CN104871425A - 多相电动机控制装置及使用该多相电动机控制装置的电动助力转向装置 - Google Patents

多相电动机控制装置及使用该多相电动机控制装置的电动助力转向装置 Download PDF

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Abstract

多相电动机控制装置具备驱动单元、单一的电流检测电路、PWM信号产生单元、相位移位控制单元、及电流检测观测器。该驱动单元由上臂开关元件和下臂开关元件的对构成，用于驱动多相电动机；该电流检测电路检测电流值；该PWM信号产生单元基于电流值和载波信号，在二个控制周期内产生复数个第一各相PWM信号；该相位移位控制单元通过逐渐改变在二个控制周期内的相位移位量来让由PWM信号产生单元产生的规定相的第一PWM信号移位，并把移位后的规定相的第一PWM信号输出到驱动单元；该电流检测观测器基于电流值推测多相电动机的电流推测值，PWM信号产生单元基于电流推测值和载波信号，在二个控制周期内产生复数个第二各相PWM信号，在前一次的控制周期的规定相的相位移位量为零，这次的控制周期的规定相的相位移位量不为零的情况下，所述相位移位控制单元在这次的控制周期和下次的控制周期中使相位移位量从零逐渐增加，并在下次的控制周期中使用第二各相PWM信号。

Description

多相电动机控制装置及使用该多相电动机控制装置的电动助力转向装置
技术领域
本发明涉及一种多相电动机控制装置和一种电动助力转向装置。该多相电动机控制装置由控制运算算出用于控制多相电动机的电流的各相占空比(Duty)指令值，形成对应各相占空比指令值的PWM(脉宽调制)信号，利用基于PWM控制的逆变器将指令电流(电压)提供给多相电动机，从而进行驱动。该电动助力转向装置使用所述多相电动机控制装置，将多相电动机产生的辅助扭矩赋予车辆的转向系统。本发明尤其涉及如下所述的多相电动机控制装置及使用该多相电动机控制装置的电动助力转向装置：多相电动机控制装置在逆变器的电源输入侧或电源输出侧(接地侧)设置单一的电流检测电路(一分流式电流检测电路)并进行PWM控制，同时，通过对各相PWM信号在二个控制周期中，在移位补正中，利用电流检测观测器来推测电流，继续进行电流检测，在一相PWM信号变成ON状态或二相PWM信号同时变成ON状态的电流检测定时(current detection timing)，稳定地进行电流检测(A/D转换)并处理，来减少振动和噪音(异常音)。
背景技术
利用电动机的旋转力对车辆的转向机构施加转向辅助力(辅助扭矩)的电动助力转向装置，将电动机的驱动力经减速机由齿轮或皮带等传送机构，向转向轴或齿条轴施加转向辅助力。为了准确产生转向辅助力的扭矩，现有的电动助力转向装置(EPS)进行电动机电流的反馈控制。反馈控制调整电动机外加电压，以便使转向辅助指令值(电流指令值)与电动机电流检测值的差变小，电动机外加电压的调整通常用调整PWM控制的占空比指令值来进行。
如图1所示，对电动助力转向装置的一般结构进行说明。操舵手柄1的柱轴(转向轴)2经过减速齿轮3、万向节4a和4b、齿臂机构5、转向横拉杆6a和6b，再通过轮毂单元7a和7b，与转向车轮8L和8R连接。另外，在柱轴2上设有检测操舵手柄1的转向扭矩的扭矩传感器10，对操舵手柄1的转向力进行辅助的电动机20通过减速齿轮3与柱轴2连接。电池13对控制电动助力转向装置的控制单元(ECU)100进行供电，同时，经过点火开关11，点火信号被输入到控制单元100。控制单元100基于由扭矩传感器10检测出的转向扭矩Tr和由车速传感器12检测出的车速Vel，进行作为辅助(转向辅助)指令的电流指令值的运算，通过对电流指令值实施补偿等得到的电压控制值E，控制供给电动机20的电流。此外，车速Vel也能够从CAN(Controller Area Network，控制器局域网络)等处获得。
控制单元100主要由CPU(也包含MPU或MCU)构成，该CPU内部由程序执行的一般功能，如图2所示。
参照图2说明控制单元100的功能和动作。如图2所示，由扭矩传感器10检测出的转向扭矩Tr和由车速传感器12检测出的车速Vel被输入到电流指令值运算单元101中；使用辅助图等运算电流指令值Iref1。基于过热保护条件等，最大输出限制单元102限制运算得到的电流指令值Iref1的输出；被限制了最大输出的电流指令值Iref2被输入到减法单元103。
减法单元103求出电流指令值Iref2与被反馈回来的电动机20的电动机电流Im之间的偏差Iref3(＝Iref2-Im)；偏差Iref3由PI控制(比例-积分控制)等电流控制单元104控制；被控制的电压控制值E被输入到PWM控制单元105中，并进行占空比指令值的运算，根据已经运算好的占空比指令值的PWM信号PS，通过逆变器106来驱动电动机20。电动机20的电动机电流Im由逆变器106内的电流检测电路120来检测，检测出的电动机电流Im被输入到减法单元103中并被反馈。在对电动机20进行d-q轴矢量控制的情况下，作为旋转传感器的分解器21与电动机20连接，同时，设置基于旋转角度θ运算角速度ω的角速度运算单元22。
在通过电压控制值E控制电动机电流Im来驱动电动机20的逆变器106中，使用桥形联接了半导体开关元件(FET)和电动机20的电桥电路，根据基于电压控制值E决定的PWM信号的占空比指令值，通过控制半导体开关元件的开或关(ON/OFF)，来控制电动机电流Im。
在电动机20为三相(U相、V相、W相)无刷DC电动机的情况下，PWM控制单元105及逆变器106的详细结构如图3所示。PWM控制单元105由占空比运算单元105A和门驱动单元105B构成，其中，占空比运算单元105A输入各相载波信号，并将电压控制值E按照规定公式运算三相(U相、V相、W相)的PWM占空比指令值D1～D6；门驱动单元105B通过PWM占空比指令值D1～D6来驱动FET1～FET6各门的开或关。逆变器106由由U相的高侧FET1及低侧FET4构成的上下臂、由V相的高侧FET2及低侧FET5构成的上下臂、和由W相的高侧FET3及低侧FET6构成的上下臂所组成的三相电桥构成，通过PWM占空比指令值D1～D6控制开或关来驱动电动机20。另外，电池13经过电源继电器14对逆变器106进行供电。在多相电动机的各个相位中，通过将锯齿波形或三角波形的载波信号与对应于目标电流值的占空比指令值进行比较，从而生成决定用于驱动多相电动机的开关元件的开或关的定时的PWM信号。即，根据载波信号的值为占空比指令值以上还是小于占空比指令值来决定PWM信号为高电平(H)还是低电平(L)。
在这样的结构中，虽然需要测量逆变器106的驱动电流乃至电动机20的电动机电流，但作为控制单元100的小型化、轻量化、低成本的要求项目之一，有电流检测电路120的单一化。作为电流检测电路的单一化有周知的一分流式电流检测电路，例如，一分流式的电流检测电路120的结构如图4所示(例如，日本特开2009-131064号公报)。即，在FET电桥的下臂与接地(GND)之间连接一个分流电阻R1，将电流流过FET电桥时的因分流电阻R1造成的下降电压通过运算增幅器(差分放大电路)121和电阻R2～R4换算为电流值Ima，进一步地，经过由电阻R6及电容器C1构成的滤波器，用A/D转换单元122在规定的定时进行A/D转换，输出数字化值的电流值Im。此外，作为基准电压的2.5V经由电阻R5被连接在运算增幅器121的正极输入端子。
图5表示电池13、逆变器106、电流检测电路120及电动机20的接线图，同时也表示U相的高侧FET1导通(ON)(低侧FET4断开(OFF))、V相的高侧FET2断开(低侧FET5导通)及W相的高侧FET3断开(低侧FET6为导通)状态时的电流路径(用虚线表示)。另外，图6表示U相的高侧FET1导通(低侧FET4断开)、V相的高侧FET2导通(低侧FET5断开)及W相的高侧FET3断开(低侧FET6导通)状态时的电流路径(用虚线表示)。从这些图5及图6的电流路径可知，高侧FET导通的相位的合计值在电流检测电路120中作为检测电流出现。即，在图5中能够检测出U相电流，在图6中能够检测出U相及V相电流。这在电流检测电路120被连接在逆变器106的上臂和电源(电池13)之间的情况下也相同。此外，在图5和图6中，省略了分解器21的连接和电源继电器14。
据此，在一相PWM信号ON状态和二相PWM信号ON状态时，使用电流检测电路120检测电流，如果利用三相电流之和等于"0"的特性的话，可检测出三个相位的各相电流。在图5的情况下，检测出U相电流IU，在图6的情况下，使用电流检测电路120检测出U相电流IU和V相电流IV的合计值，因为在三相电流的情况下，存在"IU+IV+IW＝0"的关系，所以可以利用"IW＝-(IU+IV)"来检测出W相电流IW。
但是，在由如图4所示的单一的电流检测电路120构成的逆变器106中，需要除去因在各FET导通后马上流过电流检测电路120的电流发生的振铃噪音(ringingnoise)等噪音成分的影响，并检测出正确的电流。另外，在一个相位和其他的相位之间，FET导通或断开(ON/OFF)的定时的间隔变得非常短的情况下，由于电流检测所需电流没有在FET中流动、死区时间(不工作区)的存在、还有电路的响应延迟等原因，导致不能进行正确的电流测量。在电流检测电路中使用A/D转换单元的情况下，为了正常进行A/D转换动作，需要在一定的期间(例如2μs以上的期间)连续输入大小同样的信号。如果不连续输入稳定的信号的话，则A/D转换单元无法检测正确的电流值。
因此，虽然需要使一相PWM信号ON状态和二相PWM信号ON状态仅持续电流检测所需时间，但在各相占空比指令值相近的情况下，会产生不能确保该电流检测所需时间的问题。
在一个相位和其他的相位的切换时的时间间隔小的情况下，例如通过进行让规定相的相位移位(位置移动)的补正，从而使一个相位和其他的相位的切换时的时间间隔变大，这样就可使用单一的电流检测电路来检测出多相电动机的各个相位的正确的电流值。但是，作为进行了移位补正的结果，如果用于驱动多相电动机的开关元件的开关(ON/OFF)频率包含在可听频率范围内的话，则该开关频率作为噪音(异常音)会被使用者听到，会让使用者感觉不舒服。
图7是表示在三相(U相、V相、W相)中，二相都不能检测的情况的定时图(timing chart)，一个控制周期为250μs，由50μs周期的锯齿波形的PWM信号的5个周期构成。在图7中，表示上次的控制周期T1的第4个周期和第5个周期、以及这次的控制周期T2的第1个周期到第5个周期的动作。在上次的控制周期T1中，表示U相PWM信号为占空比52％、V相PWM信号为占空比47％、W相PWM信号为占空比51％的情况。由于占空比最小相的V相和占空比中间相的W相之间、占空比中间相的W相和占空比最大相的U相之间的时间间隔分別为4％以及1％(都较短)，所以如果不进行相位的移位的话，则在此期间的开关噪音(switching noise)就不会平息，就不能取得用于正确地检测电流值的A/D转换时间。因此，将占空比最小相的V相的PWM信号沿左侧移位8％相位(以便提前相位)，将占空比最大相的U相的PWM信号沿右侧移位11％相位(以便延迟相位)。由此，V相和W相、以及U相和W相的切换时间间隔都是12％(都变大)，所以在各个PWM周期中都可检测U相和V相的正确的电流值。
说明在这次的控制周期T2的第1个周期到第5个周期的动作。在这次的控制周期T2中，U相PWM信号的占空比从52％减少为51％，V相PWM信号的占空比为47％没有変化，W相PWM信号的占空比从51％增加到52％。因此，占空比最大相从U相改变为W相，占空比中间相从W相改变为U相。另外，占空比最小相这次也是V相。由于占空比最小相的V相和占空比中间相的U相之间、占空比中间相的U相和占空比最大相的W相之间的时间间隔分別为4％以及1％(都较短)，所以如果不进行相位的移位的话，则在此期间的开关噪音就不会平息，就不能取得用于正确地检测电流值的A/D转换时间。因此，将占空比最小相的V相的PWM信号沿左侧移位8％相位(以便提前相位)，将占空比最大相的W相的PWM信号沿右侧移位11％相位(以便延迟相位)，对占空比中间相的U相的PWM信号不进行移位。
由此，在这次的控制周期T2的5个周期的各个PWM周期中，U相和V相、以及W相和U相的切换时间间隔都是12％(都变大)，所以在各个PWM周期中都可检测U相和V相的正确的电流值。
另外，这个例子是，U相从"有移位"变化为"没有移位"、V相一直"有移位"且不改变移位量、W相从"没有移位"变化为"有移位"的情况。这样，在通过在上次和这次的控制周期T1、T2中，各相的占空比的大小关系发生变化，从而发生"有移位"/"没有移位"的变化，因此，在上次的控制周期T1的结束时刻，即在本次的控制周期T2的开始时刻，如分流波形(在电流检测用的分流电阻的两端产生的电压的波形)所示，产生瞬间的电流变动。伴随该急剧的电流变动，存在从电动机产生基于电流波动的噪音的问题。另外，在上次的控制周期T1中，图7的分流波形表示U相和-V相的电流，此外，在这次的控制周期T2中，图7的分流波形表示W相和-V相的电流。
如上所述，在各控制周期T1、T2中的移位状态发生变化，从而存在由于伴随急剧的电流变动的电流波动的影响而产生噪音的情况。移位状态的变化有以下3种。
(1)从"没有移位"→变化为"有移位"
(2)从"有移位"→变化为"没有移位"
(3)"有移位(移位量A)"→"有移位(移位量B)"，且移位量发生变化(即，A≠B)
作为解决这样的问题的技术，例如有如日本专利第4884356号公报(专利文献1)所公开的多相电动机控制装置。专利文献1的多相电动机控制装置具备驱动单元，由上臂开关元件和下臂开关元件的对构成，用于驱动多相电动机；单一的电流检测电路，检测多相电动机的电流值；PWM信号产生单元，基于由电流检测电路检测出的电流值和载波信号，在一个控制周期内产生复数个各相PWM信号；以及相位移动单元，通过逐渐改变在一个控制周期内的相位移动量来让由PWM信号产生单元产生的规定相的PWM信号移动，并把移动后的规定相的PWM信号输出到驱动单元。专利文献1的相位移动单元，在前一次的控制周期(直前の制御周期)的规定相的相位移动量为零，这次的控制周期的规定相的相位移动量不为零的情况下，在这次的控制周期中使移位量从零逐渐增加；或，在前一次的控制周期的规定相的相位移位量不为零，这次的控制周期的规定相的相位移位量为零的情况下，在这次的控制周期中使移位量逐渐减少到零。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本专利第4884356号公报
发明内容
发明要解决的技术问题
但是，在由专利文献1所公开的多相电动机控制装置中，由于移位补正被限定在一个控制周期内，因此每一个PWM周期的移位量都变大。此外，因为在一个控制周期内移位补正结束(由于移位补正被限定在一个控制周期内，所以无法使用5个PWM周期以上的周期来进行移位补正)，所以会发生减少振动和噪音(异常音)的发生也会被限制的问题。
本发明是鉴于上述情况而完成的，本发明的目的在于提供一种多相电动机控制装置以及使用该多相电动机控制装置的电动助力转向装置。该多相电动机控制装置使用一分流式电流检测电路，在实现减轻CPU的处理能力的基础上，通过将每一次的移位量设定得更细微，来减少振动和噪音(异常音)的发生。
解决技术问题的手段
本发明涉及一种多相电动机控制装置，本发明的上述目的可以通过下述这样实现，即：具备驱动单元、单一的电流检测电路、PWM信号产生单元、相位移位控制单元、及电流检测观测器，所述驱动单元由上臂开关元件和下臂开关元件的对构成，用于驱动多相电动机；所述电流检测电路检测所述多相电动机的电流值；所述PWM信号产生单元基于由所述电流检测电路检测出的电流值和载波信号，在二个控制周期内产生复数个第一各相PWM信号；所述相位移位控制单元通过逐渐改变在二个控制周期内的相位移位量来让由所述PWM信号产生单元产生的规定相的第一PWM信号移位，并把移位后的所述规定相的第一PWM信号输出到所述驱动单元；所述电流检测观测器基于由所述电流检测电路检测出的电流值推测所述多相电动机的电流推测值，所述PWM信号产生单元基于所述电流推测值和所述载波信号，在二个控制周期内产生复数个第二各相PWM信号，在前一次的控制周期的规定相的相位移位量为零，这次的控制周期的规定相的相位移位量不为零的情况下，所述相位移位控制单元在这次的控制周期和下次的控制周期中使所述相位移位量从零逐渐增加，并在所述下次的控制周期中使用所述第二各相PWM信号；或，在前一次的控制周期的规定相的相位移位量不为零，这次的控制周期的规定相的相位移位量为零的情况下，所述相位移位控制单元在这次的控制周期和下次的控制周期中使所述相位移位量逐渐减少到零，并在所述下次的控制周期中使用所述第二各相PWM信号。
另外，本发明的上述目的还可以通过下述这样更有效地实现，即：所述相位移位控制单元计算到所述第一PWM信号的最终移位位置的相位移位量，同时，把移位次数设定为n次，把每一次移位的移位量设定为"相位移位量/n"；或，在所述这次的控制周期中实施m(<n)次所述规定相的相位移位，在所述下次的控制周期中实施余下的(n-m)次所述规定相的相位移位；或，所述电流检测观测器基于在所述上次的控制周期中检测出的电流值推测在所述这次的控制周期中的电流值。
通过搭载上述各个多相电动机控制装置，可以实现上述目的的电动助力转向装置。
发明效果
根据本发明，通过使用一分流式电流检测电路检测多相电动机的电流，在PWM控制周期的二个控制周期中逐渐让规定的占空比相移位，因此，既可以减少电流变化量，也可以更进一步减少振动和噪音。尽管在PWM控制的二个周期中的最初的一个周期中不能检测电流，在本发明中，通过使用电流检测观测器推测电流值，根据电流推测值设定占空比，因此可以继续进行电流控制。
附图说明
图1是表示电动动力转向装置的概要的结构图。
图2是表示控制单元的一般的结构例的结构框图。
图3是表示PWM控制单元及逆变器的结构例的接线图。
图4是表示一分流式电流检测电路的结构例的接线图。
图5是表示具备一分流式电流检测电路的逆变器的电流检测动作例的电流路径图。
图6是表示具备一分流式电流检测电路的逆变器的电流检测动作例的电流路径图。
图7是表示在各相PWM信号中，二相都不能检测的情况的定时图。
图8是表示本发明的结构例的结构框图。
图9是表示本发明的动作例的流程图的一部分。
图10是表示本发明的动作例的流程图的一部分。
图11是表示移位量的计算例的流程图。
图12是表示根据本发明的PWM信号的移位补正的一个示例的定时图。
具体实施方式
为了使用一分流式电流检测电路进行多相电动机的电流检测，一般通过各相PWM信号的位置移动(相位移位)形成事先预定好的相位的PWM信号ON状态持续规定时间的状态，来检测各相电动机电流。在这种情况下，尽管根据各相占空比指令值的大小来决定一个PWM控制周期中的占空比配置，当某2个相位的大小的状态发生变化，需重新配置这2个相位的时侯，如果同时重新配置这2个相位的话，由于发生急剧的电流变化，所以会产生电动机动作音。在本发明中，通过在PWM控制周期的二个周期中逐渐使规定的相位变化，尽可能小地抑制电流变化量，来更进一步减少振动和噪音(异常音)。
即，本发明是如下所述的多相电动机控制装置及使用该多相电动机控制装置的电动助力转向装置。该多相电动机控制装置由控制运算算出用于控制多相电动机(例如，三相(U相、V相、W相)无刷DC电动机)的电流的各相占空比指令值，形成对应各相占空比指令值的PWM信号，利用基于PWM控制的逆变器将指令电流(电压)提供给多相电动机，从而进行驱动。本发明的多相电动机控制装置在逆变器的电源输入侧或电源输出侧(接地侧)设置单一的电流检测电路(一分流式电流检测电路)并进行PWM控制，同时，为使每一次的移位量变得微小，对各相PWM信号在二个控制周期中逐渐进行移位补正，因为在移位补正中，不能进行电流检测，所以通过利用电流检测观测器来推测电流，继续进行电流检测，在一相PWM信号变成ON状态或二相PWM信号同时变成ON状态的电流检测定时，稳定地进行电流检测(A/D转换)并处理，来减少振动和噪音。尤其是，由于本发明一边利用电流检测观测器继续进行电流控制，一边在二个控制周期中进行移位补正，所以既可以进行细微的补正，也可以更进一步减少振动和噪音。
下面，参照各图来说明本发明的实施方式。
图8表示本发明的实施方式的一个实施例。如图8所示，基于电流控制值E产生各相PWM信号的PWM信号产生单元131经占空比运算单元132与进行全体控制的CPU130连接；判断可否由一分流式的电流检测电路150进行电流检测的电流检测可否判断单元140与CPU130连接。电流检测可否判断单元140基于由PWM信号产生单元131所产生的各相PWM信号，判断可否由电流检测电路150检测电流值，即，判断是否具有电流检测电路150可以检测出正确的电流值的切换的时间间隔。在电流检测可否判断单元140判断为电流检测电路150不能检测出正确的电流值的情况下，相位移位量计算单元133计算PWM信号的相位的移位量；PWM信号相位移位单元134基于计算出的相位移位量，在二个控制周期内逐渐改变七次PWM信号的相位，使其提前或延迟；将相位被移位的PWM信号经过占空比输出单元143，再通过门驱动单元144和逆变器145输出去驱动电动机。相位移位量计算单元133和PWM信号相位移位单元134构成相位移位控制单元。
电流检测期间决定单元152基于由相位移位量计算单元133决定的各相的PWM信号的下降时刻，决定电流检测电路150的电流检测开始定时和电流检测期间。各相电流输入单元151基于由电流检测电路150检测出的电流值和由PWM信号产生单元131产生的PWM信号，计算不能直接检测的剩余的相位的电流值并输入。
此外，例如，如日本特开2002-252991号公报所公开的电流检测观测器141与CPU130连接，基于在上次的控制周期中由电流检测电路150检测出的电流值，用公知的方法推测在这次的控制周期中的电流值。经载波信号输入单元142输入三角波形或锯齿波形的载波信号。另外，存储电流检测值等的存储器被另外连接。
图9和图10是表示本发明的实施方式的多相电动机控制装置的动作例的流程图。
首先，判断是否为第1次的控制周期(步骤S10)，在是第1次的控制周期的情况下，PWM信号产生单元131基于转向扭矩、车速、由占空比运算单元132运算得到的占空比电流指令值等，产生U相、V相及W相的各相PWM信号(步骤S11)。接着，尽管基于U相、V相及W相的各相占空比指令值，进行如专利文献1所示的模式判断(步骤S12)，电流检测可否判断单元140先判断是否可检测二相的电流(步骤S13)，在可检测二相的电流的情况下，由于没有必要进行移位补正，所以相位移位量计算单元133把移位量设定为零(步骤S14)。此外，在不能检测二相的电流的情况下，电流检测可否判断单元140判断是否可检测一相的电流(步骤S15)，在可检测一相的电流的情况下，相位移位量计算单元133计算占空比指令值最大相或占空比指令值最小相的相位移位量(步骤S16)。在一相的电流也不能检测的情况下，相位移位量计算单元133计算占空比指令值最大相和占空比指令值最小相的相位移位量(步骤S17)。尽管相位移位量计算单元133进行相位移位量的计算，在可检测二相的电流的情况下，由于没有必要进行移位，所以可设各相PWM信号的相位移位量为零。在只有一相可检测的情况下，使占空比指令值为最大或最小的相的相位延迟或提前，计算其移位量；在一相也不能检测的情况下，将占空比指令值最大的相的相位和占空比指令值最小的相的相位两个都移位，计算各自的移位量。
接下来，电流检测期间决定单元152基于由相位移位量计算单元133决定的各相的PWM信号的下降时刻，决定电流检测电路150的电流检测开始定时(步骤S20)。PWM信号相位移位单元134按所计算出的移位量实施各相的PWM信号相位的移位(步骤S21)。另外，关于在二个控制周期内的7个周期的各周期中的移位量的计算的说明，在图12中进行详细叙述。其中，在没有PWM相位移位的情况下(步骤S14)，相位移位量为零。
然后，在成为电流检测开始定时时(步骤S22)，电流检测电路150开始A/D转换(步骤S23)。在该A/D转换期间中不产生各相的切换，在经过了A/D转换所需的必要时间的时刻，规定相的PWM信号下降。这样，在电流检测电路150检测出二相的电流之后，各相电流输入单元151根据流入三相电动机的3个电流的合计为零的原理，计算没有检测的剩余的一相的电流值(步骤S24)。
接着，判断是否为第2次的控制周期(步骤S30)，在第1次的控制周期的情况下，返回上述步骤S21，重复移位的实施。此外，在是第2次的控制周期的情况下，电流检测观测器141读取上次的电流检测值(步骤S31)，推测在这次的控制周期中的电流值(步骤S32)。PWM信号产生单元131基于由电流检测观测器141推测出的电流检测值，产生这次的控制周期的各相PWM信号(步骤S33)，接下来，实施第1次的剩下的移位(步骤S34)，重复一直到移位结束，即，一直到成为最终位置(步骤S35)。在变成了移位结束的时候，如果成为第3次的控制周期的话，则返回，在没有成为第3次的控制周期的情况下，返回上述步骤S30，重复上述动作。
图11是有关在二个控制周期内的7个周期的各周期中的移位量的计算的流程图，在本控制中，控制周期为250μs，由50μs周期的基于锯齿波形的载波信号的PWM信号的7个周期构成。首先，对各相计算这次的控制周期的相位移位量和上次的控制周期的相位移位量之间的差D(步骤S40)。接着，对各相，将这次的控制周期的第n个周期中的相位移位量设为(上次的第7个周期中的相位移位量)+D·n/7(步骤S41)。即，将第1个周期中的相位移位量设为(上次的第7个周期中的相位移位量)+D/7，将第2个周期中的相位移位量设为(上次的第7个周期中的相位移位量)+D·2/7，将第3个周期中的相位移位量设为(上次的第7个周期中的相位移位量)+D·3/7，将第4个周期中的相位移位量设为(上次的第7个周期中的相位移位量)+D·4/7，将第5个周期中的相位移位量设为(上次的第7个周期中的相位移位量)+D·5/7，将第6个周期中的相位移位量设为(上次的第7个周期中的相位移位量)+D·6/7，然后，将最终的第7个周期中的相位移位量设为(上次的第7个周期中的相位移位量)+D。
尤其，在前一次的控制周期中的规定相的相位的移动量和这次的控制周期中的规定相的相位的移动量相同的情况下，成为D＝0，在这次的控制周期的所有的周期中的相位移位量成为与上次的第7个周期中的相位移位量相同。即，在前一次的控制周期和这次的控制周期中的移位的状态没有变化。
此外，在前一次的控制周期中的规定相的相位的移动量为零，在这次的控制周期中的规定相的相位的移动量不为零的情况下，在这次的控制周期的第n个周期中的相位移位量成为D·n/7。即，在这次的控制周期中，成为将移位量从零逐渐增加。还有，在前一次的控制周期中的规定相的相位的移动量不为零，在这次的控制周期中的规定相的相位的移动量为零的情况下，成为D＝-(上次的第7个周期中的相位移位量)，所以这次的控制周期的第n个周期中的相位移位量成为下述数1。
(数1)
(上次的第7个周期中的相位移位量)+D·n/7
＝(上次的第7个周期中的相位移位量)·(1-n/7)。
即，在这次的控制周期中，逐渐减少移位量，在最终的周期中移位量为零。总之，相位移动到最后位置。
图12表示在将占空比指令值最大相移位到占空比指令值中间相、将占空比指令值中间相移位到占空比指令值最大相、占空比指令值最小相没有移位的情况下的移位和控制的各相定时例。
在第0次的控制周期的定时t1，由电流检测电路150进行各相的电流检测(A/D转换)，使用该电流检测值，进行电流控制运算(电流指令值的计算)和伴随该电流控制运算(脉冲宽度和移位的有无)的占空比运算。定时t2和t3分别对应电流控制运算和占空比运算，定时t4表示需要移位的情况，在本发明中，进行7次移位，第6次和第7次进入到下次的周期(第2次)。在第1次的控制周期的开始的定时t5，设定基于电流检测值运算得到的占空比，按PWM1移位1、PWM2移位2、PWM3移位3、PWM4移位4、PWM5移位5、PWM6移位6、PWM7移位7的顺序逐渐进行移位补正。其结果是第6次(PWM6移位6)和第7次(PWM7移位7)进入到下次的周期(第2次)。
另外，在第7次的移位中，实施考虑了量子化误差的移位。
在第1次的控制周期中，如上所述，由于进行移位补正，所以不能使用电流检测电路150来检测电流。因此，电流检测观测器141利用在定时t1检测出的电流检测值，在定时t6进行电流推测。然后，利用由电流检测观测器141推测出的电流推测值，来进行电流控制运算(电流指令值的计算)和伴随该电流控制运算(脉冲宽度和移位的有无)的占空比运算。定时t7和t8分别表示利用电流推测值进行电流控制运算和占空比运算的定时，定时t9表示需要移位的情况，移位被执行到第7次，进入到下次的周期(第3次)。在第2次的控制周期的开始的定时t10，设定基于电流推测值由电流检测观测器141运算得到的占空比，与上述同样，用7次决定相位的移位量。
在第2次的控制周期的PWM7移位7的定时，移位(第7次)结束，在定时t'，由电流检测电路150进行电流检测。以下，重复与上述同样的动作。
本发明不把进行移位补正的范围限定在控制周期的一个周期内，通过进行7次移位补正使进入到下次的周期的二个控制周期。即，尽管通过使用由单一的电流检测电路(一分流式电流检测电路)150检测出的电流的电流控制和占空比，进行合计7次移位补正，由于移位补正在一个控制周期内结束不了，所以第6次和第7次的移位进入到下次的控制周期。由于在正在进行移位补正的期间的控制周期中，不能使用电流检测电路150来检测电流，所以使用在上次由电流检测电路150检测出的电流检测值，由电流检测观测器141来推测电流，用推测出的电流推测值来设定电流控制和占空比。在下次的周期的PWM8、PWM9、PWM10中反映用电流推测值设定电流控制和占空比之后的结果，同时，有时对PWM6移位6和PWM7移位7进行补正。
另外，尽管在上述针对三相无刷电动机进行了说明，本发明也可以同样适用于具有复数个相的其他的电动机。
附图标记说明
1     操舵手柄
10    扭矩传感器
12    车速传感器
13    电池
20    电动机
100   控制单元
101   电流指令值运算单元
102   最大输出限制单元
104   电流控制单元
105   PWM控制单元
105A  占空比运算单元
105B  门驱动单元
106   逆变器
130   CPU
131   PWM信号产生单元
132   占空比运算单元
133   相位移位量计算单元
134   PWM信号相位移位单元
140   电流检测可否判断单元
141   电流检测观测器
142   载波信号输入单元
143   占空比输出单元
144   门驱动单元
145   逆变器
150   一分流式电流检测电路
151   各相电流输入单元
152   电流检测期间决定单元

Claims (6)

1.一种多相电动机控制装置，其特征在于：
具备驱动单元、单一的电流检测电路、PWM信号产生单元、相位移位控制单元、及电流检测观测器，
所述驱动单元由上臂开关元件和下臂开关元件的对构成，用于驱动多相电动机；
所述电流检测电路检测所述多相电动机的电流值；
所述PWM信号产生单元基于由所述电流检测电路检测出的电流值和载波信号，在二个控制周期内产生复数个第一各相PWM信号；
所述相位移位控制单元通过逐渐改变在二个控制周期内的相位移位量来让由所述PWM信号产生单元产生的规定相的第一PWM信号移位，并把移位后的所述规定相的第一PWM信号输出到所述驱动单元；
所述电流检测观测器基于由所述电流检测电路检测出的电流值推测所述多相电动机的电流推测值，
所述PWM信号产生单元基于所述电流推测值和所述载波信号，在二个控制周期内产生复数个第二各相PWM信号，
在前一次的控制周期的规定相的相位移位量为零，这次的控制周期的规定相的相位移位量不为零的情况下，所述相位移位控制单元在这次的控制周期和下次的控制周期中使所述相位移位量从零逐渐增加，并在所述下次的控制周期中使用所述第二各相PWM信号。
2.一种多相电动机控制装置，其特征在于：
具备驱动单元、单一的电流检测电路、PWM信号产生单元、相位移位控制单元、及电流检测观测器，
所述驱动单元由上臂开关元件和下臂开关元件的对构成，用于驱动多相电动机；
所述电流检测电路检测所述多相电动机的电流值；
所述PWM信号产生单元基于由所述电流检测电路检测出的电流值和载波信号，在二个控制周期内产生复数个第一各相PWM信号；
所述相位移位控制单元通过逐渐改变在二个控制周期内的相位移位量来让由所述PWM信号产生单元产生的规定相的第一PWM信号移位，并把移位后的所述规定相的第一PWM信号输出到所述驱动单元；
所述电流检测观测器基于由所述电流检测电路检测出的电流值推测所述多相电动机的电流推测值，
所述PWM信号产生单元基于所述电流推测值和所述载波信号，在二个控制周期内产生复数个第二各相PWM信号，
在前一次的控制周期的规定相的相位移位量不为零，这次的控制周期的规定相的相位移位量为零的情况下，所述相位移位控制单元在这次的控制周期和下次的控制周期中使所述相位移位量逐渐减少到零，并在所述下次的控制周期中使用所述第二各相PWM信号。
3.根据权利要求1或者2所述的多相电动机控制装置，其特征在于：所述相位移位控制单元计算到所述第一PWM信号的最终移位位置的相位移位量，同时，把移位次数设定为n次，把每一次移位的移位量设定为"相位移位量/n"。
4.根据权利要求3所述的多相电动机控制装置，其特征在于：在所述这次的控制周期中实施m(<n)次所述规定相的相位移位，在所述下次的控制周期中实施余下的(n-m)次所述规定相的相位移位。
5.根据权利要求1至4中任意一项所述的多相电动机控制装置，其特征在于：所述电流检测观测器基于在所述上次的控制周期中检测出的电流值推测在所述这次的控制周期中的电流值。
6.一种电动助力转向装置，其特征在于：搭载了根据权利要求1至5中任意一项所述的多相电动机控制装置。
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