coil 198V and U-phase coil 198U to W-phase coil according to the target compression ratio, the rotation angle ⁇ of the rotor 198R of the 3-phase brushless motor 198, and the 2-phase current.
  • the VCR mechanism 190 can be changed to any target compression ratio.
  • a period during which the two-phase current cannot be accurately acquired appears periodically.
  • the period in which the period in which the two-phase current cannot be accurately acquired appears, for example, the period in which the duty ratios of the PWM pulses for driving the two-phase coils become equal or substantially equal, 3
  • the period in which the electric angle is 60 °, and the like is referred to as the "current acquisition impossible period”.
  • the acquisition timing of the two-phase current is changed or the three-phase current is acquired according to the current non-acquisition period.
  • the control cycle of the brushless motor 198 is changed. In this way, the non-current acquisition period and the acquisition cycle of the two-phase current do not match, so that the difference between the current acquired by the shunt resistor 232G and the actual current becomes small or eliminated, and the actual current of the three-phase brushless motor 198 Fluctuations can be suppressed.
  • the torque fluctuation of the three-phase brushless motor 198 is reduced, for example, the generation of abnormal noise of the VCR mechanism 190 can be prevented, or the internal combustion engine 100 can be compressed.
  • the speed of changing the ratio can be improved.
  • a current acquisition method for acquiring a two-phase current by a one-shunt current detection method will be described with reference to specific embodiments.
  • FIG. 6 shows an outline of the first embodiment of the current acquisition method.
  • the control cycle for vector-controlling the three-phase brushless motor 198 is set to a fixed value according to, for example, the required control accuracy under the condition that the current acquisition impossible period is twice or more. .. Further, the period of the PWM pulse is set to be equal to or less than the period in which the current acquisition impossible period appears.
  • the three-phase brushless motor 198 is vector-controlled, and feedback control is performed to bring the compression ratio of the internal combustion engine 100 closer to the target compression ratio.
  • the current acquisition impossible period appears at a cycle corresponding to the duty ratio of the PWM pulse. Therefore, according to the duty ratio of the PWM pulse of the U-phase coil 198U, the V-phase coil 198V, and the W-phase coil 198W calculated in this vector control, the two-phase current acquisition avoiding the current acquisition impossible period in the next control cycle. Set the timing. Then, when the two-phase current acquisition timing comes, the two-phase current is acquired from the shunt resistor 232G. The two-phase current thus acquired is referred to in the next control cycle and is used for vector control of the three-phase brushless motor 198.
  • FIG. 7 shows an example of a flowchart of the vector control process of the three-phase brushless motor 198 incorporating the current acquisition method according to the first embodiment.
  • the vector control process is executed by the processor A of the microcomputer 234 at the beginning of the control cycle when the VCR controller 230 is activated.
  • the vector control process is functionally implemented by the processor A of the microcomputer 234 executing the application program stored in the non-volatile memory B.
  • step 1 the processor A of the microcomputer 234 executes the vector control described in connection with FIG. 4 and is given by the external engine controller 250.
  • the three-phase brushless motor 198 is vector-controlled so as to have a target compression ratio.
  • the processor A of the microcomputer 234 calculates the duty ratio of the PWM pulse of the U-phase coil 198U, the V-phase coil 198V, and the W-phase coil 198W of the three-phase brushless motor 198, respectively.
  • the processor A of the microcomputer 234 calculates the duty ratio of the PWM pulse of the U-phase coil 198U, the V-phase coil 198V, and the W-phase coil 198W of the three-phase brushless motor 198, respectively.
  • processor A of the microcomputer 234 determines the two-phase current in the next control cycle according to the duty ratio of the PWM pulse of the U-phase coil 198U, the V-phase coil 198V, and the W-phase coil 198W of the three-phase brushless motor 198. Estimate the two-phase current acquisition period that can be accurately acquired. That is, the processor A of the microcomputer 234 estimates the two-phase current acquisition period that avoids the current acquisition failure period according to the duty ratio of the PWM pulse.
  • step 3 the processor A of the microcomputer 234 sets the two-phase current acquisition timing immediately before the start of vector control in the next control cycle within the two-phase current acquisition period. That is, the processor A of the microcomputer 234 sets the two-phase current acquisition timing as close as possible to the vector control start time in the two-phase current acquisition available period.
  • the two-phase current acquisition timing can be set only once for one PWM pulse (the same applies hereinafter).
  • step 4 when the processor A of the microcomputer 234 reaches the two-phase current acquisition timing, the two-phase current is acquired by reading the two-phase current signal of the shunt resistor 232G.
  • the two-phase current acquisition timing is set prior to the next control cycle Y. Then, when the two-phase current acquisition timing of the control cycle Y is reached, the two-phase current is acquired from the shunt resistor 232G and temporarily stored in the volatile memory C. Then, at the beginning of the control cycle Z, the three-phase brushless motor 198 is vector-controlled with reference to the two-phase current temporarily stored in the volatile memory C.
  • the two-phase current since the two-phase current has not been acquired at the beginning of the control cycle Y, for example, the two-phase current may be set to 0 (a state in which the three-phase brushless motor 198 is not controlled). In this way, the q-axis current may fluctuate slightly in the two control cycles immediately after the start of the vector control process, but since the absolute value is close to 0, this fluctuation can be ignored (the same applies hereinafter). ..
  • FIG. 9 shows an outline of the second embodiment of the current acquisition method.
  • the control cycle for vector-controlling the three-phase brushless motor 198 is, as in the first embodiment, twice or more the current acquisition impossible period, for example, the required control accuracy and the like. It is set to a fixed value according to. Further, the period of the PWM pulse is set to be equal to or less than the period in which the current acquisition impossible period appears, as in the first embodiment.
  • the three-phase brushless motor 198 is vector-controlled, and feedback control is performed to bring the compression ratio of the internal combustion engine 100 closer to the target compression ratio.
  • the current acquisition impossible period appears at a cycle corresponding to the duty ratio of the PWM pulse. Therefore, the two-phase current is acquired from the shunt resistor 232G at all the two-phase current acquisition timings in synchronization with the PWM pulse. As can be easily understood from FIG. 9, the two-phase current thus acquired may have been acquired during the current acquisition non-acquisition period.
  • the two-phase current it is determined from the duty ratio of the PWM pulse whether or not the two-phase current can be accurately acquired, and if the two-phase current can be acquired normally, the contents of the buffer holding the two-phase current are updated and 2 If the phase current cannot be obtained normally, the two-phase current is discarded.
  • the two-phase current thus acquired is referred to in the next control cycle and is used for vector control of the three-phase brushless motor 198.
  • FIG. 10 shows an example of a flowchart of the current acquisition process according to the second embodiment, which is executed in synchronization with the PWM pulse as a task different from the vector control of the three-phase brushless motor 198.
  • the current acquisition process is functionally implemented by the processor A of the microcomputer 234 executing the application program stored in the non-volatile memory B.
  • step 11 the processor A of the microcomputer 234 acquires the two-phase current by reading the two-phase current signal from the shunt resistor 232G.
  • step 12 according to the duty ratio of the PWM pulse at the timing when the processor A of the microcomputer 234 acquires the two-phase current, it is determined whether or not the timing is the current detectable period which is not the current acquisition impossible period. Then, if the processor A of the microcomputer 234 determines that the timing of acquiring the two-phase current is the current detectable period (Yes), the process proceeds to step 13. On the other hand, if it is determined that the timing at which the two-phase current is acquired is not the current-detectable period, that is, the current acquisition-unable period (No), the processor A of the microcomputer 234 ends the task processing.
  • processor A of the microcomputer 234 stores the two-phase current in the buffer and updates it.
  • a two-phase current is acquired in synchronization with the PWM pulse regardless of the control cycle. Further, it is determined whether or not the two-phase current can be accurately acquired according to the duty ratio of the PWM pulse, and this is stored in the buffer and updated only when the two-phase current can be accurately acquired. On the other hand, if the two-phase current cannot be obtained accurately, it is discarded and not used. Then, when the three-phase brushless motor 198 is vector-controlled at the beginning of the next control cycle, the three-phase brushless motor 198 is vector-controlled with reference to the two-phase current stored in the buffer.
  • the two-phase current obtained accurately is referred to, so that the two-phase current obtained from the shunt resistor 232G is used.
  • the deviation from the actual two-phase current is small or eliminated, and it is possible to suppress large fluctuations in the actual current, particularly the q-axis current.
  • FIG. 12 shows an outline of a third embodiment of the current acquisition method.
  • the control cycle for vector-controlling the three-phase brushless motor 198 is, for example, required under the condition that the current acquisition impossible period is twice or more as in the first and second embodiments. It is set to a fixed value according to the control accuracy to be performed. Further, the period of the PWM pulse is set to be equal to or less than the period in which the current acquisition impossible period appears, as in the first and second embodiments described above.
  • the three-phase brushless motor 198 is vector-controlled, and feedback control is performed to bring the compression ratio of the internal combustion engine 100 closer to the target compression ratio.
  • the current acquisition impossible period appears at a cycle corresponding to the duty ratio of the PWM pulse. Therefore, from among a plurality of preset two-phase current acquisition timings according to the duty ratio of the PWM pulse of the U-phase coil 198U, the V-phase coil 198V, and the W-phase coil 198W calculated in this vector control, the following The two-phase current acquisition timing closest to the start of the next control cycle is set so that the two-phase current can be accurately acquired in the control cycle of.
  • the plurality of two-phase current acquisition timings are set so that the interval between two consecutive two-phase current acquisition timings is equal to or longer than the current acquisition impossible period considered to be the longest. Then, as in the first and second embodiments, when the two-phase current acquisition timing comes, the two-phase current is acquired from the shunt resistor 232G. The two-phase current thus acquired is referred to in the next control cycle and is used for vector control of the three-phase brushless motor 198.
  • FIG. 13 shows an example of a flowchart of the vector control process of the three-phase brushless motor 198 incorporating the current acquisition method according to the third embodiment.
  • the vector control process is executed by the processor A of the microcomputer 234 at the beginning of the control cycle when the VCR controller 230 is activated.
  • the vector control process is functionally implemented by the processor A of the microcomputer 234 executing the application program stored in the non-volatile memory B.
  • processor A of the microcomputer 234 executes the vector control described in connection with FIG. 4, and vector-controls the three-phase brushless motor 198 so as to have a target compression ratio given by the external engine controller 250. To do. At this time, the processor A of the microcomputer 234 calculates the duty ratio of the PWM pulse of the U-phase coil 198U, the V-phase coil 198V, and the W-phase coil 198W of the three-phase brushless motor 198, respectively.
  • processor A of the microcomputer 234 determines the two-phase current in the next control cycle according to the duty ratio of the PWM pulse of the U-phase coil 198U, the V-phase coil 198V, and the W-phase coil 198W of the three-phase brushless motor 198. Estimate the two-phase current acquisition period that can be accurately acquired.
  • step 23 the processor A of the microcomputer 234 selects the two-phase current acquisition timing immediately before the start of vector control in the two-phase current acquisition period and the next control cycle from among the plurality of preset two-phase current acquisition timings. To set.
  • step 24 when the processor A of the microcomputer 234 reaches the two-phase current acquisition timing, the two-phase current is acquired by reading the two-phase current signal of the shunt resistor 232G.
  • the next control cycle Y is selected from a plurality of preset two-phase current acquisition timings.
  • the two-phase current acquisition timing is set.
  • the two-phase current is acquired from the shunt resistor 232G and temporarily stored in the volatile memory C.
  • the three-phase brushless motor 198 is vector-controlled with reference to the two-phase current temporarily stored in the volatile memory C.
  • the current acquisition method according to the third embodiment is different from the previous first embodiment only in that the two-phase current acquisition timing is set from a plurality of preset two-phase current acquisition timings. Therefore, other actions and effects are the same as those in the first embodiment, and the description thereof will be omitted in order to avoid duplicate explanations.
  • FIG. 15 shows an outline of the fourth embodiment of the current acquisition method.
  • the control cycle for vector-controlling the three-phase brushless motor 198 is different from that of the first to third embodiments, and is required, for example, under the condition that the current acquisition impossible period is twice or more.
  • the control accuracy is initially set to the basic cycle, which is the longest satisfactorily cycle, and this is variable as needed.
  • the period of the PWM pulse is set to be equal to or less than the period in which the current acquisition impossible period appears, as in the first to third embodiments described above.
  • the three-phase brushless motor 198 is vector-controlled, and feedback control is performed to bring the compression ratio of the internal combustion engine 100 closer to the target compression ratio.
  • the current acquisition impossible period appears at a cycle corresponding to the duty ratio of the PWM pulse. Therefore, the next control cycle is changed as necessary according to the duty ratio of the PWM pulses of the U-phase coil 198U, the V-phase coil 198V, and the W-phase coil 198W calculated in this vector control, and the two-phase current acquisition timing is obtained. Is not in the current non-acquisition period.
  • the two-phase current thus acquired is referred to in the next control cycle and is used for vector control of the three-phase brushless motor 198.
  • FIG. 16 shows an example of a flowchart of the vector control process of the three-phase brushless motor 198 incorporating the current acquisition method according to the fourth embodiment.
  • the vector control process is executed by the processor A of the microcomputer 234 at the beginning of the control cycle when the VCR controller 230 is activated.
  • the vector control process is functionally implemented by the processor A of the microcomputer 234 executing the application program stored in the non-volatile memory B.
  • processor A of microcomputer 234 executes the vector control described in connection with FIG. 4, and vector-controls the three-phase brushless motor 198 so as to have a target compression ratio given by the external engine controller 250. To do. At this time, the processor A of the microcomputer 234 calculates the duty ratio of the PWM pulse of the U-phase coil 198U, the V-phase coil 198V, and the W-phase coil 198W of the three-phase brushless motor 198, respectively.
  • step 32 the processor A of the microcomputer 234 causes a two-phase current in the next control cycle according to the duty ratio of the PWM pulse of the U-phase coil 198U, the V-phase coil 198V, and the W-phase coil 198W of the three-phase brushless motor 198. Estimate the two-phase current acquisition period that can be accurately acquired.
  • step 33 the processor A of the microcomputer 234 sets the two-phase current acquisition timing that is equal to or less than the basic cycle and is closest to the basic cycle within the two-phase current acquisition period.
  • step 34 the processor A of the microcomputer 234 sets immediately after the two-phase current acquisition timing as the start timing of vector control in the next control cycle. In short, the processor A of the microcomputer 234 changes the control cycle by advancing the start timing of the next control cycle.
  • step 35 when the processor A of the microcomputer 234 reaches the two-phase current acquisition timing, the two-phase current is acquired by reading the two-phase current signal of the shunt resistor 232G.
  • the two-phase current acquisition timing is set so as to avoid the next current acquisition impossible period, and the vector control is started immediately after that, so that the current is acquired from the shunt resistance 232G.
  • the divergence between the two-phase current and the actual two-phase current is small or eliminated, and it is possible to prevent the actual current, particularly the q-axis current, from fluctuating significantly.
  • the two-phase current if the two-phase current cannot be accurately acquired due to an unexpected cause such as noise, the one-phase current that can be accurately acquired and the two-phase that can be accurately acquired in the previous control cycle can be obtained.
  • the two-phase current may be estimated from the current. In this way, even if the two-phase current cannot be acquired accurately, the two-phase current is estimated from the accurately acquired one-phase current and the two-phase current acquired in the previous control cycle. Therefore, the three-phase current is estimated. In the vector control of the brushless motor 198, the deviation from the actual current can be made as small as possible.
  • each of the above embodiments may be executed when the PWM pulse applied to the three-phase brushless motor 198 is overmodulated.
  • the PWM pulse when the PWM pulse is not overmodulated, it is possible to avoid a state in which the two-phase current cannot be accurately acquired by using the pulse shift, and for example, an increase in the control load can be suppressed.
  • the parameter may be corrected according to the time difference.
  • the time difference if there is a time difference between the acquisition timing of the two-phase current and the acquisition timing of the d-axis currents I d and I q obtained from the two-phase current, the d-axis current I d and the q-axis current I according to this time difference.
  • the three-phase brushless motor to be controlled is not limited to the actuator of the VCR mechanism 190, but is mounted on a vehicle such as an actuator of the VTC mechanism 180, an actuator of an electric steering system, and an actuator of an electric cooling system. It can be any three-phase brushless motor.

Abstract

３相ブラシレスモータの制御装置は、３相ブラシレスモータを駆動する駆動回路としてのインバータの母線に配設された１つのシャント抵抗を使用し、所定のタイミングで３相ブラシレスモータの２相電流を取得してこれをベクトル制御する。このとき、制御装置は、２相電流を正確に取得できない期間に応じて、２相電流の取得タイミングを変更するか、又は３相ブラシレスモータをベクトル制御する周期を変更する。

Description

３相ブラシレスモータの制御装置及び制御方法
　本発明は、３相ブラシレスモータの制御装置及びその制御方法に関する。
　３相ブラシレスモータを制御する技術として、特開２００５－３９９１２号公報（特許文献１）に記載されるように、１シャント電流検出方式を使用して、３相ブラシレスモータを目標値に収束するようにベクトル制御する技術が知られている。１シャント電流検出方式は、３相ブラシレスモータを駆動するインバータの母線（直流ライン）に配設された１つのシャント抵抗によって２相の電流を検出し、「３相の電流の総和＝０」という特性を利用して、他の１相の電流を検出する電流検出方法である。
特開２００５－３９９１２号公報
　ところで、１シャント電流検出方式では、３相ブラシレスモータの各相コイルを駆動するＰＷＭ（Pulse Width Modulation）のパルス信号が短時間でＯＮ／ＯＦＦされると、リンギングなどによって２相電流を正確に取得できなくなってしまう。２相電流を正確に取得できない期間が現れる周期と２相電流の取得周期とが異なる場合には問題が発生し難いが、例えば、３相ブラシレスモータの回転速度が変化すると、２相電流の取得周期と２相電流を正確に取得できない期間とが一致してしまうおそれがある。このような状態において３相ブラシレスモータをベクトル制御すると、２相電流を正確に取得できないことから、シャント抵抗によって検出した電流と実電流とが乖離し、不適切なベクトル制御によって実電流が大きく変動してしまうおそれがあった。３相ブラシレスモータの実電流が大きく変動すると、例えば、３相ブラシレスモータの回転速度や回転角度を目標値に収束させることが困難となってしまう。
　そこで、本発明は、１シャント電流検出方式を使用して３相ブラシレスモータをベクトル制御するときの実電流の変動を抑制した、３相ブラシレスモータの制御装置及び制御方法を提供することを目的とする。
　本実施形態の一態様によれば、３相ブラシレスモータの制御装置は、３相ブラシレスモータを駆動する駆動回路の母線に配設された１つのシャント抵抗を使用し、所定のタイミングで３相ブラシレスモータの２相電流を取得して、３相ブラシレスモータをベクトル制御する。このとき、３相ブラシレスモータの制御装置は、２相電流を正確に取得できない期間に応じて、２相電流の取得タイミングを変更する。
　本実施形態の他の態様によれば、３相ブラシレスモータの制御装置は、３相ブラシレスモータを駆動する駆動回路の母線に配設された１つのシャント抵抗を使用し、所定のタイミングで３相ブラシレスモータの２相電流を取得して、３相ブラシレスモータをベクトル制御する。このとき、３相ブラシレスモータの制御装置は、２相電流を正確に取得できない期間に応じて、３相ブラシレスモータをベクトル制御する周期を変更する。
　本発明によれば、１シャント電流検出方式を使用して３相ブラシレスモータをベクトル制御するときに、３相ブラシレスモータの実電流の変動を抑制することができる。
車両に搭載された内燃機関の一例を示すシステム図である。 可変圧縮比コントローラ及び三相ブラシレスモータの説明図である。 マイクロコンピュータの内部構造の説明図である。 ３相ブラシレスモータをベクトル制御する機能ブロックの説明図である。 ２相電流を正確に取得できない状態が発生する原因の説明図である。 ２相電流取得方法の第１実施形態の概要図である。 ２相電流取得方法の第１実施形態のフローチャートである。 ２相電流取得方法の第１実施形態の作用の説明図である。 ２相電流取得方法の第２実施形態の概要図である。 ２相電流取得方法の第２実施形態のフローチャートである。 ２相電流取得方法の第２実施形態の作用の説明図である。 ２相電流取得方法の第３実施形態の概要図である。 ２相電流取得方法の第３実施形態のフローチャートである。 ２相電流取得方法の第３実施形態の作用の説明図である。 ２相電流取得方法の第４実施形態の概要図である。 ２相電流取得方法の第４実施形態のフローチャートである。 ２相電流取得方法の第４実施形態の作用の説明図である。 従来技術による制御結果の説明図である。 本実施形態による制御結果の説明図である。
　以下、添付された図面を参照し、本発明を実施するための実施形態について詳述する。
　図１は、自動車などの車両に搭載された内燃機関１００の一例を示している。
　内燃機関１００は、シリンダブロック１１０と、シリンダブロック１１０のシリンダボア１１２に往復動可能に嵌挿されたピストン１２０と、吸気ポート１３０Ａ及び排気ポート１３０Ｂが形成されたシリンダヘッド１３０と、吸気ポート１３０Ａの開口端を開閉する吸気バルブ１３２と、排気ポート１３０Ｂの開口端を開閉する排気バルブ１３４と、を有している。
　ピストン１２０は、クランクシャフト１４０に対して、ロアリンク１５０Ａ及びアッパリンク１５０Ｂを含むコネクティングロッド１５０を介して連結されている。そして、ピストン１２０の冠面１２０Ａとシリンダヘッド１３０の下面との間に、燃焼室１６０が形成されている。燃焼室１６０を形成するシリンダヘッド１３０の略中央には、燃料と空気との混合気を着火する点火プラグ１７０が取り付けられている。
　また、内燃機関１００は、クランクシャフト１４０に対する吸気バルブ１３２の開期間の位相を可変とする可変バルブタイミング（ＶＴＣ：Valve Timing Control）機構１８０と、燃焼室１６０の容積を変更することで、圧縮比を可変とする可変圧縮比（ＶＣＲ：Variable Compression Ratio）機構１９０と、を更に備えている。
　ＶＴＣ機構１８０は、例えば、電動モータや油圧モータなどのアクチュエータによって、クランクシャフト１４０に対する吸気カムシャフト２００の位相を変更することで、吸気バルブ１３２の作動角を一定としたまま、作動角の中心位相を進角又は遅角させる。
　ＶＣＲ機構１９０は、例えば、特開２００２－２７６４４６号公報に開示されるような複リンク機構によって、燃焼室１６０の容積を変更させることで、内燃機関１００の圧縮比を可変とする。以下、ＶＣＲ機構１９０の一例について説明する。
　クランクシャフト１４０は、複数のジャーナル部１４０Ａと複数のクランクピン部１４０Ｂとを有し、シリンダブロック１１０の主軸受（図示せず）に、ジャーナル部１４０Ａが回転可能に支持されている。クランクピン部１４０Ｂは、ジャーナル部１４０Ａから偏心しており、ここにロアリンク１５０Ａが回転可能に連結されている。アッパリンク１５０Ｂは、下端側が連結ピン１５２によりロアリンク１５０Ａの一端に回動可能に連結され、上端側がピストンピン１５４によりピストン１２０に回動可能に連結されている。コントロールリンク１９２は、上端側が連結ピン１９４によりロアリンク１５０Ａの他端に回動可能に連結され、下端側が制御シャフト１９６を介してシリンダブロック１１０の下部に回動可能に連結されている。詳しくは、制御シャフト１９６は、回転可能に機関本体（シリンダブロック１１０）に支持されていると共に、その回転中心から偏心している偏心カム部１９６Ａを有し、この偏心カム部１９６Ａにコントロールリンク１９２の下端部が回転可能に嵌合している。制御シャフト１９６は、圧縮比制御アクチュエータの一例である３相ブラシレスモータ１９８によって回動位置が制御される。
　このような複リンク機構を用いたＶＣＲ機構１９０においては、制御シャフト１９６が３相ブラシレスモータ１９８によって回動されると、偏心カム部１９６Ａの中心位置、つまり、機関本体（シリンダブロック１１０）に対する相対位置が変化する。これにより、コントロールリンク１９２の下端の搖動支持位置が変化すると、ピストン上死点（ＴＤＣ）におけるピストン１２０の位置が高くなったり低くなったりして、燃焼室１６０の容積が増減し、内燃機関１００の圧縮比が変更される。このとき、３相ブラシレスモータ１９８の作動を停止させると、ピストン１２０の往復動によって、制御シャフト１９６の偏心カム部１９６Ａに対してコントロールリンク１９２が回転し、圧縮比が低圧縮側へと推移する。
　ＶＴＣ機構１８０及びＶＣＲ機構１９０は、マイクロコンピュータを内蔵した、ＶＴＣコントローラ２２０及びＶＣＲコントローラ２３０によって夫々電子制御される。ＶＴＣコントローラ２２０及びＶＣＲコントローラ２３０は、例えば、車載ネットワークの一例であるＣＡＮ（Controller Area Network）２４０を介して、内燃機関１００を電子制御する、マイクロコンピュータを内蔵したエンジンコントローラ２５０に接続されている。従って、ＶＴＣコントローラ２２０、ＶＣＲコントローラ２３０及びエンジンコントローラ２５０の間では、ＣＡＮ２４０を介して任意のデータを送受信することができる。なお、車載ネットワークとしては、ＣＡＮ２４０に限らず、ＦｌｅｘＲａｙ（登録商標）などの公知のネットワークを使用することができる。ここで、ＶＣＲコントローラ２３０が、３相ブラシレスモータ１９８の制御装置の一例として挙げられる。
　エンジンコントローラ２５０には、内燃機関１００の運転状態の一例として、内燃機関１００の回転速度Ｎｅを検出する回転速度センサ２６０、及び内燃機関１００の負荷Ｑを検出する負荷センサ２７０の各出力信号が入力されている。ここで、内燃機関１００の負荷Ｑとしては、例えば、吸気負圧、吸気流量、過給圧力、アクセル開度、スロットル開度など、要求トルクと密接に関連する状態量を使用することができる。エンジンコントローラ２５０は、例えば、回転速度及び負荷に適合した目標値が設定されたマップを参照し、内燃機関１００の回転速度Ｎｅ及び負荷Ｑに応じた、ＶＴＣ機構１８０の目標角度及びＶＣＲ機構１９０の目標圧縮比を夫々算出する。そして、エンジンコントローラ２５０は、ＣＡＮ２４０を介して、目標角度をＶＴＣコントローラ２２０に送信すると共に、目標圧縮比をＶＣＲコントローラ２３０に送信する。
　目標角度を受信したＶＴＣコントローラ２２０は、図示しないセンサによって検出された実際の角度（実角度）が目標角度に収束するように、ＶＴＣ機構１８０のアクチュエータに出力する駆動電流を制御する。また、目標圧縮比を受信したＶＣＲコントローラ２３０は、詳細を後述するように、図示しないセンサによって検出された実際の圧縮比（実圧縮比）が目標圧縮比に収束するように、ＶＣＲ機構１９０の３相ブラシレスモータ１９８をベクトル制御する。このようにすることで、ＶＴＣ機構１８０及びＶＣＲ機構１９０は、内燃機関１００の運転状態に応じた目標値に制御される。
　図２は、３相ブラシレスモータ１９８及びこれをベクトル制御するＶＣＲコントローラ２３０の内部構造の一例を示している。
　３相ブラシレスモータ１９８は、Ｕ相コイル１９８Ｕ、Ｖ相コイル１９８Ｖ及びＷ相コイル１９８Ｗがスター結線されつつ巻き回された略円筒形状のステータ１９８Ｓと、ステータ１９８Ｓの内周面に回転自由に配設されたロータ１９８Ｒと、を備えている。ロータ１９８Ｒの回転駆動軸は、ステータ１９８Ｓの軸方向の端部から外部へと突出し、その突出部に減速装置を介してＶＣＲ機構１９０の制御シャフト１９６が連結されている。３相ブラシレスモータ１９８の所定箇所には、基準位置を基点としたロータ１９８Ｒの回転角度に応じた角度信号を出力する回転角度センサ１９８Ａが取り付けられている。回転角度センサ１９８Ａとしては、例えば、エンコーダやレゾルバなどを使用することができる。
　ＶＣＲコントローラ２３０は、３相ブラシレスモータ１９８を駆動する駆動回路としてのインバータ２３２と、マイクロコンピュータ２３４と、を備えている。
　インバータ２３２は、車両に搭載されたバッテリ２８０から供給される直流電流を交流電流に変換し、これを３相ブラシレスモータ１９８のＵ相コイル１９８Ｕ、Ｖ相コイル１９８Ｖ及びＷ相コイル１９８Ｗに選択的に印加して駆動する電源回路である。インバータ２３２は、還流ダイオードを有するＮチャネル型のＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）など、スイッチング素子２３２Ａ～２３２Ｆを適宜接続して構成された３相ブリッジ回路である。
　インバータ２３２は、具体的には、スイッチング素子２３２Ａ及び２３２Ｂが直列接続されたＵ相アームと、スイッチング素子２３２Ｃ及び２３２Ｄが直列接続されたＶ相アームと、スイッチング素子２３２Ｅ及び２３２Ｆが直列接続されたＷ相アームと、を有している。なお、スイッチング素子２３２Ａ～２３２Ｆとしては、Ｎチャネル型のＭＯＳＦＥＴに限らず、Ｐチャネル型のＭＯＳＦＥＴ、ＮＰＮ型のトランジスタ、ＰＮＰ型のトランジスタ、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）などであってもよい。
　Ｕ相アームでは、上段のスイッチング素子２３２Ａのドレインがバッテリ２８０のプラス端子２８０Ａに接続され、上段のスイッチング素子２３２Ａのソースが下段のスイッチング素子２３２Ｂのドレインに接続され、下段のスイッチング素子２３２Ｂのソースがバッテリ２８０のマイナス端子２８０Ｂに接続されている。そして、上段のスイッチング素子２３２Ａと下段のスイッチング素子２３２Ｂとの間に位置する電路は、Ｕ相駆動ラインを介して３相ブラシレスモータ１９８のＵ相コイル１９８Ｕに接続されている。
　Ｖ相アームでは、上段のスイッチング素子２３２Ｃのドレインがバッテリ２８０のプラス端子２８０Ａに接続され、上段のスイッチング素子２３２Ｃのソースが下段のスイッチング素子２３２Ｄのドレインに接続され、下段のスイッチング素子２３２Ｄのソースがバッテリ２８０のマイナス端子２８０Ｂに接続されている。そして、上段のスイッチング素子２３２Ｃと下段のスイッチング素子２３２Ｄとの間に位置する電路は、Ｖ相駆動ラインを介して３相ブラシレスモータ１９８のＶ相コイル１９８Ｖに接続されている。
　Ｗ相アームでは、上段のスイッチング素子２３２Ｅのドレインがバッテリ２８０のプラス端子２８０Ａに接続され、上段のスイッチング素子２３２Ｅのソースが下段のスイッチング素子２３２Ｆのドレインに接続され、下段のスイッチング素子２３２Ｆのソースがバッテリ２８０のマイナス端子２８０Ｂに接続されている。そして、上段のスイッチング素子２３２Ｅと下段のスイッチング素子２３２Ｆとの間に位置する電路は、Ｗ相駆動ラインを介して３相ブラシレスモータ１９８のＷ相コイル１９８Ｗに接続されている。
　下段のスイッチング素子２３２Ｂ，２３２Ｄ及び２３２Ｆのソースとバッテリ２８０のマイナス端子２８０Ｂとを接続する共通電路、即ち、インバータ２３２の母線には、１シャント電流検出方式を実現するための１つのシャント抵抗２３２Ｇが配設されている。このシャント抵抗２３２Ｇは、３相ブラシレスモータ１９８のＵ相コイル１９８Ｕ、Ｖ相コイル１９８Ｖ及びＷ相コイル１９８Ｗのうち、選択的に駆動される２相のコイルに流れる２相電流を検出する。
　マイクロコンピュータ２３４は、図３に示すように、プロセッサＡと、不揮発性メモリＢと、揮発性メモリＣと、通信回路Ｄと、入出力回路Ｅと、これらを相互通信可能に接続する内部バスＦと、を内蔵している。
　プロセッサＡは、アプリケーションプログラムに記述された命令セットを実行するハードウエアであって、例えば、ＣＰＵ（Central Processing Unit）などからなる。不揮発性メモリＢは、電源供給が遮断されてもデータを保持可能な半導体記憶素子であって、例えば、ＥＥＰＲＯＭ（Electrically Erasable Programmable Read Only Memory）やフラッシュＲＯＭ（Read Only Memory）などからなる。揮発性メモリＣは、電源供給が遮断されるとデータが消失する半導体記憶素子であって、例えば、ＤＲＡＭ（Dynamic Random Access Memory）やＳＲＡＭ（Static Random Access Memory）などからなる。通信回路Ｄは、ＣＡＮを含む車載ネットワークを介して他のコントローラと通信するためのデバイスであって、例えば、ＣＡＮトランシーバなどからなる。入出力回路Ｅは、各種のセンサ又はスイッチなどからアナログ信号又はデジタル信号を読み込むと共に、アクチュエータなどにアナログ又はデジタルの駆動信号を出力するデバイスであって、例えば、Ａ／Ｄコンバータ、Ｄ／Ｄコンバータなどからなる。
　そして、マイクロコンピュータ２３４には、その入出力回路Ｅを介して、３相ブラシレスモータ１９８の回転角度センサ１９８Ａの角度信号、及びインバータ２３２のシャント抵抗２３２Ｇの２相電流信号が夫々入力されている。
　マイクロコンピュータ２３４のプロセッサＡは、不揮発性メモリＢに格納されたアプリケーションプログラムを実行することで、図４に示すように、相電流算出部２３４Ａ、角度・角速度算出部２３４Ｂ、３相２軸変換部２３４Ｃ、目標電流設定部２３４Ｄ、ベクトル制御部２３４Ｅ、２軸３相変換部２３４Ｆ及びパルスシフト処理部２３４Ｇを夫々実装する。
　相電流算出部２３４Ａは、インバータ２３２のシャント抵抗２３２Ｇから２相電流信号を読み込み、「３相の電流の総和＝０」という特性を利用して、３相ブラシレスモータ１９８のＵ相電流ＩＵ、Ｖ相電流ＩＶ及びＷ相電流ＩＷを夫々算出する。角度・角速度算出部２３４Ｂは、３相ブラシレスモータ１９８の回転角度センサ１９８Ａから角度信号を読み込み、角度信号に対して所定の演算を行うことで、３相ブラシレスモータ１９８のロータ１９８Ｒの回転角度θを算出する。また、角度・角速度算出部２３４Ｂは、ロータ１９８Ｒの回転角度θに加え、回転角度θの時間変化から３相ブラシレスモータ１９８のロータ１９８Ｒの角速度ωを算出する。３相２軸変換部２３４Ｃは、相電流算出部２３４ＡからＵ相電流ＩＵ、Ｖ相電流ＩＶ及びＷ相電流ＩＷ、並びに角度・角速度算出部２３４Ｂから回転角度θを夫々読み込み、空間ベクトル変換によって固定座標から回転座標へと座標変換することで、回転座標系におけるｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑを夫々算出する。ここで、ｄ軸電流は回転座標系においてトルクに寄与しない電流成分、ｑ軸電流は回転座標系においてトルクに寄与する電流成分である。
　目標電流設定部２３４Ｄは、外部のエンジンコントローラ２５０から目標圧縮比、角度・角速度算出部２３４Ｂから回転角度θ及び角速度ω、並びに３相２軸変換部２３４Ｃからｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑを夫々読み込み、３相ブラシレスモータ１９８を目標圧縮比に収束させるためのｄ軸電流指令Ｉｄ ＊及びｑ軸電流指令Ｉｑ ＊を夫々設定する。即ち、目標電流設定部２３４Ｄは、目標圧縮比に応じた目標回転角度に回転角度θが近付くように比例積分制御（ＰＩ制御）などのフィードバック制御を実行し、３相ブラシレスモータ１９８を目標圧縮比に変更するためのｄ軸電流指令Ｉｄ ＊及びｑ軸電流指令Ｉｑ ＊を夫々設定する。
　ベクトル制御部２３４Ｅは、角度・角速度算出部２３４Ｂから角速度ω、３相２軸変換部２３４Ｃからｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑ、並びに目標電流設定部２３４Ｄからｄ軸電流指令Ｉｄ ＊及びｑ軸電流指令Ｉｑ ＊を夫々読み込み、３相ブラシレスモータ１９８をベクトル制御するためのｄ軸電圧指令Ｖｄ及びｑ軸電圧指令Ｖｑを夫々算出する。なお、ｄ軸電圧指令Ｖｄ及びｑ軸電圧指令Ｖｑの具体的な算出方法は、当業者にとって周知技術であるため、その詳細については省略することとする。
　２軸３相変換部２３４Ｆは、角度・角速度算出部２３４Ｂから回転角度θ、並びにベクトル制御部２３４Ｅからｄ軸電圧指令Ｖｄ及びｑ軸電圧指令Ｖｑを夫々読み込み、空間ベクトル変換によって回転座標から固定座標へと座標変換することで、固定座標におけるＵ相電圧指令ＶＵ、Ｖ相電圧指令ＶＶ及びＷ相電圧指令ＶＷを夫々算出する。パルスシフト処理部２３４Ｇは、２軸３相変換部２３４ＦからＵ相電圧指令ＶＵ、Ｖ相電圧指令ＶＶ及びＷ相電圧指令ＶＷを読み込み、三角波キャリアを使用して、インバータ２３２のスイッチング素子２３２Ａ～２３２Ｆを駆動するためのＰＷＭパルスのデューティ比を生成して出力する。
　従って、ＶＣＲコントローラ２３０は、目標圧縮比、並びに３相ブラシレスモータ１９８のロータ１９８Ｒの回転角度θ及び２相電流に応じて、Ｕ相コイル１９８ＵからＶ相コイル１９８Ｖ、Ｕ相コイル１９８ＵからＷ相コイル１９８Ｗ、Ｖ相コイル１９８ＶからＷ相コイル１９８Ｗ、Ｖ相コイル１９８ＶからＵ相コイル１９８Ｕ、Ｗ相コイル１９８ＷからＵ相コイル１９８Ｕ、Ｗ相コイル１９８ＷからＶ相コイル１９８Ｖへと順次電流を流すことで、ＶＣＲ機構１９０を任意の目標圧縮比に変更することができる。
　ここで、図５を参照して、１シャント電流検出方式の課題について説明する。
　３相ブラシレスモータ１９８のベクトル制御では、三角波キャリアがＵ相電圧指令ＶＵ以上になると、Ｕ相アーム上段のスイッチング素子２３２ＡがＯＮになり、三角波キャリアがＶ相電圧指令ＶＶ以上になると、Ｖ相アーム上段のスイッチング素子２３２ＣがＯＮになり、三角波キャリアがＷ相電圧指令ＶＷ以上になると、Ｗ相アーム上段のスイッチング素子２３２ＥがＯＮになる。インバータ２３２のスイッチング素子２３２Ａ～２３２ＦをＯＮ又はＯＦＦに切り替えた直後には、シャント抵抗２３２Ｇによって検出されるシャント電流が変動するリンギングが発生する。各スイッチング素子２３２Ａ，２３２Ｃ及び２３２ＥがＯＮ／ＯＦＦするタイミング間で、Ｕ相コイル１９８Ｕ、Ｖ相コイル１９８Ｖ又はＷ相コイル１９８Ｗを流れる電流を検出することができる。
　しかし、図示の例では、例えば、Ｗ相アーム上段のスイッチング素子２３２ＥがＯＮになってからＵ相アーム上段のスイッチング素子２３２ＡがＯＮになるまでの時間が短いことから、その間にリンギングが終了せず、Ｗ相コイル１９８Ｗを流れる電流を含んだ２相電流を正確に取得することができない。従って、３相ブラシレスモータ１９８のＵ相コイル１９８Ｕ、Ｖ相コイル１９８Ｖ及びＷ相コイル１９８Ｗを駆動するためのＰＷＭパルスのデューティ比に応じた周期で、２相電流を正確に取得することができない状態が発生する。要するに、ＰＷＭパルスのデューティ比に応じて、２相電流を正確に取得することができない期間が周期的に現れる。ここで、２相電流を正確に取得することができない期間が現れる周期としては、例えば、２相のコイルを駆動するＰＷＭパルスのデューティ比が等しくなるか若しくは略等しくなる状態が発生する周期、３相交流電流のいずれかの相電流が他の相電流とクロスする状態が発生する周期、電気角６０°ごとの周期などがある。以下の説明においては、２相電流を正確に取得することができない期間を「電流取得不可期間」と呼ぶこととする。
　電流取得不可期間が現れる周期と２相電流の取得周期とが異なる場合には問題が発生し難い。しかし、ＶＣＲ機構１９０の３相ブラシレスモータ１９８をベクトル制御する場合、実圧縮比が目標圧縮比に収束するように電流を変化させるため、３相ブラシレスモータ１９８の回転速度が変化し、電流取得不可期間が現れる周期と２相電流の取得周期とが等しくなってしまうおそれがある。この場合、２相電流の取得周期と電流取得不可期間とが一致してしまう可能性があり、シャント抵抗２３２Ｇによって取得した電流と実電流とが乖離し、３相ブラシレスモータ１９８を適切にベクトル制御することが困難になってしまう。
　そこで、本実施形態では、１シャント電流検出方式を使用して３相ブラシレスモータ１９８をベクトル制御するときに、電流取得不可期間に応じて、２相電流の取得タイミングを変更するか、又は３相ブラシレスモータ１９８の制御周期を変更する。このようにすると、電流取得不可期間と２相電流の取得周期とが一致しなくなるため、シャント抵抗２３２Ｇによって取得した電流と実電流との差が小さく又はなくなり、３相ブラシレスモータ１９８の実電流の変動を抑制することができる。そして、３相ブラシレスモータ１９８の実電流の変動が抑制されることで、３相ブラシレスモータ１９８のトルク変動が小さくなり、例えば、ＶＣＲ機構１９０の異音発生を防止したり、内燃機関１００の圧縮比の変更速度を向上させたりすることができる。以下、１シャント電流検出方式によって２相電流を取得する電流取得方法について、具体的な実施形態を挙げて説明する。
１．第１実施形態
　図６は、電流取得方法の第１実施形態の概要を示している。第１実施形態では、３相ブラシレスモータ１９８をベクトル制御する制御周期は、電流取得不可期間の２倍以上という条件下で、例えば、要求される制御精度などに応じた固定値に設定されている。また、ＰＷＭパルスの周期は、電流取得不可期間が現れる周期以下に設定されている。
　制御周期の始期において３相ブラシレスモータ１９８がベクトル制御され、内燃機関１００の圧縮比を目標圧縮比に近づけるためのフィードバック制御が行われる。１シャント電流検出方式では、上述したように、ＰＷＭパルスのデューティ比に応じた周期で電流取得不可期間が現れてしまう。そこで、今回のベクトル制御において算出されたＵ相コイル１９８Ｕ、Ｖ相コイル１９８Ｖ及びＷ相コイル１９８ＷのＰＷＭパルスのデューティ比に応じて、次の制御周期における電流取得不可期間を避けた２相電流取得タイミングを設定する。そして、２相電流取得タイミングになったとき、シャント抵抗２３２Ｇから２相電流を取得する。このように取得された２相電流は、次の制御周期において参照され、３相ブラシレスモータ１９８のベクトル制御に利用される。
　図７は、第１実施形態に係る電流取得方法が組み込まれた、３相ブラシレスモータ１９８のベクトル制御処理のフローチャートの一例を示している。ベクトル制御処理は、ＶＣＲコントローラ２３０が起動されたことを契機として、そのマイクロコンピュータ２３４のプロセッサＡが制御周期の始期において実行する。なお、ベクトル制御処理は、マイクロコンピュータ２３４のプロセッサＡが、不揮発性メモリＢに格納されたアプリケーションプログラムを実行することで機能的に実装される。
　ステップ１（図７では「Ｓ１」と略記する。以下同様。）では、マイクロコンピュータ２３４のプロセッサＡが、図４に関連して説明したベクトル制御を実行し、外部のエンジンコントローラ２５０から与えられた目標圧縮比となるように３相ブラシレスモータ１９８をベクトル制御する。このとき、マイクロコンピュータ２３４のプロセッサＡは、３相ブラシレスモータ１９８のＵ相コイル１９８Ｕ、Ｖ相コイル１９８Ｖ及びＷ相コイル１９８ＷのＰＷＭパルスのデューティ比を夫々算出する。なお、ベクトル制御の詳細については、必要であれば、図４に関連して説明した事項を参照されたい（以下同様）。
　ステップ２では、マイクロコンピュータ２３４のプロセッサＡが、３相ブラシレスモータ１９８のＵ相コイル１９８Ｕ、Ｖ相コイル１９８Ｖ及びＷ相コイル１９８ＷのＰＷＭパルスのデューティ比に応じて、次の制御周期において２相電流を正確に取得可能な２相電流取得可能期間を推定する。即ち、マイクロコンピュータ２３４のプロセッサＡは、ＰＷＭパルスのデューティ比に応じた電流取得不可期間を避けた２相電流取得可能期間を推定する。
　ステップ３では、マイクロコンピュータ２３４のプロセッサＡが、２相電流取得可能期間内において、その次の制御周期におけるベクトル制御開始直前の２相電流取得タイミングを設定する。即ち、マイクロコンピュータ２３４のプロセッサＡは、２相電流取得可能期間において、できるだけベクトル制御開始時点に近い２相電流取得タイミングを設定する。なお、２相電流取得タイミングは、１つのＰＷＭパルスについて１回のみ設定することができる（以下同様）。
　ステップ４では、マイクロコンピュータ２３４のプロセッサＡが、２相電流取得タイミングになったとき、シャント抵抗２３２Ｇの２相電流信号を読み込むことで、２相電流を取得する。
　かかるベクトル制御処理によれば、図８に示すように、制御周期Ｘの始期においてベクトル制御を実行するときに、次の制御周期Ｙに先だって、その２相電流取得タイミングが設定される。そして、制御周期Ｙの２相電流取得タイミングとなったとき、シャント抵抗２３２Ｇから２相電流を取得し、これを揮発性メモリＣに一時的に格納しておく。その後、制御周期Ｚの始期において、揮発性メモリＣに一時的に格納されている２相電流を参照し、３相ブラシレスモータ１９８をベクトル制御する。
　この過程において、制御周期Ｙの始期では２相電流が取得できていないため、例えば、２相電流を０（３相ブラシレスモータ１９８を制御していない状態）としてもよい。このようにすれば、ベクトル制御処理の開始直後の２つの制御周期においてｑ軸電流が多少変動するおそれがあるが、その絶対値が０に近いためこの変動を無視することができる（以下同様）。
　従って、制御周期Ｚ以降の制御周期においては、前の制御周期において２相電流が取得できているため、シャント抵抗２３２Ｇから取得した２相電流と実際の２相電流との乖離が小さく若しくはなくなり、実電流、特に、ｑ軸電流が大きく変動してしまうことを抑制できる。
２．第２実施形態
　図９は、電流取得方法の第２実施形態の概要を示している。第２実施形態では、３相ブラシレスモータ１９８をベクトル制御する制御周期は、先の第１実施形態と同様に、電流取得不可期間の２倍以上という条件下で、例えば、要求される制御精度などに応じた固定値に設定されている。また、ＰＷＭパルスの周期は、先の第１実施形態と同様に、電流取得不可期間が現れる周期以下に設定されている。
　制御周期の始期において３相ブラシレスモータ１９８がベクトル制御され、内燃機関１００の圧縮比を目標圧縮比に近づけるためのフィードバック制御が行われる。１シャント電流検出方式では、上述したように、ＰＷＭパルスのデューティ比に応じた周期で電流取得不可期間が現れてしまう。そこで、ＰＷＭパルスに同期してすべての２相電流取得タイミングで、シャント抵抗２３２Ｇから２相電流を取得する。このように取得された２相電流は、図９から容易に理解できるように、電流取得不可期間に取得した可能性がある。このため、ＰＷＭパルスのデューティ比から２相電流を正確に取得できたか否かを判定し、２相電流が正常に取得できたならば、２相電流を保持するバッファの内容を更新し、２相電流が正常に取得できなければ、その２相電流を破棄する。このように取得された２相電流は、次の制御周期において参照され、３相ブラシレスモータ１９８のベクトル制御に利用される。
　図１０は、３相ブラシレスモータ１９８のベクトル制御とは異なるタスクとして、ＰＷＭパルスに同期して実行される、第２実施形態に係る電流取得処理のフローチャートの一例を示している。なお、電流取得処理は、マイクロコンピュータ２３４のプロセッサＡが、不揮発性メモリＢに格納されたアプリケーションプログラムを実行することで機能的に実装される。
　ステップ１１では、マイクロコンピュータ２３４のプロセッサＡが、シャント抵抗２３２Ｇから２相電流信号を読み込むことで、２相電流を取得する。
　ステップ１２では、マイクロコンピュータ２３４のプロセッサＡが、２相電流を取得したタイミングにおけるＰＷＭパルスのデューティ比に応じて、そのタイミングは電流取得不可期間でない電流検出可能期間であったか否かを判定する。そして、マイクロコンピュータ２３４のプロセッサＡは、２相電流を取得したタイミングは電流検出可能期間であったと判定すれば（Ｙｅｓ）、処理をステップ１３へと進める。一方、マイクロコンピュータ２３４のプロセッサＡは、２相電流を取得したタイミングは電流検出可能期間でない、即ち、電流取得不可期間であったと判定すれば（Ｎｏ）、タスクの処理を終了させる。
　ステップ１３では、マイクロコンピュータ２３４のプロセッサＡが、２相電流をバッファに格納して更新する。
　かかる電流取得処理によれば、図１１に示すように、制御周期とは関係なく、ＰＷＭパルスに同期して２相電流が取得される。また、ＰＷＭパルスのデューティ比に応じて２相電流が正確に取得できたか否かを判定し、２相電流を正確に取得できた場合のみこれをバッファに格納して更新する。一方、２相電流が正確に取得できなかった場合には、これを廃棄して使用しないようにする。そして、次の制御周期の始期において３相ブラシレスモータ１９８をベクトル制御するとき、バッファに格納されている２相電流を参照し、３相ブラシレスモータ１９８をベクトル制御する。
　従って、３相ブラシレスモータ１９８をベクトル制御するときには、図１１から容易に理解できるように、正確に取得できた２相電流を参照するようになることから、シャント抵抗２３２Ｇから取得した２相電流と実際の２相電流との乖離が小さく若しくはなくなり、実電流、特に、ｑ軸電流が大きく変動してしまうことを抑制できる。
３．第３実施形態
　図１２は、電流取得方法の第３実施形態の概要を示している。第３実施形態では、３相ブラシレスモータ１９８をベクトル制御する制御周期は、先の第１実施形態及び第２実施形態と同様に、電流取得不可期間の２倍以上という条件下で、例えば、要求される制御精度などに応じた固定値に設定されている。また、ＰＷＭパルスの周期は、先の第１実施形態及び第２実施形態と同様に、電流取得不可期間が現れる周期以下に設定されている。
　制御周期の始期において３相ブラシレスモータ１９８がベクトル制御され、内燃機関１００の圧縮比を目標圧縮比に近づけるためのフィードバック制御が行われる。１シャント電流検出方式では、上述したように、ＰＷＭパルスのデューティ比に応じた周期で電流取得不可期間が現れてしまう。そこで、今回のベクトル制御において算出されたＵ相コイル１９８Ｕ、Ｖ相コイル１９８Ｖ及びＷ相コイル１９８ＷのＰＷＭパルスのデューティ比に応じて、予め設定された複数の２相電流取得タイミングの中から、次の制御周期において２相電流を正確に取得することができる、その次の制御周期の始期に最も近い２相電流取得タイミングを設定する。ここで、複数の２相電流取得タイミングは、連続する２つの２相電流取得タイミングの間隔が、最長であると考えられる電流取得不可期間以上となるように設定されている。そして、先の第１実施形態及び第２実施形態と同様に、２相電流取得タイミングになったとき、シャント抵抗２３２Ｇから２相電流を取得する。このように取得された２相電流は、次の制御周期において参照され、３相ブラシレスモータ１９８のベクトル制御に利用される。
　図１３は、第３実施形態に係る電流取得方法が組み込まれた、３相ブラシレスモータ１９８のベクトル制御処理のフローチャートの一例を示している。ベクトル制御処理は、ＶＣＲコントローラ２３０が起動されたことを契機として、そのマイクロコンピュータ２３４のプロセッサＡが制御周期の始期において実行する。なお、ベクトル制御処理は、マイクロコンピュータ２３４のプロセッサＡが、不揮発性メモリＢに格納されたアプリケーションプログラムを実行することで機能的に実装される。
　ステップ２１では、マイクロコンピュータ２３４のプロセッサＡが、図４に関連して説明したベクトル制御を実行し、外部のエンジンコントローラ２５０から与えられた目標圧縮比となるように３相ブラシレスモータ１９８をベクトル制御する。このとき、マイクロコンピュータ２３４のプロセッサＡは、３相ブラシレスモータ１９８のＵ相コイル１９８Ｕ、Ｖ相コイル１９８Ｖ及びＷ相コイル１９８ＷのＰＷＭパルスのデューティ比を夫々算出する。
　ステップ２２では、マイクロコンピュータ２３４のプロセッサＡが、３相ブラシレスモータ１９８のＵ相コイル１９８Ｕ、Ｖ相コイル１９８Ｖ及びＷ相コイル１９８ＷのＰＷＭパルスのデューティ比に応じて、次の制御周期において２相電流を正確に取得可能な２相電流取得可能期間を推定する。
　ステップ２３では、マイクロコンピュータ２３４のプロセッサＡが、予め設定された複数の２相電流取得タイミングの中から、２相電流取得可能期間かつその次の制御周期におけるベクトル制御開始直前の２相電流取得タイミングを設定する。
　ステップ２４では、マイクロコンピュータ２３４のプロセッサＡが、２相電流取得タイミングになったとき、シャント抵抗２３２Ｇの２相電流信号を読み込むことで、２相電流を取得する。
　かかるベクトル制御処理によれば、図１４に示すように、制御周期Ｘの始期においてベクトル制御を実行するときに、予め設定された複数の２相電流取得タイミングの中から、次の制御周期Ｙにおける２相電流取得タイミングが設定される。そして、制御周期Ｙの２相電流取得タイミングとなったとき、シャント抵抗２３２Ｇから２相電流を取得し、これを揮発性メモリＣに一時的に格納しておく。その後、制御周期Ｚの始期において、揮発性メモリＣに一時的に格納されている２相電流を参照し、３相ブラシレスモータ１９８をベクトル制御する。なお、第３実施形態に係る電流取得方法は、予め設定された複数の２相電流取得タイミングの中から２相電流取得タイミングを設定する点のみが先の第１実施形態と異なっている。このため、その他の作用及び効果は、先の第１実施形態と同様であるので、重複説明を避けるためにその説明を省略するものとする。
４．第４実施形態
　図１５は、電流取得方法の第４実施形態の概要を示している。第４実施形態では、３相ブラシレスモータ１９８をベクトル制御する制御周期は、先の第１実施形態～第３実施形態とは異なり、電流取得不可期間の２倍以上という条件下で、例えば、要求される制御精度を満足可能な最長の周期である基本周期に初期設定されており、これが必要に応じて可変となっている。また、ＰＷＭパルスの周期は、先の第１実施形態～第３実施形態と同様に、電流取得不可期間が現れる周期以下に設定されている。
　制御周期の始期において３相ブラシレスモータ１９８がベクトル制御され、内燃機関１００の圧縮比を目標圧縮比に近づけるためのフィードバック制御が行われる。１シャント電流検出方式では、上述したように、ＰＷＭパルスのデューティ比に応じた周期で電流取得不可期間が現れてしまう。そこで、今回のベクトル制御において算出されたＵ相コイル１９８Ｕ、Ｖ相コイル１９８Ｖ及びＷ相コイル１９８ＷのＰＷＭパルスのデューティ比に応じて次の制御周期を必要に応じて変更し、２相電流取得タイミングが電流取得不可期間とならないようにする。このように取得された２相電流は、その次の制御周期において参照され、３相ブラシレスモータ１９８のベクトル制御に利用される。
　図１６は、第４実施形態に係る電流取得方法が組み込まれた、３相ブラシレスモータ１９８のベクトル制御処理のフローチャートの一例を示している。ベクトル制御処理は、ＶＣＲコントローラ２３０が起動されたことを契機として、そのマイクロコンピュータ２３４のプロセッサＡが制御周期の始期において実行する。なお、ベクトル制御処理は、マイクロコンピュータ２３４のプロセッサＡが、不揮発性メモリＢに格納されたアプリケーションプログラムを実行することで機能的に実装される。
　ステップ３１では、マイクロコンピュータ２３４のプロセッサＡが、図４に関連して説明したベクトル制御を実行し、外部のエンジンコントローラ２５０から与えられた目標圧縮比となるように３相ブラシレスモータ１９８をベクトル制御する。このとき、マイクロコンピュータ２３４のプロセッサＡは、３相ブラシレスモータ１９８のＵ相コイル１９８Ｕ、Ｖ相コイル１９８Ｖ及びＷ相コイル１９８ＷのＰＷＭパルスのデューティ比を夫々算出する。
　ステップ３２では、マイクロコンピュータ２３４のプロセッサＡが、３相ブラシレスモータ１９８のＵ相コイル１９８Ｕ、Ｖ相コイル１９８Ｖ及びＷ相コイル１９８ＷのＰＷＭパルスのデューティ比に応じて、次の制御周期において２相電流を正確に取得可能な２相電流取得可能期間を推定する。
　ステップ３３では、マイクロコンピュータ２３４のプロセッサＡが、２相電流取得可能期間内において、基本周期以下、かつ基本周期に最も近い２相電流取得タイミングを設定する。
　ステップ３４では、マイクロコンピュータ２３４のプロセッサＡが、２相電流取得タイミングの直後を次の制御周期におけるベクトル制御の開始タイミングに設定する。要するに、マイクロコンピュータ２３４のプロセッサＡは、その次の制御周期の開始タイミングを早めることで、その制御周期を変更する。
　ステップ３５では、マイクロコンピュータ２３４のプロセッサＡが、２相電流取得タイミングになったとき、シャント抵抗２３２Ｇの２相電流信号を読み込むことで、２相電流を取得する。
　かかるベクトル制御処理によれば、図１７に示すように、制御周期Ｘの始期においてベクトル制御を実行するときに、次の制御周期Ｙにおける２相電流取得タイミングが設定されると共に制御周期Ｙが変更される。そして、制御周期Ｙの２相電流取得タイミングとなったとき、シャント抵抗２３２Ｇの２相電流を取得し、これを揮発性メモリＣに一時的に格納しておく。その後、制御周期Ｚの始期において、揮発性メモリＣに一時的に格納されている２相電流を参照し、３相ブラシレスモータ１９８をベクトル制御する。
　従って、図１７から容易に理解できるように、次の電流取得不可期間を避けるように２相電流取得タイミングが設定されると共に、その直後にベクトル制御が開始されるので、シャント抵抗２３２Ｇから取得した２相電流と実際の２相電流との乖離が小さく若しくはなくなり、実電流、特に、ｑ軸電流が大きく変動してしまうことを抑制できる。
５．効果の確認
　従来技術における１シャント電流検出方式を使用して３相ブラシレスモータ１９８をベクトル制御すると、電流取得不可期間において２相電流を取得しようとしていたため、図１８に示すように、ｄ軸電流及びｑ軸電流が大きく変動していた。しかしながら、第１実施形態～第４実施形態によって３相ブラシレスモータ１９８をベクトル制御すると、前回の制御周期で２相電流が取得されるようになったため、図１９に示すように、ｄ軸電流及びｑ軸電流の変動が大幅に小さくなった。
　上記各実施形態において、例えば、ノイズなどの予期せぬ原因によって２相電流を正確に取得できなかったならば、正確に取得できた１相電流及び前回の制御周期で正確に取得できた２相電流から２相電流を推定するようにしてもよい。このようにすれば、２相電流が正確に取得できなくても、正確に取得された１相電流及び前回の制御周期で取得できた２相電流から２相電流が推定されるため、３相ブラシレスモータ１９８のベクトル制御において実電流との乖離をできる限り小さくすることができる。
　また、上記各実施形態は、３相ブラシレスモータ１９８に印加するＰＷＭパルスが過変調の場合に実行するようにしてもよい。このようにすれば、ＰＷＭパルスが過変調でないときには、パルスシフトを用いて２相電流を正確に取得できない状態が発生することを回避でき、例えば、制御負荷の増加を抑制することができる。
　さらに、上記各実施形態において、２相電流の取得タイミングと２相電流から求められるパラメータの取得タイミングとに時間的な差がある場合、時間的な差に応じてパラメータを補正するようにしてもよい。即ち、２相電流取得タイミングと２相電流から求められるｄ軸電流Ｉｄ及びＩｑの取得タイミングとに時間的な差がある場合、この時間差に応じてｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑを夫々補正することで、時間的な遅延をなくして制御精度を向上させることができる。
　なお、当業者であれば、様々な上記実施形態の技術的思想について、その一部を省略したり、その一部を適宜組み合わせたり、その一部を置換したりすることで、新たな実施形態を生み出せることを容易に理解できるであろう。
　その一例を挙げると、制御対象となる３相ブラシレスモータは、ＶＣＲ機構１９０のアクチュエータに限らず、例えば、ＶＴＣ機構１８０のアクチュエータ、電動ステアリングシステムのアクチュエータ、電動冷却システムのアクチュエータなど、車両に搭載される任意の３相ブラシレスモータとすることができる。
　　１９８　３相ブラシレスモータ
　　２３０　ＶＣＲコントローラ（制御装置）
　　２３２　インバータ（駆動回路）
　　２３２Ｇ　シャント抵抗

Claims (20)

  1. 　３相ブラシレスモータを駆動する駆動回路の母線に配設された１つのシャント抵抗を使用し、所定のタイミングで前記３相ブラシレスモータの２相電流を取得して、前記３相ブラシレスモータをベクトル制御する３相ブラシレスモータの制御装置であって、
    　前記２相電流を正確に取得できない期間に応じて、前記２相電流の取得タイミングを変更する、
    　３相ブラシレスモータの制御装置。
  2. 　前記３相ブラシレスモータの制御周期は、前記２相電流を正確に取得できない期間の２倍以上に設定され、
    　前記３相ブラシレスモータに印加するパルス幅変調パルスの周期は、前記２相電流を正確に取得できない状態が発生する周期以下に設定される、
    　請求項１に記載の３相ブラシレスモータの制御装置。
  3. 　次の制御周期に先だって、前記２相電流を正確に取得可能なタイミングを推測する、
    　請求項１に記載の３相ブラシレスモータの制御装置。
  4. 　前記２相電流を正確に取得可能なタイミングは、前記パルス幅変調パルスのデューティ比に応じて推測される、
    　請求項３に記載の３相ブラシレスモータの制御装置。
  5. 　前記パルス幅変調パルスのデューティ比に応じて、予め設定された複数の２相電流取得タイミングの中から２相電流を正確に取得できるタイミングが選定される、
    　請求項３に記載の３相ブラシレスモータの制御装置。
  6. 　前記２相電流を正確に取得できなかった場合、正確に取得できた１相電流及び前回の制御周期で正確に取得できた２相電流から２相電流を推定する、
    　請求項１に記載の３相ブラシレスモータの制御装置。
  7. 　前記３相ブラシレスモータに印加するパルス幅変調波が過変調の場合、前記２相電流を正確に取得できない期間に応じて、前記２相電流の取得タイミングを変更する、
    　請求項１に記載の３相ブラシレスモータの制御装置。
  8. 　前記２相電流の取得タイミングと当該２相電流から求められるパラメータの取得タイミングとに時間的な差がある場合、前記時間的な差に応じて前記パラメータを補正する、
    　請求項１に記載の３相ブラシレスモータの制御装置。
  9. 　３相ブラシレスモータを駆動する駆動回路の母線に配設された１つのシャント抵抗を使用し、所定のタイミングで前記３相ブラシレスモータの２相電流を取得して、前記３相ブラシレスモータをベクトル制御する３相ブラシレスモータの制御装置であって、
    　前記２相電流を正確に取得できない期間に応じて、前記３相ブラシレスモータをベクトル制御する周期を変更する、
    　３相ブラシレスモータの制御装置。
  10. 　前記２相電流を正確に取得できなかった場合、正確に取得できた１相電流及び前回の制御周期で取得できた２相電流から２相電流を推定する、
    　請求項９に記載の３相ブラシレスモータの制御装置。
  11. 　前記３相ブラシレスモータに印加するパルス幅変調波が過変調の場合、前記２相電流を正確に取得できない期間に応じて、前記３相ブラシレスモータをベクトル制御する周期を変更する、
    　請求項９に記載の３相ブラシレスモータの制御装置。
  12. 　前記２相電流の取得タイミングと当該２相電流から求められるパラメータの取得タイミングとに時間的な差がある場合、前記時間的な差に応じて前記パラメータを補正する、
    　請求項９に記載の３相ブラシレスモータの制御装置。
  13. 　３相ブラシレスモータを駆動する駆動回路の母線に配設された１つのシャント抵抗を使用し、所定のタイミングで前記３相ブラシレスモータの２相電流を取得して、前記３相ブラシレスモータをベクトル制御する制御装置が、前記２相電流を正確に取得できない期間に応じて、前記２相電流の取得タイミングを変更する、
    　３相ブラシレスモータの制御方法。
  14. 　前記３相ブラシレスモータの制御周期が、前記２相電流を正確に取得できない期間の２倍以上に設定され、
    　前記制御装置が、前記３相ブラシレスモータに印加するパルス幅変調パルスの周期を、前記２相電流を正確に取得できない状態が発生する周期以下に設定する、
    　請求項１３に記載の３相ブラスレスモータの制御方法。
  15. 　前記制御装置が、次の制御周期に先だって、前記２相電流を正確に取得可能なタイミングを推測する、
    　請求項１３に記載の３相ブラシレスモータの制御方法。
  16. 　前記制御装置が、前記２相電流を正確に取得できなかった場合、正確に取得できた１相電流及び前回の制御周期で正確に取得できた２相電流から２相電流を推定する、
    　請求項１３に記載の３相ブラシレスモータの制御方法。
  17. 　前記制御装置が、前記３相ブラシレスモータに印加するパルス幅変調波が過変調の場合、前記２相電流を正確に取得できない期間に応じて、前記２相電流の取得タイミングを変更する、
    　請求項１３に記載の３相ブラスレスモータの制御方法。
  18. 　３相ブラシレスモータを駆動する駆動回路の母線に配設された１つのシャント抵抗を使用し、所定のタイミングで前記３相ブラシレスモータの２相電流を取得して、前記３相ブラシレスモータをベクトル制御する制御装置が、前記２相電流を正確に取得できない期間に応じて、前記３相ブラシレスモータをベクトル制御する周期を変更する、
    　３相ブラシレスモータの制御方法。
  19. 　前記制御装置が、前記２相電流を正確に取得できなかった場合、正確に取得できた１相電流及び前回の制御周期で取得できた２相電流から２相電流を推定する、
    　請求項１８に記載の３相ブラシレスモータの制御方法。
  20. 　前記制御装置が、前記３相ブラシレスモータに印加するパルス幅変調波が過変調の場合、前記２相電流を正確に取得できない期間に応じて、前記３相ブラシレスモータをベクトル制御する周期を変更する、
    　請求項１８に記載の３相ブラシレスモータの制御方法。
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