WO2014171027A1 - 多相モータの制御装置及びそれを用いた電動パワーステアリング装置 - Google Patents

多相モータの制御装置及びそれを用いた電動パワーステアリング装置 Download PDF

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current
control
control cycle
pwm signal
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PCT/JP2013/077701
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孝義 菅原
洋介 今村
浩保 熊谷
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日本精工株式会社
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    • H02P6/28—Arrangements for controlling current

Definitions

  • the present invention calculates a duty command value for each phase for controlling the current of the multiphase motor by control calculation, forms a PWM (pulse width modulation) signal corresponding to each phase duty command value,
  • a control device for a multi-phase motor that is driven by applying a command current (voltage) to the motor
  • an electric power steering system that uses the multi-phase motor control device to apply assist force by the motor to the steering system of the vehicle. Relates to the device.
  • a single current detection circuit one shunt type current detection circuit
  • each phase PWM signal is transmitted over two control cycles.
  • the shift is gradually corrected, and during the shift correction, the current is estimated using the current detection observer and the current detection is continued, and the current detection is stably performed at the current detection timing when the PWM signal is turned on simultaneously in one phase or two phases (
  • the present invention relates to a control device for a multi-phase motor that reduces vibration and noise (abnormal noise) by processing by A / D conversion, and an electric power steering device using the same.
  • An electric power steering device that applies a steering assist force (assist force) to a steering mechanism of a vehicle by a rotational force of a motor, a steering shaft or a rack shaft by a transmission mechanism such as a gear or a belt via a speed reducer.
  • a steering assist force is applied to the vehicle.
  • Such a conventional electric power steering device (EPS) performs feedback control of the motor current in order to accurately generate the torque of the steering assist force.
  • the motor applied voltage is adjusted so that the difference between the steering assist command value (current command value) and the motor current detection value is small.
  • the adjustment of the motor applied voltage is performed by duty control of PWM control. This is done by adjusting the command value.
  • a column shaft (steering shaft, handle shaft) 2 of the steering handle 1 is a reduction gear 3, universal joints 4a and 4b, a pinion rack mechanism 5, and a tie rod. Via 6a and 6b, it is further connected to the steering wheels 8L and 8R via hub units 7a and 7b. Further, the column shaft 2 is provided with a torque sensor 10 for detecting the steering torque of the steering handle 1, and a motor 20 for assisting the steering force of the steering handle 1 is applied to the column shaft 2 via the reduction gear 3. It is connected.
  • the control unit (ECU) 100 that controls the electric power steering apparatus is supplied with electric power from the battery 13 and also receives an ignition key signal via the ignition key 11.
  • the control unit 100 calculates a current command value of an assist (steering assistance) command based on the steering torque Tr detected by the torque sensor 10 and the vehicle speed Vel detected by the vehicle speed sensor 12, and compensates the current command value.
  • the current supplied to the motor 20 is controlled by the voltage control value E subjected to.
  • the vehicle speed Vel can also be received from CAN (Controller Area Network) or the like.
  • the control unit 100 is mainly composed of a CPU (or MPU or MCU), and a general function executed by a program in the CPU is as shown in FIG.
  • the function and operation of the control unit 100 will be described with reference to FIG. 2.
  • the steering torque Tr detected by the torque sensor 10 and the vehicle speed Vel from the vehicle speed sensor 12 are input to the current command value calculation unit 101, and an assist map or the like is displayed.
  • the current command value Iref1 is calculated using this.
  • the calculated current command value Iref1 is limited in output by the maximum output limiter 102 based on the overheat protection condition or the like, and the current command value Iref2 whose maximum output is limited is input to the subtractor 103.
  • the controlled voltage control value E is input to the PWM control unit 105 to calculate the duty command value, and the motor 20 is driven via the inverter 106 by the PWM signal PS calculated from the duty command value.
  • the motor current Im of the motor 20 is detected by the current detection circuit 120 in the inverter 106, and the motor current Im is input to the subtraction unit 103 and fed back.
  • a resolver 21 is connected as a rotation sensor, and an angular velocity calculation unit 22 that calculates an angular velocity ⁇ from the rotation angle ⁇ is provided.
  • the inverter 106 that controls the motor current Im with the voltage control value E and drives the motor 20 uses a bridge circuit in which a semiconductor switching element (FET) and the motor 20 are bridge-connected, and is determined based on the voltage control value E.
  • the semiconductor switching element is ON / OFF controlled by the duty command value of the PWM signal thus controlled to control the motor current Im.
  • the PWM control unit 105 inputs each phase carrier signal, and calculates a PWM-Duty command value D1 to D6 for three phases (U, V, W) according to a predetermined formula for the voltage control value E. 105A and a gate drive unit 105B that drives each gate of FET1 to FET6 with PWM-Duty command values D1 to D6 to turn on / off, and an inverter 106 includes U-phase upper stage FET1 and lower stage FET4.
  • the upper and lower arms are composed of a three-phase bridge composed of upper and lower arms composed of an upper stage FET 2 and a lower stage FET 5 of V phase and upper and lower arms composed of an upper stage FET 3 and a lower stage FET 6 of a W phase, and PWM-Duty command values D1 ⁇
  • the motor 20 is driven by being turned ON / OFF at D6.
  • power is supplied to the inverter 106 from the battery 13 via the power relay 14.
  • the PWM signal that determines the ON / OFF timing of the switching element for driving the multiphase motor compares the sawtooth wave or triangular wave carrier signal with the duty command value corresponding to the target current value in each phase of the motor. Is generated. Whether the PWM signal is high level (H) or low level (L) is determined depending on whether the value of the carrier signal is greater than or less than the duty command value.
  • the current detection circuit 120 There is unification.
  • a single shunt type current detection circuit is known as the unification of current detection circuits, and the configuration of the single shunt type current detection circuit 120 is as shown in FIG. 4, for example (for example, Japanese Patent Application Laid-Open No. 2009-131064). ).
  • FIG. 5 shows a connection diagram of the battery 13, the inverter 106, the current detection circuit 120, and the motor 20, and the U-phase upper FET 1 is ON (lower FET 4 is OFF), and the V-phase upper FET 2 is OFF (lower FET 5 is ON).
  • FIG. 6 shows a state where the upper FET 1 of the U phase is ON (lower FET 4 is OFF), the upper FET 2 of the V phase is ON (lower FET 5 is OFF), and the upper FET 3 of the W phase is OFF (lower FET 6 is ON).
  • Current paths are shown.
  • the total value of the phases in which the upper stage FETs are ON appears in the current detection circuit 120 as a detection current. That is, the U-phase current can be detected in FIG. 5, and the U-phase and V-phase currents can be detected in FIG. The same applies to the case where the current detection circuit 120 is connected between the upper arm of the inverter 106 and the power source (battery 13). 5 and 6, the connection of the resolver 21 and the power relay 14 are omitted.
  • each phase current of the three phases Can be detected.
  • the U-phase current I U is detected
  • the total value of the U-phase current I U and the V-phase current IV is detected by the current detector 120.
  • I U + I V + I W 0
  • the inverter 106 composed of a single current detection circuit 120 as shown in FIG. 4, the influence of noise components such as rigging noise generated by the current flowing through the current detection circuit 120 immediately after each FET is turned on. It is necessary to remove and detect an accurate current.
  • the interval between the timings when the FET is turned ON / OFF between one phase and the other phase becomes very short, the current required for current detection does not flow through the FET, or the dead time (dead zone) ) And the delay in the response of the circuit, the current cannot be measured accurately.
  • the time interval at the time of switching between one phase and the other phase is small, the time interval at the time of switching between one phase and the other phase is reduced by, for example, performing a correction to shift (arrangement movement) the phase of the predetermined phase.
  • an accurate current value of each phase of the multiphase motor can be detected using a single current detection circuit.
  • the shift correction if the ON / OFF frequency of the switching element for driving the multiphase motor is included in the audible frequency, it will be heard by the user as noise (abnormal noise) and will not be heard. Gives pleasure.
  • FIG. 7 shows a timing chart in the case where the two UVW phases cannot be detected.
  • One control cycle is 250 ⁇ s, and it consists of five cycles of a sawtooth wave PWM signal having a cycle of 50 ⁇ s. .
  • FIG. 7 shows operations in the fourth cycle, the fifth cycle of the previous control cycle T1, and the first to fifth cycles of the current control cycle T2.
  • the U-phase PWM signal is Duty 52%
  • the V-phase PWM signal is Duty 47%
  • the W-phase PWM signal is Duty 51%.
  • the time interval between the V phase of the minimum duty phase and the W phase of the intermediate phase, and the time interval between the W phase of the intermediate phase and the U phase of the maximum phase is as short as 4% and 1%, respectively, switching noise during that period unless the phase is shifted
  • the A / D conversion time for accurately detecting the current value cannot be taken. Therefore, the V-phase PWM signal of the minimum phase is shifted by 8% to the left (so that the phase is advanced), and the PWM signal of the maximum phase U is shifted to the right (so that the phase is delayed) by 11%. is doing.
  • the switching time intervals of the V phase and the W phase, and the U phase and the W phase are both increased to 12%, and the accurate current values of the U phase and the V phase can be detected in each PWM cycle.
  • the U-phase PWM signal is reduced from Duty 52% to 51%, and the V-phase PWM signal is Duty 47. %,
  • the W-phase PWM signal is increased from Duty 51% to 52%. Therefore, the Duty maximum phase changed from the U phase to the W phase, and the Duty intermediate phase changed from the W phase to the U phase. Note that the Duty minimum phase is also the V phase this time.
  • the U phase changes from being shifted to not shifted, the V phase is shifted and remains unchanged, and the W phase is shifted from not shifted to shifted. is there.
  • the time at the end of the previous control cycle T1 that is, the current control.
  • the shunt waveform the waveform of the voltage generated across the shunt resistor for current detection
  • an instantaneous current fluctuation occurs. With this sudden current fluctuation, there is a problem that noise based on current ripple is generated from the motor.
  • the shunt waveform in FIG. 7 shows the U-phase and ⁇ V-phase currents in the previous control cycle T1, and the W-phase and ⁇ V-phase currents in the current control cycle T2.
  • Patent Document 1 a control device for a multiphase motor disclosed in Japanese Patent No. 4884356 (Patent Document 1).
  • a pair of an upper arm switching element and a lower arm switching element a driving unit that drives a multiphase motor, a single current detection unit that detects a current value of the multiphase motor, Based on the current value and carrier signal detected by the current detection means, a PWM signal generation means for generating a plurality of phase PWM signals within one control cycle, and a PWM signal of a predetermined phase generated by the PWM signal generation means, Phase shift means for gradually changing the amount of movement of the phase within one control cycle and moving it to the drive means, and the phase shift means has zero phase movement of the predetermined phase in the immediately preceding control cycle.
  • the shift amount of the phase of the predetermined phase in the current control cycle is not zero, the shift amount is gradually increased from zero in the current control cycle, or in the immediately preceding control cycle. If the phase shift amount of the predetermined phase is not zero and the phase shift amount of the predetermined phase in the current control cycle is zero, the shift amount is gradually decreased toward zero in the current control cycle. It is like that.
  • the present invention has been made under the circumstances as described above, and the object of the present invention is to use a single shunt current detection circuit to reduce the processing capacity of the CPU and reduce the shift amount per time.
  • An object of the present invention is to provide a control device for a multi-phase motor that is made finer and reduces the occurrence of vibration and noise (abnormal noise) and an electric power steering device using the same.
  • the present invention relates to a control device for a multi-phase motor, and the above object of the present invention consists of a pair of an upper arm switching element and a lower arm switching element, and a driving unit for driving the multi-phase motor, and a current value of the multi-phase motor.
  • a single current detection circuit that detects a plurality of first phase PWM signals within two control periods based on a current value and a carrier signal detected by the current detection circuit;
  • a phase shift control unit that shifts the first PWM signal of a predetermined phase generated by the PWM signal generation unit by gradually changing a phase shift amount within two control periods, and outputs the phase shift control unit to the drive unit;
  • a current detection observer that estimates an estimated current value of the multiphase motor based on a current value detected by the current detection circuit, wherein the PWM signal generation unit includes the estimated current value and the carrier signal.
  • the second phase PWM signal is generated within two control periods, and the phase shift control unit has a phase shift amount of a predetermined phase in the immediately preceding control period being zero, and the current control period
  • the shift amount of the phase of the predetermined phase is not zero
  • the shift amount is gradually increased from zero in the current control cycle and the next control cycle, and the second phase PWM signal in the next control cycle.
  • the phase shift amount of the predetermined phase in the immediately preceding control cycle is not zero and the phase shift amount of the predetermined phase in the current control cycle is zero. This is achieved by gradually decreasing the shift amount toward zero in the current control cycle and the next control cycle, and using the second phase PWM signal in the next control cycle.
  • the phase shift control unit calculates a shift amount of the first PWM signal to a final shift position, sets the number of shifts to n, and shifts by shift amount / n. Or the phase shift of the predetermined phase is performed with the number of shifts m ( ⁇ n) in the current control cycle, and the remaining (n ⁇ m) shifts are performed in the next control.
  • the current detection observer is configured to estimate the current value in the current control cycle based on the current value detected in the previous control cycle. Is achieved more effectively.
  • the current of the multiphase motor is detected using the single shunt current detection circuit, and the predetermined duty phase is gradually shifted over two control periods of the PWM control period. Can be kept small, and vibration and noise can be further reduced.
  • the current value is estimated using the current detection observer, and the duty is set by the current estimation value. Can be continued.
  • the present invention calculates each phase duty command value for controlling the current of a multiphase motor (for example, a three-phase (U phase, V phase, W phase) brushless DC motor) by control calculation, and each phase duty command A control device for a multiphase motor that generates a PWM signal according to a value and drives the motor by giving a command current (voltage) from an inverter by PWM control, and an electric power steering device using the control device.
  • a multiphase motor for example, a three-phase (U phase, V phase, W phase) brushless DC motor
  • a single current detection circuit (single shunt type current detection circuit) is arranged on the power input side or power output side (ground side) of the inverter for PWM control and to make the shift amount finer Since each phase PWM signal is gradually shift-corrected over two control cycles and current cannot be detected during shift correction, current detection is continued by estimating the current using a current detection observer, and one phase Alternatively, vibration and noise are reduced by performing stable current detection (A / D conversion) at the current detection timing when the PWM signal is turned ON simultaneously for two phases. In particular, since the shift correction is performed over two control cycles while continuing the current control using the current detection observer, fine correction can be performed, and vibration and noise can be further reduced.
  • FIG. 8 shows an example of an embodiment of the present invention.
  • a PWM signal generation unit 131 that generates a PWM signal of each phase based on the current control value E includes a duty calculation unit 132.
  • a current detection availability determination unit 140 that determines whether or not current detection by the one-shunt type current detection circuit 15 is possible is connected.
  • the current detection possibility determination unit 140 determines whether or not the current detection circuit 150 can detect a current value based on each phase PWM signal generated by the PWM signal generation unit 131, that is, the current detection circuit 150 accurately It is determined whether there is a switching time interval that can detect a large current value.
  • the phase shift amount calculation unit 133 calculates the phase shift amount of the PWM signal, and the PWM signal phase shift unit 134 calculates the calculated phase shift. Based on the quantity, the phase of the PWM signal is gradually changed seven times within two control periods to be advanced or delayed, and the phase-shifted PWM signal is passed through the duty output unit 143 via the gate driving unit 144 and the inverter 145. Output and drive the motor.
  • the phase shift amount calculation unit 133 and the PWM signal phase shift unit 134 constitute a phase shift control unit.
  • the current detection period determination unit 152 determines the current detection start timing and the current detection period by the current detection circuit 150 based on the falling time of the PWM signal of each phase determined by the phase shift amount calculation unit 133.
  • Each phase current input unit 151 calculates the current value of the remaining phase that cannot be directly detected based on the current value detected by the current detection circuit 150 and the PWM signal generated by the PWM signal generation unit 131. And input.
  • a current detection observer 141 as disclosed in, for example, Japanese Patent Application Laid-Open No. 2002-252991 is connected to the CPU 130. Based on the current value detected by the current detection circuit 150 in the previous control cycle, the current control is performed. The current value in the period is estimated by a known method. A triangular or sawtooth carrier signal is input via a carrier signal input unit 142. A memory for storing the current detection value and the like is separately connected.
  • 9 and 10 are flowcharts showing an operation example of the control device for the multiphase motor according to the embodiment of the present invention.
  • step S10 it is determined whether or not it is the first control cycle. If it is the first control cycle, the steering torque, the vehicle speed, the duty command value calculated by the duty calculation unit 132, etc. Based on this, the PWM signal generator 131 generates a PWM signal for each UVW phase (step S11). Next, based on the duty command value of each UVW phase, for example, pattern determination as shown in Patent Document 1 is performed (step S12), but the current detection availability determination unit 140 first detects a two-phase current. If the two-phase current can be detected, there is no need for shift correction. Therefore, the phase shift amount calculation unit 133 sets the shift amount to zero (step S14). ).
  • the current detectability determination unit 140 determines whether or not a one-phase current can be detected (step S15), and a one-phase current can be detected.
  • the phase shift amount calculation unit 133 calculates the shift amount of the maximum duty command value phase or the minimum duty command value phase (step S16).
  • the phase shift amount calculation unit 133 calculates the shift amounts of the maximum duty command value phase and the minimum duty command value phase (step S17). The shift amount is calculated by the phase shift amount calculation unit 133. However, if two phases can be detected, no shift is required, and the phase shift amount of each phase of the PWM signal may be zero.
  • phase of the phase with the maximum or minimum Duty command value will be delayed or advanced, and the shift amount will be calculated. Both the phase of the phase having the maximum command value and the phase of the phase having the minimum Duty command value are shifted, and the respective shift amounts are calculated.
  • the current detection period determination unit 152 determines the current detection start timing by the current detection circuit 150 based on the falling time of the PWM signal of each phase determined by the phase shift amount calculation unit 133 (step S20). .
  • the PWM signal phase shift unit 134 shifts the PWM signal phase of each phase by the calculated shift amount (step S21). Note that the calculation of the shift amount in each of the seven periods within the two control periods will be described in detail with reference to FIG. However, when there is no PWM phase shift (step S14), the phase shift amount is zero.
  • step S22 the current detection circuit 150 starts A / D conversion (step S23).
  • a / D conversion period switching of each phase does not occur, and the PWM signal of the predetermined phase falls when the time necessary for A / D conversion has elapsed.
  • the current detection circuit 150 detects the two-phase current in this way, each phase current input unit 131 is not detected based on the principle that the total of the three currents flowing into the three-phase motor is zero. Is calculated (step S24).
  • step S30 it is determined whether or not it is the second control cycle (step S30). If it is the first control cycle, the process returns to step S21 to repeat the shift. If it is the second control cycle, the current detection observer 141 reads the previous current detection value (step S31) and estimates the current value of the current control cycle (step S32). Based on the current estimated value estimated by the current detection observer 141, the PWM signal generation unit 131 generates each phase PWM signal of the current control cycle (step S33), and further performs the first remaining shift (step S33). S34) Repeat until the end of the shift, that is, the final position (step S35). When the shift is completed, the process returns when the third control cycle is reached, and when it is not the third control period, the process returns to step S30 to repeat the above operation (step S36).
  • FIG. 11 is a flowchart for calculating the shift amount in each of seven periods within two control periods.
  • the control period is 250 ⁇ s
  • the PWM signal based on the sawtooth wave carrier signal having a period of 50 ⁇ s is calculated from seven periods. It is made up.
  • a difference D between the phase shift amount of the current control cycle and the phase shift amount of the previous control cycle is calculated (step S40).
  • the phase shift amount in the nth cycle of the current control cycle is set to (phase shift amount in the previous seventh cycle) + D ⁇ n / 7 (step S41).
  • phase shift amount in the first cycle is (phase shift amount in the previous seventh cycle) + D / 7
  • phase shift amount in the second cycle is (in the previous seventh cycle).
  • Phase shift amount + D ⁇ 2/7
  • the phase shift amount in the third cycle is (phase shift amount in the previous seventh cycle) + D ⁇ 3/7
  • the phase shift amount in the fourth cycle is (Phase shift amount in the previous seventh cycle) + D ⁇ 4/7
  • the phase shift amount in the fifth cycle is (phase shift amount in the previous seventh cycle) + D ⁇ 5/7
  • the phase shift amount in the sixth period is (phase shift amount in the previous seventh period) + D ⁇ 6/7
  • the phase shift amount in the final seventh period is (the previous seventh shift).
  • Fig. 12 shows an example of the timing of each phase of shift and control when the maximum phase of the Duty command value is shifted to the intermediate phase, the intermediate phase of the Duty command value is shifted to the maximum phase, and the minimum phase of the Duty command value is not shifted. Show.
  • the duty calculated using the detected current value is set at the timing t5 at the beginning of the first control cycle, and PWM1 shift 1, PWM2 shift 2, PWM3 shift 3, PWM4 shift 4, PWM5 shift 5, PWM6 shift 6, PWM7
  • the shift is gradually corrected as in shift 7.
  • the sixth time (PWM 6 shift 6) and the seventh time (PWM 7 shift 7) are related to the next cycle (second time).
  • the current detection circuit 150 cannot detect the current. Therefore, current estimation is performed at timing t6 by the current detection observer 141 using the current detection value detected at timing t1. Then, current control calculation (calculation of current command value) and duty calculation (pulse width and presence / absence of shift) are performed using the current estimation value estimated by the current detection observer 141. Timings t7 and t8 indicate timings at which the current control calculation and duty calculation are performed using the current estimation values. Timing t9 indicates a case where a shift is necessary. The shift is executed up to the seventh time, and the next cycle (the third time) ). Using the estimated current value, the duty calculated by the current detection observer 141 is set at the timing t10 at the beginning of the second control cycle, and the phase shift amount is determined seven times as described above.
  • the shift correction range is not limited to one control cycle, but seven shift corrections are performed so that the next two control cycles are applied. That is, the current control using the current detected by the single current detection circuit (one shunt type current detection circuit) 150 and the shift correction are performed seven times in total, but the shift correction does not fall within one control cycle.
  • the sixth and seventh shifts depend on the next control cycle. Since current detection by the current detection circuit 150 is not possible in the control cycle of the period during which shift correction is being performed, the current detection value is detected by the current detection observer 141 using the current detection value previously detected by the current detection circuit 150, and is estimated. Set the current control and duty with the estimated current value. The result of setting current control and duty with the estimated current value is reflected in the next cycle PWM8, PWM9, and PWM10, and may be corrected for the PWM6 shift 6 and PWM7 shift 7.

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Abstract

上下段アームスイッチング素子の対から成り、多相モータを駆動する駆動部と、電流値を検出する単一の電流検出回路と、電流値及びキャリア信号に基づいて、２制御周期内で複数の第１の各相ＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成部と、ＰＷＭ信号生成部が生成する所定相の第１のＰＷＭ信号を、２制御周期内での位相のシフト量を徐々に変化させてシフトさせ、駆動部に出力する位相シフト制御部と、電流値に基づいて、多相モータの電流推定値を推定する電流検出オブザーバとを備え、ＰＷＭ信号生成部は電流推定値及びキャリア信号に基づいて２制御周期内で複数の第２の各相ＰＷＭ信号を生成し、位相シフト制御部は、直前の制御周期における所定相の位相のシフト量がゼロであり、今回の制御周期における所定相の位相のシフト量がゼロでない場合は、今回の制御周期及び次の制御周期においてシフト量をゼロから徐々に大きくして次の制御周期に第２の各相ＰＷＭ信号を用いる。

Description

多相モータの制御装置及びそれを用いた電動パワーステアリング装置
　本発明は、制御演算により多相モータの電流を制御するための各相Duty指令値を算出し、各相Duty指令値に応じたＰＷＭ（パルス幅変調）信号を形成し、ＰＷＭ制御によるインバータからモータに指令電流（電圧）を与えて駆動する多相モータの制御装置に関すると共に、その多相モータの制御装置を用いて、車両の操舵系にモータによるアシスト力を付与するようにした電動パワーステアリング装置に関する。特に、インバータの電源入力側又は電源出力側（接地側）に単一の電流検出回路（１シャント式電流検出回路）を配設してＰＷＭ制御すると共に、各相ＰＷＭ信号を２制御周期に亘って徐々にシフト補正し、シフト補正中は電流検出オブザーバを用いて電流を推定して電流検出を継続し、１相又は２相同時にＰＷＭ信号がＯＮとなる電流検出タイミングで安定的に電流検出（Ａ／Ｄ変換）して処理することで、振動や騒音（異音）を低減した多相モータの制御装置及びそれを用いた電動パワーステアリング装置に関する。
　車両のステアリング機構にモータの回転力で操舵補助力（アシスト力）を付与する電動パワーステアリング装置は、モータの駆動力を減速機を介してギア又はベルト等の伝達機構により、ステアリングシャフト或いはラック軸に操舵補助力を付与するようになっている。かかる従来の電動パワーステアリング装置（ＥＰＳ）は、操舵補助力のトルクを正確に発生させるため、モータ電流のフィードバック制御を行っている。フィードバック制御は、操舵補助指令値（電流指令値）とモータ電流検出値との差が小さくなるようにモータ印加電圧を調整するものであり、モータ印加電圧の調整は、一般的にＰＷＭ制御のDuty指令値の調整で行っている。
　電動パワーステアリング装置の一般的な構成を図１に示して説明すると、操向ハンドル１のコラム軸（ステアリングシャフト、ハンドル軸）２は減速ギア３、ユニバーサルジョイント４ａ及び４ｂ、ピニオンラック機構５、タイロッド６ａ，６ｂを経て、更にハブユニット７ａ，７ｂを介して操向車輪８Ｌ，８Ｒに連結されている。また、コラム軸２には、操向ハンドル１の操舵トルクを検出するトルクセンサ１０が設けられており、操向ハンドル１の操舵力を補助するモータ２０が減速ギア３を介してコラム軸２に連結されている。電動パワーステアリング装置を制御するコントロールユニット（ＥＣＵ）１００には、バッテリ１３から電力が供給されると共に、イグニションキー１１を経てイグニションキー信号が入力される。コントロールユニット１００は、トルクセンサ１０で検出された操舵トルクＴｒと車速センサ１２で検出された車速Ｖｅｌとに基づいてアシスト（操舵補助）指令の電流指令値の演算を行い、電流指令値に補償等を施した電圧制御値Ｅによってモータ２０に供給する電流を制御する。なお、車速ＶｅｌはＣＡＮ（Controller Area Network）等から受信することも可能である。
　コントロールユニット１００は主としてＣＰＵ（又はＭＰＵやＭＣＵ）で構成されるが、そのＣＰＵ内部においてプログラムで実行される一般的な機能を示すと、図２のようになっている。
　図２を参照してコントロールユニット１００の機能及び動作を説明すると、トルクセンサ１０で検出された操舵トルクＴｒ及び車速センサ１２からの車速Ｖｅｌは電流指令値演算部１０１に入力され、アシストマップ等を用いて電流指令値Ｉｒｅｆ１が演算される。演算された電流指令値Ｉｒｅｆ１は過熱保護条件等に基づいて最大出力制限部１０２で出力を制限され、最大出力を制限された電流指令値Ｉｒｅｆ２は減算部１０３に入力される。
　減算部１０３は、電流指令値Ｉｒｅｆ２とフィードバックされているモータ２０のモータ電流Ｉｍとの偏差Ｉｒｅｆ３（＝Ｉｒｅｆ２－Ｉｍ）を求め、偏差Ｉｒｅｆ３はＰＩ（比例・積分）等の電流制御部１０４で制御され、制御された電圧制御値ＥはＰＷＭ制御部１０５に入力されてDuty指令値を演算され、Duty指令値を演算されたＰＷＭ信号ＰＳによってインバータ１０６を介してモータ２０を駆動する。モータ２０のモータ電流Ｉｍはインバータ１０６内の電流検出回路１２０で検出され、モータ電流Ｉｍが減算部１０３に入力されてフィードバックされる。モータ２０をｄ－ｑ軸でベクトル制御する場合には、回転センサとしてレゾルバ２１が連結されると共に、回転角度θから角速度ωを演算する角速度演算部２２が設けられている。
　電圧制御値Ｅでモータ電流Ｉｍを制御し、モータ２０を駆動するインバータ１０６には、半導体スイッチング素子（ＦＥＴ）とモータ２０とをブリッジ接続したブリッジ回路を使用し、電圧制御値Ｅに基づいて決定されたＰＷＭ信号のDuty指令値により半導体スイッチング素子をＯＮ／ＯＦＦ制御してモータ電流Ｉｍを制御する。
　モータ２０が３相（Ｕ，Ｖ，Ｗ）ブラシレスＤＣモータの場合、ＰＷＭ制御部１０５及びインバータ１０６の詳細は例えば図３に示すような構成となっている。即ち、ＰＷＭ制御部１０５は、各相キャリア信号を入力すると共に、電圧制御値Ｅを所定式に従って３相（Ｕ，Ｖ，Ｗ）分のＰＷＭ-Duty指令値Ｄ１～Ｄ６を演算するDuty演算部１０５Ａと、ＰＷＭ-Duty指令値Ｄ１～Ｄ６でＦＥＴ１～ＦＥＴ６の各ゲートを駆動してＯＮ／ＯＦＦするゲート駆動部１０５Ｂとで構成されており、インバータ１０６は、Ｕ相の上段ＦＥＴ１及び下段ＦＥＴ４で成る上下アームと、Ｖ相の上段ＦＥＴ２及び下段ＦＥＴ５で成る上下アームと、Ｗ相の上段ＦＥＴ３及び下段ＦＥＴ６で成る上下アームとで成る３相ブリッジで構成されており、ＰＷＭ-Duty指令値Ｄ１～Ｄ６でＯＮ／ＯＦＦされることによってモータ２０を駆動する。また、インバータ１０６には、電源リレー１４を経てバッテリ１３から電力が供給されている。多相モータを駆動するためのスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦのタイミングを決定するＰＷＭ信号は、モータ各相において、鋸歯波状や三角波状のキャリア信号と目標電流値に応じたDuty指令値とを比較することにより生成される。キャリア信号の値がDuty指令値以上か未満かによってＰＷＭ信号がハイレベル（Ｈ）か、ローレベル（Ｌ）かが決定される。
　このような構成において、インバータ１０６の駆動電流ないしはモータ２０のモータ電流を計測する必要があるが、コントロールユニット１００のコンパクト化、軽量化、コストダウンの要求項目の１つとして、電流検出回路１２０の単一化がある。電流検出回路の単一化として１シャント式電流検出回路が知られており、１シャント式の電流検出回路１２０の構成は例えば図４に示すようになっている（例えば特開２００９－１３１０６４号公報）。即ち、ＦＥＴブリッジの底部アームと接地（ＧＮＤ）との間に１つのシャント抵抗Ｒ１が接続されており、ＦＥＴブリッジに電流が流れたときのシャント抵抗Ｒ１による降下電圧を演算増幅器（差動増幅回路）１２１及び抵抗Ｒ２～Ｒ４で電流値Ｉｍａに換算し、更に抵抗Ｒ６及びコンデンサＣ１で成るフィルタを経てＡ／Ｄ変換部１２２で所定のタイミングにＡ／Ｄ変換し、ディジタル値の電流値Ｉｍを出力するようになっている。なお、演算増幅器１２１の正端子入力には、抵抗Ｒ５を経て基準電圧となる２．５Ｖが接続されている。
　図５はバッテリ１３、インバータ１０６、電流検出回路１２０及びモータ２０の結線図を示すと共に、Ｕ相の上段ＦＥＴ１がＯＮ（下段ＦＥＴ４はＯＦＦ）、Ｖ相の上段ＦＥＴ２がＯＦＦ（下段ＦＥＴ５はＯＮ）、Ｗ相の上段ＦＥＴ３がＯＦＦ（下段ＦＥＴ６はＯＮ）の状態時の電流経路（破線）を示している。また、図６は、Ｕ相の上段ＦＥＴ１がＯＮ（下段ＦＥＴ４はＯＦＦ）、Ｖ相の上段ＦＥＴ２がＯＮ（下段ＦＥＴ５はＯＦＦ）、Ｗ相の上段ＦＥＴ３がＯＦＦ（下段ＦＥＴ６はＯＮ）の状態時の電流経路（破線）を示している。これら図５及び図６の電流経路から分かるように、上段ＦＥＴがＯＮしている相の合計値が電流検出回路１２０に検出電流として現れる。即ち、図５ではＵ相電流を検出することができ、図６ではＵ相及びＶ相電流を検出することができる。これは、電流検出回路１２０がインバータ１０６の上段アームと電源（バッテリ１３）との間に接続されている場合も同様である。なお、図５及び図６では、レゾルバ２１の連結及び電源リレー１４を省略している。
　以上のことより、１相ＯＮ状態のとき、及び２相ＯＮ状態のときに電流検出回路１２０で電流を検出し、３相の電流和が０である特性を利用すると、３相の各相電流の検出が可能となる。図５の場合にはＵ相の電流ＩＵを検出することになり、図６の場合にはＵ相の電流ＩＵとＶ相の電流ＩＶの合計値が電流検出器１２０で検出されるが、３相の場合にはＩＵ＋ＩＶ＋ＩＷ＝０の関係がるので、Ｗ相の電流ＩＷがＩＷ＝－（ＩＵ＋ＩＶ）として検出されることになる。
　しかしながら、図４に示すような単一の電流検出回路１２０で構成されたインバータ１０６では、各ＦＥＴのＯＮ直後に電流検出回路１２０に電流が流れることにより発生するリギングノイズ等のノイズ成分の影響を除去して、正確な電流を検出する必要がある。また、１つの相と他の相との間で、ＦＥＴがＯＮ／ＯＦＦするタイミングの間隔が非常に短くなる場合には、電流検出に必要な電流がＦＥＴに流れないことや、デッドタイム（不感帯）の存在、さらには回路の応答遅延等に起因して、正確な電流測定ができなくなる。電流検出回路にＡ／Ｄ変換部を使用する場合、Ａ／Ｄ変換動作が正常に行われるためには、同じ大きさの信号が一定期間（例えば２μｓ以上）連続して入力されなければならない。安定した信号が連続して入力されないと、Ａ／Ｄ変換部は正確な電流値を検出することができないためである。
　そのため、１相ＯＮの状態及び２相ＯＮの状態を、電流検出に必要な時間だけ継続する必要がある。しかしながら、各相Duty指令値が近似している場合は、その時間を確保することができない問題がある。
　１つの相と他の相のスイッチング時の時間間隔が小さい場合に、例えば所定相の位相をシフト（配置移動）する補正を施すことで、１つの相と他の相のスイッチング時の時間間隔が大きくなり、単一の電流検出回路を用いて多相モータの各相の正確な電流値を検出することができるようになる。しかし、シフト補正を施した結果、多相モータを駆動するためのスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦの周波数が可聴周波数内に含まれていると、利用者に騒音（異音）として聞こえてしまい、不快感を与える。
　図７は、３相のＵＶＷ相について、２相とも検出不可能である場合のタイミングチャートを示しており、１制御周期は２５０μｓであり、５０μｓ周期の鋸歯波状ＰＷＭ信号の５周期から成っている。図７では、前回の制御周期Ｔ１の第４番目の周期、第５番目の周期及び今回の制御周期Ｔ２の第１番目～第５番目の周期での動作を示している。前回の制御周期Ｔ１においては、Ｕ相ＰＷＭ信号がDuty５２％、Ｖ相ＰＷＭ信号がDuty４７％、Ｗ相ＰＷＭ信号がDuty５１％の場合を示している。Duty最小相のＶ相と中間相のＷ相間、中間相のＷ相と最大相のＵ相間の時間間隔がそれぞれ４％及び１％と短いため、位相のシフトをしなければその期間のスイッチングノイズが収まらず、正確に電流値を検出するためのＡ／Ｄ変換時間がとれない。そのため、最小相のＶ相のＰＷＭ信号を左側に（位相を早めるように）位相を８％シフトし、最大相のＵ相のＰＷＭ信号を右側に（位相を遅らせるように）位相を１１％シフトしている。これにより、Ｖ相とＷ相、及びＵ相とＷ相のスイッチング時間間隔がいずれも１２％と大きくなり、各ＰＷＭ周期においてＵ相及びＶ相の正確な電流値を検出することができる。
　今回の制御周期Ｔ２の第１番目～第５番目の周期での動作について述べると、今回の制御周期Ｔ２においては、Ｕ相ＰＷＭ信号がDuty５２％から５１％に減少し、Ｖ相ＰＷＭ信号がDuty４７％で変化なしであり、Ｗ相ＰＷＭ信号がDuty５１％から５２％へ増加している。従って、Duty最大相がＵ相からＷ相に変化し、Duty中間相がＷ相からＵ相に変化した。なお、Duty最小相は今回もＶ相である。Duty最小相のＶ相と中間相のＵ相間、中間相のＵ相と最大相のＷ相間の時間間隔がそれぞれ４％及び１％と短いため、位相のシフトをしなければその期間のスイッチングノイズが収まらず、正確に電流値を検出するためのＡ／Ｄ変換時間がとれない。そのため、最小相のＶ相のＰＷＭ信号を左側に（位相を早めるように）位相を８％シフトし、最大相のＷ相のＰＷＭ信号を右側に（位相を遅らせるように）位相を１１％シフトし、中間相のＵ相のＰＷＭ信号をシフトしないことになる。
　これにより、今回の制御周期Ｔ２の５つの各ＰＷＭ周期において、Ｕ相とＶ相、及びＷ相とＵ相のスイッチング時間間隔がいずれも１２％と大きくなり、各ＰＷＭ周期においてＵ相及びＶ相の正確な電流値を検出できる。
　なお、本例は、Ｕ相については、シフトありからシフトなしに変化し、Ｖ相については、シフトありのままでシフト量が変化せず、Ｗ相については、シフトなしからシフトありに変化した場合である。このように、前回と今回の制御周期Ｔ１，Ｔ２において各相のDutyの大小関係が変化することにより、シフトあり／なしが変化する場合、前回の制御周期Ｔ１の終わりの時間、即ち今回の制御周期Ｔ２のスタート時間において、シャント波形（電流検出用のシャント抵抗の両端に生じる電圧の波形）に表れているように、瞬間的な電流変動が発生する。この急激な電流変動に伴い、モータから電流リップルに基づく騒音が発生するという問題があった。なお、図７のシャント波形は、前回の制御周期Ｔ１においてはＵ相と－Ｖ相の電流を、また、今回の制御周期Ｔ２においてはＷ相と－Ｖ相の電流をそれぞれ示している。
　以上のように、各制御周期Ｔ１，Ｔ２におけるシフト状態が変化することで、急激な電流変動に伴う電流リップルの影響により騒音が発生する場合がある。シフト状態の変化には次の３通りがある。
（１）シフトなし→シフトありに変化
（２）シフトあり→シフトなしに変化
（３）シフトあり（シフト量Ａ）→シフトあり（シフト量Ｂ）であって、シフト量が変化する（すなわち、Ａ≠Ｂ）
　かかる問題を解決するものとして、特許第４８８４３５６号公報（特許文献１）に開示された多相モータの制御装置がある。特許文献１の制御装置では、上アームスイッチング素子と下アームスイッチング素子の対から成り、多相モータを駆動する駆動手段と、前記多相モータの電流値を検出する単一の電流検出手段と、電流検出手段で検出される電流値及びキャリア信号に基づいて、１制御周期内で複数の各相ＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成手段と、ＰＷＭ信号生成手段が生成する所定相のＰＷＭ信号を、１制御周期内での位相の移動量を徐々に変化させて移動させ、駆動手段に出力する位相移動手段とを備え、位相移動手段は、直前の制御周期における所定相の位相の移動量がゼロであり、今回の制御周期における所定相の位相の移動量がゼロでない場合は、今回の制御周期においてシフト量をゼロから徐々に大きくしてゆき、或いは直前の制御周期における所定相の位相の移動量がゼロでなく、今回の制御周期における所定相の位相の移動量がゼロである場合は、今回の制御周期においてシフト量をゼロに向けて徐々に小さくしてゆくようになっている。
特許第４８８４３５６号公報
　しかしながら、特許文献１に開示された装置では、シフト補正が１制御周期内に限定されるため、それに伴って１ＰＷＭ周期毎のシフト量が大きくなってしまう。また、１制御周期内でシフト補正を完了するため（１制御周期内に限定しているため、５ＰＷＭ周期以上を使ってシフト補正することができないため）、振動や騒音（異音）の発生を小さく抑えることも制限されてしまう問題がある。
　本発明は上述のような事情よりなされたものであり、本発明の目的は、１シャント式電流検出回路を用い、ＣＰＵの処理能力の低減化を図った上で、１回当たりのシフト量をより微細にして、振動や騒音（異音）の発生を低減した多相モータの制御装置及びそれを用いた電動パワーステアリング装置を提供することにある。
　本発明は、多相モータの制御装置に関し、本発明の上記目的は、上段アームスイッチング素子と下段アームスイッチング素子の対から成り、多相モータを駆動する駆動部と、前記多相モータの電流値を検出する単一の電流検出回路と、前記電流検出回路で検出される電流値及びキャリア信号に基づいて、２制御周期内で複数の第１の各相ＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成部と、前記ＰＷＭ信号生成部が生成する所定相の第１のＰＷＭ信号を、２制御周期内での位相のシフト量を徐々に変化させてシフトさせ、前記駆動部に出力する位相シフト制御部と、前記電流検出回路で検出される電流値に基づいて、前記多相モータの電流推定値を推定する電流検出オブザーバとを備え、前記ＰＷＭ信号生成部は前記電流推定値及び前記キャリア信号に基づいて、２制御周期内で複数の第２の各相ＰＷＭ信号を生成し、前記位相シフト制御部は、直前の制御周期における所定相の位相のシフト量がゼロであり、今回の制御周期における所定相の位相のシフト量がゼロでない場合は、今回の制御周期及び次の制御周期においてシフト量をゼロから徐々に大きくしてゆき、前記次の制御周期に前記第２の各相ＰＷＭ信号を用いることすることにより、或いは前記位相シフト制御部は、直前の制御周期における所定相の位相のシフト量がゼロでなく、今回の制御周期における所定相の位相のシフト量がゼロである場合は、今回の制御周期及び次の制御周期においてシフト量をゼロに向けて徐々に小さくしてゆき、前記次の制御周期に前記第２の各相ＰＷＭ信号を用いることにより達成される。
　また、本発明の上記目的は、前記位相シフト制御部は、前記第１のＰＷＭ信号の最終的なシフト位置へのシフト量を算出すると共に、シフト回数をｎ回とし、シフト量／ｎずつシフトさせるようになっていることにより、或いは前記所定相の位相のシフトを、シフト回数ｍ（＜ｎ）を前記今回の制御周期で実施し、残り（ｎ－ｍ）回のシフトを前記次の制御周期で実施するようになっていることにより、或いは前記電流検出オブザーバは、前記前回の制御周期で検出された電流値に基づいて前記今回の制御周期における電流値を推定するようになっていることにより、より効果的に達成される。
　上記各多相モータの制御装置を搭載することにより、上記目的の電動パワーステアリング装置を達成できる。
　本発明によれば、１シャント式電流検出回路を用いて多相モータの電流を検出し、ＰＷＭ制御周期の２制御周期に亘って所定のDuty相を徐々にシフトしているので、電流変化量を小さく抑えることができ、一層振動や騒音を低減することができる。ＰＷＭ制御の２周期中の初めの１周期で電流を検出することができないが、本発明では電流検出オブザーバを用いて電流値を推定し、電流推定値でDutyを設定しているので、電流制御を継続して行うことができる。
電動パワーステアリング装置の概要を示す構成図である。 コントロールユニットの一般的な構成例を示すブロック図である。 ＰＷＭ制御部及びインバータの構成例を示す結線図である。 １シャント式電流検出回路の構成例を示す結線図である。 １シャント式電流検出回路を備えたインバータの電流検出動作例を示す電流経路図である。 １シャント式電流検出回路を備えたインバータの電流検出動作例を示す電流経路図である。 各相ＰＷＭ信号について、２相とも検出不可能である場合のタイミングチャートである。 本発明の構成例を示すブロック図である。 本発明の動作例を示すフローチャートの一部である。 本発明の動作例を示すフローチャートの一部である。 シフト量の算出例を示すフローチャートである。 本発明によるＰＷＭ信号のシフト補正の一例を示すタイミングチャートある。
　１シャント式電流検出回路を用いて各相モータの電流検出を行うには、一般的には各相ＰＷＭ信号の配置移動（シフト）により意図する相のＰＷＭ－ＯＮ状態を所定時間保持した状態を形成して電流検出を行うことで、各相のモータ電流を検出する。この場合、各相のDuty指令値の大きさによって１ＰＷＭ中のDuty配置を決定するが、ある２相の大きさの状態が変化して２相の再配置をする際に、２相同時に再配置すると、急激な電流変化が起こることによりモータ作動音が発生する。本発明では、ＰＷＭ制御周期の２周期に亘って所定の位相を徐々に変化させ、電流変化量をできるだけ小さく抑えることにより、振動や騒音（異音）を一層低減させるようにしている。
　即ち、本発明は、制御演算により多相モータ（例えば３相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）ブラシレスＤＣモータ）の電流を制御するための各相Duty指令値を演算し、各相Duty指令値に応じたＰＷＭ信号を形成し、ＰＷＭ制御によるインバータからモータに指令電流（電圧）を与えて駆動する多相モータの制御装置及びそれを用いた電動パワーステアリング装置である。インバータの電源入力側又は電源出力側（接地側）に単一の電流検出回路（１シャント式電流検出回路）を配設してＰＷＭ制御すると共に、１回当たりのシフト量を細かにするために、各相ＰＷＭ信号を２制御周期に亘って徐々にシフト補正し、シフト補正中は電流検出することができないため、電流検出オブザーバを用いて電流を推定することによって電流検出を継続し、１相又は２相同時にＰＷＭ信号がＯＮとなる電流検出タイミングで安定的に電流検出（Ａ／Ｄ変換）して処理することで、振動や騒音を低減している。特に電流検出オブザーバを用いて電流制御を継続しながら、２制御周期に亘ってシフト補正しているので、微細な補正ができ、振動や騒音をより低減することができる。
　以下に、本発明の実施の形態を、図面を参照して説明する。
　図８は本発明の実施形態の一例を示しており、全体の制御を行うＣＰＵ１３０には、電流制御値Ｅに基づいて各相のＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成部１３１がDuty演算部１３２を経て接続され、１シャント式の電流検出回路１５での電流検出が可能か否かを判定する電流検出可否判定部１４０が接続されている。電流検出可否判定部１４０は、ＰＷＭ信号生成部１３１で生成された各相ＰＷＭ信号に基づいて、電流検出回路１５０で電流値を検出することが可能か否か、即ち、電流検出回路１５０で正確な電流値を検出できるだけのスイッチングの時間間隔があるか否かを判定する。位相シフト量算出部１３３は、電流検出回路１５０で正確な電流値を検出できないと判定されたときに、ＰＷＭ信号の位相のシフト量を算出し、ＰＷＭ信号位相シフト部１３４は算出された位相シフト量に基づいて、ＰＷＭ信号の位相を２制御周期内で７回にわたって徐々に変化させて早め又は遅らせ、位相をシフトされたＰＷＭ信号をDuty出力部１４３を経てゲート駆動部１４４、インバータ１４５を介して出力し、モータを駆動する。位相シフト量算出部１３３及びＰＷＭ信号位相シフト部１３４で位相シフト制御部を構成している。
　電流検出期間決定部１５２は、位相シフト量算出部１３３で決定された各相のＰＷＭ信号の立ち下がり時間に基づいて、電流検出回路１５０による電流検出開始タイミング及び電流検出期間を決定する。各相電流入力部１５１は、電流検出回路１５０で検出された電流値と、ＰＷＭ信号生成部１３１で生成されたＰＷＭ信号とに基づいて、直接検出することができない残りの相の電流値を算出して入力する。
　また、ＣＰＵ１３０には、例えば特開２００２－２５２９９１号公報で示されるような電流検出オブザーバ１４１が接続されており、前回制御周期に電流検出回路１５０で検出された電流値に基づいて、今回の制御周期における電流値を公知の手法で推定する。三角波又は鋸歯波状のキャリア信号はキャリア信号入力部１４２を経て入力される。なお、電流検出値等を格納するメモリが別途接続されている。
　図９及び図１０は、本発明の実施形態に係る多相モータの制御装置の動作例を示すフローチャートである。
　最初に、１回目の制御周期であるか否かを判定し（ステップＳ１０）、１回目の制御周期である場合には、操舵トルクや車速、Duty演算部１３２で演算されたDuty指令値等に基づいて、ＰＷＭ信号生成部１３１はＵＶＷ各相のＰＷＭ信号を生成する（ステップＳ１１）。次いで、ＵＶＷ各相のDuty指令値に基づき、例えば特許文献１に示されているようなパターン判定を行う（ステップＳ１２）が、電流検出可否判定部１４０は、先ず２相の電流を検出することができるか否かを判定し（ステップＳ１３）、２相の電流を検出することができる場合にはシフト補正の必要がないので、位相シフト量算出部１３３はシフト量をゼロとする（ステップＳ１４）。また、電流検出可否判定部１４０は、２相の電流を検出することができない場合には、１相の電流を検出可能か否かを判定し（ステップＳ１５）、１相の電流検出が可能な場合には、位相シフト量算出部１３３はDuty指令値最大相又はDuty指令値最小相のシフト量を算出する（ステップＳ１６）。１相の電流検出が不可能な場合には、位相シフト量算出部１３３はDuty指令値最大相及びDuty指令値最小相のシフト量を算出する（ステップＳ１７）。シフト量の算出は位相シフト量算出部１３３が行うが、２相が検出可能である場合にはシフトを必要とせず、ＰＷＭ信号各相の位相シフト量はゼロでよい。１相のみが検出可能である場合にはDuty指令値が最大又は最小である相の位相を遅らせるか早めることとなり、そのシフト量を計算し、１相も検出不可能である場合には、Duty指令値が最大である相の位相と、Duty指令値が最小である相の位相を両方シフトすることとなり、それぞれのシフト量を算出する。
　次に、電流検出期間決定部１５２は、位相シフト量算出部１３３で決定された各相のＰＷＭ信号の立ち下がり時間に基づいて、電流検出回路１５０による電流検出開始タイミングを決定する（ステップＳ２０）。ＰＷＭ信号位相シフト部１３４は算出されたシフト量だけ各相のＰＷＭ信号位相のシフトを実施する（ステップＳ２１）。なお、２制御周期内の７つの各周期におけるシフト量の算出についての説明は図１２で詳述する。ただし、ＰＷＭ位相シフト無しの場合（ステップＳ１４）には、位相シフト量はゼロである。
　その後、電流検出開始タイミングになったときに（ステップＳ２２）、電流検出回路１５０がＡ／Ｄ変換を開始する（ステップＳ２３）。このＡ／Ｄ変換期間中は各相のスイッチングは発生せず、Ａ／Ｄ変換に必要な時間が経過した時点で所定相のＰＷＭ信号が立ち下がる。このようにして電流検出回路１５０が２相の電流を検出した後、各相電流入力部１３１は、３相モータに流れ込む３電流の合計はゼロであるという原理に基づいて、検出していない残りの１相の電流値を算出する（ステップＳ２４）。
　次に２回目の制御周期か否かを判定し（ステップＳ３０）、１回目の制御周期の場合には上記ステップＳ２１にリターンしてシフトの実施を繰り返す。また、２回目の制御周期であれば、電流検出オブザーバ１４１は前回の電流検出値を読み取り（ステップＳ３１）、今回の制御周期の電流値を推定する（ステップＳ３２）。電流検出オブザーバ１４１で推定された電流推定値に基づいて、ＰＷＭ信号生成部１３１は今回の制御周期の各相ＰＷＭ信号を生成し（ステップＳ３３）、更に１回目の残りのシフトを実施し（ステップＳ３４）、シフト終了、つまり最終的な位置となるまで繰り返す（ステップＳ３５）。シフト終了となったとき、３回目の制御周期になればリターンし、３回目になっていない場合には上記ステップＳ３０にリターンして、上記動作を繰り返す（ステップＳ３６）。
　図１１は２制御周期内の７つの各周期におけるシフト量の算出についてのフローチャートであり、本制御において、制御周期は２５０μｓであり、５０μｓ周期の鋸歯波状キャリア信号に基づいたＰＷＭ信号の７周期から成っている。最初に、各相について、今回の制御周期の位相シフト量と前回の制御周期の位相シフト量との差Ｄを算出する（ステップＳ４０）。次に、各相について、今回の制御周期の第ｎ番目の周期における位相シフト量を、（前回の第７番目の周期における位相シフト量）＋Ｄ・ｎ／７とする（ステップＳ４１）。即ち、第１番目の周期における位相シフト量を、（前回の第７番目の周期における位相シフト量）＋Ｄ／７、第２番目の周期における位相シフト量を、（前回の第７番目の周期における位相シフト量）＋Ｄ・２／７、第３番目の周期における位相シフト量を、（前回の第７番目の周期における位相シフト量）＋Ｄ・３／７、第４番目の周期における位相シフト量を、（前回の第７番目の周期における位相シフト量）＋Ｄ・４／７、第５番目の周期における位相シフト量を、（前回の第７番目の周期における位相シフト量）＋Ｄ・５／７、第６番目の周期における位相シフト量を、（前回の第７番目の周期における位相シフト量）＋Ｄ・６／７、そして、最終の第７番目の周期における位相シフト量を、（前回の第７番目の周期における位相シフト量）＋Ｄとする。
　特に、直前の制御周期における所定相の位相の移動量と今回の制御周期における所定相の位相の移動量が同じ場合は、Ｄ＝０となり、今回の制御周期の全ての周期における位相シフト量は、前回の第７番目の周期における位相シフト量と同じとなる。つまり、直前の制御周期と今回の制御周期におけるシフトの状態に変化はない。
　また、直前の制御周期における所定相の位相の移動量がゼロであり、今回の制御周期における所定相の位相の移動量がゼロでない場合は、今回の制御周期の第ｎ番目の周期における位相シフト量は、Ｄ・ｎ／７となる。即ち、今回の制御周期においては、シフト量をゼロから徐々に大きくしていくことになる。更に、直前の制御周期における所定相の位相の移動量がゼロでなく、今回の制御周期における所定相の位相の移動量がゼロである場合は、Ｄ＝－（前回の第７番目の周期における位相シフト量）であるので、今回の制御周期の第ｎ番目の周期における位相シフト量は、下記数１となる。
（数１）
（前回の第７番目の周期における位相シフト量）＋Ｄ・ｎ／７
＝（前回の第７番目の周期における位相シフト量）・（１－ｎ／７）
 
　つまり、今回の制御周期においてはシフト量を徐々に小さくしていき、最終の周期においてシフト量がゼロになる。つまり、位相が最終的な位置に移動する。
　図１２は、Duty指令値の最大相を中間相に、Duty指令値の中間相を最大相にシフトし、Duty指令値の最小相はシフトなしの場合の、シフトや制御の各相タイミング例を示している。
　０回目の制御周期のタイミングｔ１で電流検出回路１５０により各相の電流検出（Ａ／Ｄ変換）を行い、その電流検出値を用いて電流制御演算（電流指令値の計算）とそれに伴うDuty演算（パルス幅とシフトの有無）を行う。タイミングｔ２及びｔ３が電流制御演算及びDuty演算に相当しており、タイミングｔ４はシフトが必要な場合を示しており、本願発明ではシフトは７回で行うようになっていると共に、６回目及び７回目が次周期（２回目）にかかるようになっている。電流検出値を用いて演算されたDutyを１回目の制御周期の始めのタイミングｔ５でセットし、ＰＷＭ１シフト１、ＰＷＭ２シフト２、ＰＷＭ３シフト３、ＰＷＭ４シフト４、ＰＷＭ５シフト５、ＰＷＭ６シフト６、ＰＷＭ７シフト７のように徐々にシフト補正する。この結果、６回目（ＰＷＭ６シフト６）及び７回目（ＰＷＭ７シフト７）は次周期（２回目）にかかる。
　なお、７回目のシフトでは量子化誤差分を考慮したシフトを実施するようになっている。
　１回目の制御周期では、上述のようにシフト補正を行っているため、電流検出回路１５０で電流を検出することができない。そのため、タイミングｔ１で検出した電流検出値を用いて、電流検出オブザーバ１４１によりタイミングｔ６で電流推定を行う。そして、電流検出オブザーバ１４１により推定された電流推定値を用いて電流制御演算（電流指令値の計算）とそれに伴うDuty演算（パルス幅とシフトの有無）を行う。タイミングｔ７及びｔ８が、電流推定値で電流制御演算及びDuty演算を行うタイミングを示しており、タイミングｔ９はシフトが必要な場合を示しており、シフトは７回目まで実行され、次周期（３回目）にかかるようになっている。電流推定値を用いて、電流検出オブザーバ１４１により演算されたDutyを２回目の制御周期の始めのタイミングｔ１０でセットし、上述と同様に７回で位相のシフト量を決める。
　２回目の制御周期のＰＷＭ７シフト７のタイミングではシフト（７回目）が終了しており、タイミングｔ１’で電流検出回路１５０による電流検出を行う。以下、上述と同様な動作を繰り返す。
　本発明は、シフト補正する範囲を制御周期の１周期内に限定するのではなく、７回のシフト補正を行って次周期の２制御周期にかかるようにしている。即ち、単一の電流検出回路（１シャント式電流検出回路）１５０で検出した電流を用いた電流制御及びDutyで計７回のシフト補正を行うが、シフト補正は１制御周期内に収まってはおらず、６回目及び７回目のシフトが次の制御周期にかかっている。シフト補正を行っている期間の制御周期では電流検出回路１５０による電流検出ができないため、前回に電流検出回路１５０で検出された電流検出値を用いて電流検出オブザーバ１４１で電流を推定し、推定された電流推定値で電流制御及びDutyをセットする。電流推定値で電流制御及びDutyをセットした結果は、次周期のＰＷＭ８、ＰＷＭ９、ＰＷＭ１０に反映させると共に、ＰＷＭ６シフト６及びＰＷＭ７シフト７に対して補正を行うこともある。
　なお、上述では３相ブラシレスモータについて説明したが、他の相のモータについても同様な制御が可能である。
１　　　　　　　操向ハンドル
１０　　　　　　トルクセンサ
１２　　　　　　車速センサ
１３　　　　　　バッテリ
２０　　　　　　モータ
１００　　　　　コントロールユニット
１０１　　　　　電流指令値演算部
１０２　　　　　最大出力制限部
１０４　　　　　電流制御部
１０５　　　　　ＰＷＭ制御部
１０５Ａ　　　　Duty演算部
１０５Ｂ　　　　ゲート駆動部
１０６　　　　　インバータ
１３０　　　　　ＣＰＵ
１３１　　　　　ＰＷＭ信号生成部
１３２　　　　　Duty演算部
１３３　　　　　位相シフト量算出部
１３４　　　　　ＰＷＭ信号位相シフト部
１４０　　　　　電流検出可否判定部
１４１　　　　　電流検出オブザーバ
１４２　　　　　キャリア信号入力部
１４３　　　　　Duty出力部
１４４　　　　　ゲート駆動部
１４５　　　　　インバータ
１５０　　　　　１シャント式電流検出回路
１５１　　　　　各相電流入力部
１５２　　　　　電流検出期間決定部

Claims (6)

  1. 上段アームスイッチング素子と下段アームスイッチング素子の対から成り、多相モータを駆動する駆動部と、
    前記多相モータの電流値を検出する単一の電流検出回路と、
    前記電流検出回路で検出される電流値及びキャリア信号に基づいて、２制御周期内で複数の第１の各相ＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成部と、
    前記ＰＷＭ信号生成部が生成する所定相の第１のＰＷＭ信号を、２制御周期内での位相のシフト量を徐々に変化させてシフトさせ、前記駆動部に出力する位相シフト制御部と、
    前記電流検出回路で検出される電流値に基づいて、前記多相モータの電流推定値を推定する電流検出オブザーバと、
    を備え、
    前記ＰＷＭ信号生成部は前記電流推定値及び前記キャリア信号に基づいて、２制御周期内で複数の第２の各相ＰＷＭ信号を生成し、
    前記位相シフト制御部は、
    直前の制御周期における所定相の位相のシフト量がゼロであり、今回の制御周期における所定相の位相のシフト量がゼロでない場合は、今回の制御周期及び次の制御周期においてシフト量をゼロから徐々に大きくしてゆき、前記次の制御周期に前記第２の各相ＰＷＭ信号を用いることを特徴とする多相モータの制御装置。
  2. 上段アームスイッチング素子と下段アームスイッチング素子の対から成り、多相モータを駆動する駆動部と、
    前記多相モータの電流値を検出する単一の電流検出回路と、
    前記電流検出回路で検出される電流値及びキャリア信号に基づいて、２制御周期内で複数の第１の各相ＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成部と、
    前記ＰＷＭ信号生成部が生成する所定相の第１のＰＷＭ信号を、２制御周期内での位相のシフト量を徐々に変化させてシフトさせ、前記駆動部に出力する位相シフト制御部と、
    前記電流検出回路で検出される電流値に基づいて、前記多相モータの電流推定値を推定する電流検出オブザーバと、
    を備え、
    前記ＰＷＭ信号生成部は前記電流推定値及び前記キャリア信号に基づいて、２制御周期内で複数の第２の各相ＰＷＭ信号を生成し、
    前記位相シフト制御部は、
    直前の制御周期における所定相の位相のシフト量がゼロでなく、今回の制御周期における所定相の位相のシフト量がゼロである場合は、今回の制御周期及び次の制御周期においてシフト量をゼロに向けて徐々に小さくしてゆき、前記次の制御周期に前記第２の各相ＰＷＭ信号を用いることを特徴とする多相モータの制御装置。
  3. 前記位相シフト制御部は、前記第１のＰＷＭ信号の最終的なシフト位置へのシフト量を算出すると共に、シフト回数をｎ回とし、シフト量／ｎずつシフトさせるようになっている請求項１又は２に記載の多相モータの制御装置。
  4. 前記所定相の位相のシフトを、シフト回数ｍ（＜ｎ）を前記今回の制御周期で実施し、残り（ｎ－ｍ）回のシフトを前記次の制御周期で実施するようになっている請求項３に記載の多相モータの制御装置。
  5. 前記電流検出オブザーバは、前記前回の制御周期で検出された電流値に基づいて前記今回の制御周期における電流値を推定するようになっている請求項１乃至４のいずれかに記載の多相モータの制御装置。
  6. 前記請求項１～５に記載の多相モータの制御装置を搭載したことを特徴とする電動パワーステアリング装置。
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