JP2020065329A - モータ制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】モータ駆動回路の発熱を抑制することができるモータ制御装置を提供する。【解決手段】ＰＷＭ変更部は、各相のうち、電流制御周期単位のＰＷＭカウントがＰＷＭカウント最大値の１／２よりも大きい相に対しては、当該相の当該電流制御周期単位のＰＷＭカウントとＰＷＭカウント最大値との差の絶対値を、当該相の当該電流制御周期内の複数のＰＷＭ周期それぞれに対するふり幅の大きさとして設定し、各相のうち、電流制御周期単位のＰＷＭカウントがＰＷＭカウント最大値の１／２以下である相に対しては、当該相の当該電流制御周期単位のＰＷＭカウントとＰＷＭカウント最小値との差の絶対値を、当該相の当該電流制御周期内の複数のＰＷＭ周期それぞれに対するふり幅の大きさとして設定する。【選択図】図８

Description

この発明は、電動モータをＰＷＭ（Pulse Width Modulation）駆動するためのモータ制御装置に関する。

三相電動モータをベクトル制御するモータ制御装置においては、電流制御周期毎に、二相電流指令値が演算される。この二相電流指令値と二相電流検出値との偏差に基づいて二相電圧指令値が演算される。この二相電圧指令値が電動モータの回転角を用いて二相・三相変換されることにより、Ｕ相、Ｖ相およびＷ相の相電圧指令値（三相電圧指令値）が演算される。そして、このＵ相、Ｖ相およびＷ相の相電圧指令値にそれぞれ対応するデューティのＵ相ＰＷＭ信号、Ｖ相ＰＷＭ信号およびＷ相ＰＷＭ信号が生成されて、三相インバータ回路（モータ駆動回路）に供給される。

この三相インバータ回路を構成する６個のスイッチング素子が、Ｕ相ＰＷＭ信号、Ｖ相ＰＷＭ信号およびＷ相ＰＷＭ信号によって制御されることにより、三相電圧指令値に相当する電圧が三相電動モータに印加されることになる。これにより、三相電動モータに流れるモータ電流が二相電流指令値に等しくなるように制御される。

特開平１−５０７６６号公報

前述のようなモータ制御装置では、三相インバータ回路内のスイッチング素子が発熱するので、スイッチング素子を冷却するための放熱部品が設けられている。このため、装置が大型化するという問題がある。
この発明の目的は、モータ駆動回路の発熱を抑制することができるモータ制御装置を提供することにある。

請求項１に記載の発明は、モータ駆動回路を制御するモータ制御装置であって、少なくとも２つの相の相電流を検出するための複数の電流センサ（３３，３４）と、前記複数の電流センサ毎に設けられ、電流制御周期毎に、当該電流センサによって検出される相電流を所定の２つのタイミングで取り込み、両タイミングで取り込まれた相電流の平均値を演算する複数の平均値演算部（４９，５０）と、前記複数の平均値演算部によって演算される平均値と所与の電流指令値とに基づいて、電流制御周期毎に各相の電流制御周期単位のＰＷＭカウントを演算し、演算されたＰＷＭカウントを、対応する相における当該電流制御周期に含まれる複数のＰＷＭ周期それぞれに対するＰＷＭ周期単位のＰＷＭカウントとして設定するＰＷＭカウント設定部（４６，４７）と、相毎に、前記電流制御周期内の複数のＰＷＭ周期それぞれに対するふり幅を決定し、決定したふり幅を当該ＰＷＭ周期のＰＷＭカウントに加算することにより、ＰＷＭ周期単位のＰＷＭカウントを変更するＰＷＭ変更部（４７）とを含み、前記ＰＷＭ変更部は、前記電流制御周期内の複数のＰＷＭ周期に対するふり幅の符号を表すふり幅パターンを有し、各相のうち、前記電流制御周期単位のＰＷＭカウントがＰＷＭカウント最大値の１／２以上である相に対しては、当該相の当該電流制御周期単位のＰＷＭカウントと前記ＰＷＭカウント最大値との差の絶対値を、当該相の当該電流制御周期内の複数のＰＷＭ周期それぞれに対する前記ふり幅の大きさとして設定し、各相のうち、前記電流制御周期単位のＰＷＭカウントが前記ＰＷＭカウント最大値の１／２未満である相に対しては、当該相の当該電流制御周期単位のＰＷＭカウントと前記ＰＷＭカウント最小値との差の絶対値を、当該相の当該電流制御周期内の複数のＰＷＭ周期それぞれに対する前記ふり幅の大きさとして設定し、前記電流制御周期において、相毎に、前記ふり幅パターンと前記ふり幅の大きさとに基づいて、当該電流制御周期内の各ＰＷＭ周期に対するふり幅を決定するように構成されている、モータ制御装置である。

この構成では、駆動回路の発熱を抑制することができる。
請求項２に記載の発明は、モータ駆動回路を制御するモータ制御装置であって、少なくとも２つの相の相電流を検出するための複数の電流センサ（３３，３４）と、前記複数の電流センサ毎に設けられ、電流制御周期毎に、当該電流センサによって検出される相電流を所定の２つのタイミングで取り込み、両タイミングで取り込まれた相電流の平均値を演算する複数の平均値演算部（４９，５０）と、前記複数の平均値演算部によって演算される平均値と所与の電流指令値とに基づいて、電流制御周期毎に各相の電流制御周期単位のＰＷＭカウントを演算し、演算されたＰＷＭカウントを、対応する相における当該電流制御周期に含まれる複数のＰＷＭ周期それぞれに対するＰＷＭ周期単位のＰＷＭカウントとして設定するＰＷＭカウント設定部（４６，４７）と、相毎に、前記電流制御周期内の複数のＰＷＭ周期それぞれに対するふり幅を決定し、決定したふり幅を当該ＰＷＭ周期のＰＷＭカウントに加算することにより、ＰＷＭ周期単位のＰＷＭカウントを変更するＰＷＭ変更部（４７）とを含み、前記ＰＷＭ変更部は、前記電流制御周期内の複数のＰＷＭ周期に対するふり幅の符号を表すふり幅パターンを有し、各相のうち、前記電流制御周期単位のＰＷＭカウントがＰＷＭカウント最大値の１／２よりも大きい相に対しては、当該相の当該電流制御周期単位のＰＷＭカウントと前記ＰＷＭカウント最大値との差の絶対値を、当該相の当該電流制御周期内の複数のＰＷＭ周期それぞれに対する前記ふり幅の大きさとして設定し、各相のうち、前記電流制御周期単位のＰＷＭカウントが前記ＰＷＭカウント最大値の１／２以下である相に対しては、当該相の当該電流制御周期単位のＰＷＭカウントと前記ＰＷＭカウント最小値との差の絶対値を、当該相の当該電流制御周期内の複数のＰＷＭ周期それぞれに対する前記ふり幅の大きさとして設定し、前記電流制御周期において、相毎に、前記ふり幅パターンと前記ふり幅の大きさとに基づいて、当該電流制御周期内の各ＰＷＭ周期に対するふり幅を決定するように構成されている、モータ制御装置である。

この構成では、駆動回路の発熱を抑制することができる。
請求項３に記載の発明は、前記電流制御周期毎に前記各電流センサによって検出される相電流を取り込む前記所定の２つのタイミングは、それらの２つのタイミングで取り込まれる当該相電流の平均値が、当該電流制御周期における当該相電流の平均値と等しくなるようなタイミングに設定されている、請求項１または２に記載のモータ制御装置である。

請求項４に記載のモータ制御装置は、前記電流制御周期毎に設定される前記２つのタイミングの一方を第１タイミングといい、他方を第２タイミングとすると、前記第１タイミングで前記各電流センサから取得される相電流と、前記第２タイミングで対応する電流センサから取得される相電流とが、当該相電流の当該電流制御周期での平均値を中心として互いに反対側に所定値だけずれた値となるように、前記第１タイミングおよび前記第２タイミングが設定されている、請求項３に記載のモータ制御装置である。

図１は、本発明の一実施形態に係るモータ制御装置が適用された電動パワーステアリング装置の概略構成を示す模式図である。 図２は、ＥＣＵの電気的構成を示すブロック図である。 図３は、主としてモータ駆動回路の構成を示す電気回路図である。 図４Ａは、ＰＷＭ信号の周期Ｔｃと電流制御周期Ｔａとの関係を示す模式図であり、図４Ｂはキャリア波形を示す波形図であり、図４ＣはＰＷＭ信号の生成方法を説明するための模式図である。 図５は、検出操舵トルクＴに対するアシスト電流値Ｉａ^＊の設定例を示すグラフである。 図６は、スイッチング回数低減部によるスイッチング回数低減の基本的な考え方を説明するための説明図である。 図７は、あるＰＷＭ周期において、デューティ比が１００％の相とデューティ比が０％の相とが混在する場合には、当該ＰＷＭ周期の全期間にわたって平滑コンデンサが放電モードとなることを説明するための説明図である。 図８は、スイッチング回数低減部の動作の一例を説明するためのフローチャートである。 図９Ａは、キャリア波形が三角波である場合に、ステップＳ１で設定された各相のＰＷＭ周期単位のＰＷＭカウントの一例を示す模式図であり、図９Ｂは、４種類のふり幅パターンの一例を示す模式図であり、図９Ｃは、ふり幅パターンが第１ふり幅パターンである場合の各相のＰＷＭ周期毎のふり幅の一例を示す模式図であり、図９Ｄは、各ＰＷＭ周期に対する各相の最終的なＰＷＭカウントの一例を示す模式図である。 図１０は、図８のステップ２以降の処理が行われない場合の、ある電流制御周期Ｔａに対するＡ相およびＢ相の電圧とＡ相およびＢ相の電流を示す波形図である。 図１１は、スイッチング回数低減処理が行われた場合の、ある電流制御周期Ｔａに対するＡ相およびＢ相の電圧とＡ相およびＢ相の電流を示す波形図であり。 図１２は、ふり幅パターンが第１ふり幅パターンＰ１である場合における第１および第２電流取得タイミングｔ_ｆ，ｔ_ｓの設定例を示す波形図である。 図１３は、電流制御周期Ｔａ内に含まれるＰＷＭ周期Ｔｃの数およびふり幅パターンが異なる場合の第１および第２電流取得タイミングｔ_ｆ，ｔ_ｓの設定例を示す波形図である。 図１４は、スイッチング回数低減部によるスイッチング回数低減の基本的な考え方を説明するための説明図である。 図１５Ａはキャリア波形を示す波形図であり、図１５ＢはＰＷＭ信号の生成方法を説明するための模式図である。 図１６は、スイッチング回数低減部によるスイッチング回数低減の基本的な考え方を説明するための説明図である。 図１７Ａは、キャリア波形が鋸波である場合に、ステップＳ１で設定された各相のＰＷＭ周期単位のＰＷＭカウントの一例を示す模式図であり、図１７Ｂは、４種類のふり幅パターンの一例を示す模式図であり、図１７Ｃは、ふり幅パターンが第１ふり幅パターンである場合の各相のＰＷＭ周期毎のふり幅の一例を示す模式図であり、図１７Ｄは、各ＰＷＭ周期に対する各相の最終的なＰＷＭカウントの一例を示す模式図である。 図１８は、スイッチング回数低減部によるスイッチング回数低減の基本的な考え方を説明するための説明図である。

以下では、この発明を電動パワーステアリング装置に適用した場合の実施形態を、添付図面を参照して詳細に説明する。
図１は、本発明の一実施形態に係るモータ制御装置が適用された電動パワーステアリング装置の概略構成を示す模式図である。
電動パワーステアリング装置(ＥＰＳ:electric power steering）１は、車両を操向するための操舵部材としてのステアリングホイール２と、このステアリングホイール２の回転に連動して転舵輪３を転舵する転舵機構４と、運転者の操舵を補助するための操舵補助機構５とを備えている。ステアリングホイール２と転舵機構４とは、ステアリングシャフト６および中間軸７を介して機械的に連結されている。

ステアリングシャフト６は、ステアリングホイール２に連結された入力軸８と、中間軸７に連結された出力軸９とを含む。入力軸８と出力軸９とは、トーションバー１０を介して相対回転可能に連結されている。
トーションバー１０の近傍には、トルクセンサ１１が配置されている。トルクセンサ１１は、入力軸８および出力軸９の相対回転変位量に基づいて、ステアリングホイール２に与えられた操舵トルクＴを検出する。この実施形態では、トルクセンサ１１によって検出される操舵トルクＴは、たとえば、右方向への操舵のためのトルクが正の値として検出され、左方向への操舵のためのトルクが負の値として検出され、その絶対値が大きいほど操舵トルクの大きさが大きくなるものとする。

転舵機構４は、ピニオン軸１３と、転舵軸としてのラック軸１４とを含むラックアンドピニオン機構からなる。ラック軸１４の各端部には、タイロッド１５およびナックルアーム（図示略）を介して転舵輪３が連結されている。ピニオン軸１３は、中間軸７に連結されている。ピニオン軸１３は、ステアリングホイール２の操舵に連動して回転するようになっている。ピニオン軸１３の先端（図１では下端）には、ピニオン１６が連結されている。

ラック軸１４は、自動車の左右方向に沿って直線状に延びている。ラック軸１４の軸方向の中間部には、ピニオン１６に噛み合うラック１７が形成されている。このピニオン１６およびラック１７によって、ピニオン軸１３の回転がラック軸１４の軸方向移動に変換される。ラック軸１４を軸方向に移動させることによって、転舵輪３を転舵することができる。

ステアリングホイール２が操舵（回転）されると、この回転が、ステアリングシャフト６および中間軸７を介して、ピニオン軸１３に伝達される。そして、ピニオン軸１３の回転は、ピニオン１６およびラック１７によって、ラック軸１４の軸方向移動に変換される。これにより、転舵輪３が転舵される。
操舵補助機構５は、操舵補助用の電動モータ１８と、電動モータ１８の出力トルクを転舵機構４に伝達するための減速機構１９とを含む。電動モータ１８は、この実施形態では、三相ブラシレスモータである。電動モータ１８には、電動モータ１８のロータの回転角を検出するための、例えばレゾルバからなる回転角センサ２３が配置されている。減速機構１９は、ウォーム軸２０と、このウォーム軸２０と噛み合うウォームホイール２１とを含むウォームギヤ機構からなる。

ウォーム軸２０は、電動モータ１８によって回転駆動される。また、ウォームホイール２１は、ステアリングシャフト６とは一体的に回転可能に連結されている。ウォームホイール２１は、ウォーム軸２０によって回転駆動される。
電動モータ１８によってウォーム軸２０が回転駆動されると、ウォームホイール２１が回転駆動され、ステアリングシャフト６が回転する。そして、ステアリングシャフト６の回転は、中間軸７を介してピニオン軸１３に伝達される。ピニオン軸１３の回転は、ラック軸１４の軸方向移動に変換される。これにより、転舵輪３が転舵される。すなわち、電動モータ１８によってウォーム軸２０を回転駆動することによって、電動モータ１８による操舵補助が可能となっている。

車両には、車速Ｖを検出するための車速センサ２４が設けられている。トルクセンサ１１によって検出される操舵トルクＴ、車速センサ２４によって検出される車速Ｖ、回転角センサ２３の出力信号等は、ＥＣＵ（電子制御ユニット：Electronic Control Unit）１２に入力される。ＥＣＵ１２は、これらの入力信号に基づいて、電動モータ１８を制御する。

図２は、ＥＣＵ１２の全体的な電気的構成を示すブロック図である。
ＥＣＵ１２は、マイクロコンピュータ３１と、マイクロコンピュータ３１によって制御され、電動モータ１８に電力を供給するモータ駆動回路３２を含んでいる。
図３は、主としてモータ駆動回路３２の構成を示す電気回路図である。
電動モータ１８は、例えば三相ブラシレスモータであり、界磁としてのロータ（図示略）と、Ｕ相、Ｖ相およびＷ相のステータコイル１８Ｕ，１８Ｖ，１８Ｗを含むステータとを備えている。

モータ駆動回路３２は、三相インバータ回路である。モータ駆動回路３２は、電源（バッテリー）１００に直列に接続された平滑コンデンサ１０１と、複数のスイッチング素子１１１〜１１６と、複数のダイオード１２１〜１２６とを含む。平滑コンデンサ１０１は、電源１００の両端子間に接続されている。この実施形態では、各スイッチング素子１１１〜１１６は、ｎチャネル型のＦＥＴ（Field Effect Transistor）から構成されている。ＦＥＴは、シリコンを主成分とするＳｉ−ＦＥＴであってもよいし、シリコンカーバイトを主成分とするＳｉＣ−ＦＥＴであってもよいし、窒化ガリウムを主成分とするＧａＮ−ＦＥＴであってもよい。以下において、スイッチング素子１１１〜１１６をＦＥＴ１１１〜１１６という場合がある。

複数のＦＥＴ１１１〜１１６は、Ｕ相用の上段ＦＥＴ１１１と、それに直列に接続されたＵ相用の下段ＦＥＴ１１２と、Ｖ相用の上段ＦＥＴ１１３と、それに直列に接続されたＶ相用の下段ＦＥＴ１１４と、Ｗ相用の上段ＦＥＴ１１５と、それに直列に接続されたＷ相用の下段ＦＥＴ１１６とを含む。各スイッチング素子１１１〜１１６には、それぞれダイオード１２１〜１２６が逆並列接続されている。

上段ＦＥＴ１１１，１１３，１１５のドレインは、平滑コンデンサ１０１の正極側端子に接続されている。上段ＦＥＴ１１１，１１３，１１５のソースは、それぞれ下段ＦＥＴ１１２，１１４，１１６のドレインに接続されている。下段ＦＥＴ１１２，１１４，１１６のソースは、平滑コンデンサ１０１の負極側端子に接続されている。
Ｕ相の上段ＦＥＴ１１１と下段ＦＥＴ１１２の接続点は、電動モータ１８のＵ相ステータコイル１８Ｕに接続されている。Ｖ相の上段ＦＥＴ１１３と下段ＦＥＴ１１４の接続点は、電動モータ１８のＶ相ステータコイル１８Ｖに接続されている。Ｗ相の上段ＦＥＴ１１５と下段ＦＥＴ１１６の接続点は、電動モータ１８のＷ相ステータコイル１８Ｗに接続されている。各ＦＥＴ１１１〜１１６は、後述するＰＷＭ出力部４８（図２参照）から出力されるＰＷＭ信号に基づいて制御される。

図２に戻り、モータ駆動回路３２と電動モータ１８とを接続するための電力供給線には、２つの電流センサ３３，３４が設けられている。これらの電流センサ３３，３４は、モータ駆動回路３２と電動モータ１８とを接続するための３本の電力供給線のうち、２本の電力供給線に流れる相電流（この例ではＵ相電流およびＷ相電流）を検出できるように設けられている。

この実施形態では、電流制御周期Ｔａ毎に、予め設定された２つのタイミングで、電流センサ３３，３４から相電流が取得される。２つの電流取得タイミングの設定方法については後述する。
マイクロコンピュータ３１は、ＣＰＵおよびメモリ（ＲＯＭ、ＲＡＭ、不揮発性メモリなど。）を備えており、所定のプログラムを実行することによって、複数の機能処理部として機能するようになっている。この複数の機能処理部には、アシスト電流値設定部４１と、電流指令値設定部４２と、電流偏差演算部４３と、ＰＩ（比例積分）制御部４４と、二相・三相変換部４５と、ＰＷＭデューティ演算部（PWM Duty演算部）４６と、スイッチング回数低減部４７と、ＰＷＭ出力部４８と、第１平均値演算部４９と、第２平均値演算部５０と、三相・二相変換部５１と、回転角演算部５２と、回転速度演算部５３と、回転角推定部５４とが含まれる。

図４Ａに示すように、ＰＷＭ信号の周期（以下、「ＰＷＭ周期」という。）Ｔｃは、電流制御周期Ｔａよりも小さい。ここで、電流制御周期Ｔａとは、モータ電流の制御ループの演算周期のことである。この電流制御周期Ｔａはプログラムの規模やマイクロコンピュータ３１の演算能力などを考慮して決まる。
電流制御、後述するＰＷＭカウントの更新などの演算は図示しない公知の割り込み機能などを用いて時間Ｔａごとに繰り返し実行される。時間をＴａで区切って考え、電流制御やＰＷＭカウントの更新などが実行されている区間を今回の電流制御周期Ｔａといい、今回の電流制御周期Ｔａの直前の区間を前回の電流制御周期Ｔａといい、今回の電流制御周期Ｔａの次の区間を次回の電流制御周期Ｔａという。

この実施形態では、今回の電流制御周期Ｔａ内の最初のタイミングでＰＷＭデューティ演算部４６によりＰＷＭカウントが更新され、更新されたＰＷＭカウントＣｕ、Ｃｖ、Ｃｗが出力される。この実施形態では、ＴｃはＴａの１／８である。言い換えれば、電流制御周期Ｔａ内に８周期分のＰＷＭ周期Ｔｃが含まれる。８周期分のＰＷＭ周期Ｔｃの最初の周期を１番目の周期といい、それ以降の周期を２，３，…，７，８番目の周期という場合がある。また、電流制御周期Ｔａ内に含まれる各ＰＷＭ周期を、対応する周期番号ｉ（ｉ＝１，２，…，７，８）を用いてＴ_１〜Ｔ_８で表す場合がある。なお、ＰＷＭ信号の周波数（＝１／Ｔｃ）は、キャリア周波数と呼ばれる。

本実施形態でのＰＷＭ波形生成方法を説明する。この実施形態では、マイクロコンピュータ３１内で、図示しないクロック発生器で生成されるＰＷＭクロック周波数のクロックを図示しないカウンタでアップカウントおよびダウンカウントする。このカウンタのカウント値を、時間を横軸にとり、カウント値を縦軸にとって図示すると、図４Ｂに示すようになる。ここで、カウント値は符号なし整数と解釈する。また、カウント値をキャリアカウントと呼ぶ場合がある。図４Ｂの波形がキャリア波形である。この実施形態では、キャリア波形は三角波である。三角波の１周期はＴｃに等しい。キャリア波形の最大値、つまりカウント値の最大値により、ＰＷＭ信号の周波数（キャリア周波数）が決定される。本実施形態では、ＰＷＭクロック周波数が１００［ＭＨｚ］であり、ＰＷＭ信号の周波数（以下、「ＰＷＭ周波数」という。）が１００［ｋＨｚ］と設定しているので、ＰＷＭカウント値の最大値（以下において、「ＰＷＭカウント最大値」という場合がある）は、１００，０００，０００÷１００，０００÷２＝５００となる。アップダウンカウントするため、１００，０００，０００／１００，０００を、２で割っている。ＰＷＭカウント値の最小値（以下において、「ＰＷＭカウント最小値」という場合がある）は、０である。

図４Ｃに示すように、ＰＷＭ出力部４８（図２参照）は、与えられるＰＷＭカウントとカウンタのカウント値とを比較し、モータ駆動回路３２（図２参照）に対して、High信号または Low信号を出力する。ＰＷＭ出力部４８は、例えば、カウンタのカウント値≦ＰＷＭカウントが成立している間はHigh信号（またはLow信号）を、それ以外はLow信号（またはHigh信号）を出力する。このHigh信号およびLow信号がＰＷＭ信号となる。

キャリア波形が三角波の場合には、キャリア周期（ＰＷＭ周期）の中心に対して対称にスイッチングタイミングがある。ＰＷＭ周期Ｔｃ内の上段ＦＥＴ１１１，１１３，１１５のオンオフ状態の変化パターン（オンオフパターン）としては、次の２つのパターンがある。
第１オンオフパターン：キャリアカウント開始から見て、オン状態→オフ状態→オン状態へと変化するパターン。第１オンオフパターンでは、ある相の三相電圧指令値（図２の二相・三相変換部４５から出力される）が高いほど、その相に対する電流制御周期Ｔａ単位のＰＷＭカウントは大きい値となる。この場合、ある相のＰＷＭ周期Ｔｃ単位のＰＷＭカウントが大きいほど、その相の当該ＰＷＭ周期に対する上段ＦＥＴのオン時間の比（デューティ比）は大きくなる。

第２オンオフパターン：キャリアカウント開始から見て、オフ状態→オン状態→オフ状態へと変化するパターン。第２オンオフパターンでは、ある相の三相電圧指令値が高いほど、その相に対する電流制御周期ＴａのＰＷＭカウントは小さな値となる。この場合、ある相のＰＷＭ周期Ｔｃ単位のＰＷＭカウントが大きいほど、その相の当該ＰＷＭ周期に対する上段ＦＥＴのオン時間の比（デューティ比）は小さくなる。

なお、ＰＷＭ周期内の下段ＦＥＴ１１２，１１４，１１６のオンオフパターンは、上段ＦＥＴのオンオフパターンとは逆となる。この実施形態では、Ｕ相、Ｖ相およびＷ相の上段ＦＥＴ１１１，１１３，１１５は、第１オンオフパターンとなるように制御されるものとする。
図２に戻り、回転角演算部５２は、回転角センサ２３の出力信号に基づいて、電動モータ１８のロータの回転角θ（電気角）を電流制御周期Ｔａ毎に演算する。回転角演算部５２によって演算されるロータ回転角θは、三相・二相変換部５１、回転速度演算部５３および回転角推定部５４に与えられる。この実施形態では、ロータ回転角θが取得（検出）されるタイミングは、電流制御周期Ｔａの中央時点であるものとし、今回の電流制御周期Ｔａで得られたロータ回転角をθ_ｍとする。

回転速度演算部５３は、回転角演算部５２によって演算されるロータ回転角θを時間微分することにより、電動モータ１８のロータの回転速度（角速度）ωを演算する。回転速度演算部５３によって演算される回転速度ωは、回転角推定部５４に与えられる。回転速度演算部５１によって演算される回転速度ωは、前回の電流制御周期Ｔａで取得された前回の電流制御周期Ｔａの中央時点でのロータ回転角θ_{（ｍ−１）}と、今回の電流制御周期Ｔａで取得された今回の電流制御周期Ｔａの中央時点でのロータ回転角θ_ｍと用いて、次式（１ａ）で表される。

ω＝（θ_ｍ−θ_{（ｍ−１）}）／ｔ …（１ａ）
ただし、ｔは、ロータ回転角のサンプリング間隔である。
回転角推定部５４は、前回の電流制御周期Ｔａで取得された前回の電流制御周期Ｔａの中央時点でのロータ回転角θ_{（ｍ−１）}を用いて、次式（１ｂ）に基づいて、次回の電流制御周期Ｔａの中央時点でのロータ回転角θ_{（ｍ＋１）}を推定する。

θ_{（ｍ＋１）}＝θ_{（ｍ−１）}＋ω・２Ｔａ …（１ｂ）
回転角推定部５４によって推定された次回の電流制御周期Ｔａでのロータ回転角θ_{（ｍ＋１）}は、二相・三相変換部４５に与えられる。
アシスト電流値設定部４１は、トルクセンサ１１によって検出される検出操舵トルクＴと、車速センサ２４によって検出される車速Ｖとに基づいて、アシスト電流値Ｉａ^＊を電流制御周期Ｔａ毎に設定する。検出操舵トルクＴに対するアシスト電流値Ｉａ^＊の設定例は、図５に示されている。アシスト電流値Ｉａ^＊は、電動モータ１８から右方向操舵のための操舵補助力を発生させるべきときには正の値とされ、電動モータ１８から左方向操舵のための操舵補助力を発生させるべきときには負の値とされる。アシスト電流値Ｉａ^＊は、検出操舵トルクＴの正の値に対しては正をとり、検出操舵トルクＴの負の値に対しては負をとる。

検出操舵トルクＴが−Ｔ１〜Ｔ１（たとえば、Ｔ１＝０．４Ｎ・ｍ）の範囲（トルク不感帯）の微小な値のときには、アシスト電流値Ｉａ^＊は零とされる。そして、検出操舵トルクＴが−Ｔ１〜Ｔ１の範囲外の値である場合には、アシスト電流値Ｉａ^＊は、検出操舵トルクＴの絶対値が大きくなるほど、その絶対値が大きくなるように設定される。また、アシスト電流値Ｉａ^＊は、車速センサ２４によって検出される車速Ｖが大きいほど、その絶対値が小さくなるように設定されるようになっている。これにより、低速走行時には操舵補助力が大きくされ、高速走行時には操舵補助力が小さくされる。

電流指令値設定部４２は、アシスト電流値設定部４１によって設定されたアシスト電流値Ｉａ^＊に基づいて、ｄｑ座標系の座標軸に流すべき電流値を電流指令値として設定する。具体的には、電流指令値設定部４２は、ｄ軸電流指令値Ｉ_ｄ ^＊およびｑ軸電流指令値Ｉ_ｑ ^＊（以下、これらを総称するときには「二相電流指令値Ｉ_ｄｑ ^＊」という。）を設定する。さらに具体的には、電流指令値設定部４２は、ｑ軸電流指令値Ｉ_ｑ ^＊をアシスト電流値設定部４１によって設定されたアシスト電流値Ｉａ^＊とする一方で、ｄ軸電流指令値Ｉ_ｄ ^＊を零とする。電流指令値設定部４２によって設定された二相電流指令値Ｉ_ｄｑ ^＊は、電流偏差演算部４３に与えられる。

第１平均値演算部４９は、電流制御周期Ｔａ毎に、電流センサ３３によって検出されるＵ相電流Ｉ_Ｕを、予め設定された２つのタイミングで取り込む。そして、第１平均値演算部４９は、両タイミングで取り込まれたＵ相電流Ｉ_Ｕの平均値を演算する。ある電流制御周期Ｔａにおいて、１回目および２回目に取り込まれるＵ相電流Ｉ_Ｕ-をそれぞれＩ_Ｕ-１およびＩ_Ｕ-２とすると、第１平均値演算部４９は、その平均値（Ｉ_Ｕ-１＋Ｉ_Ｕ-２）／２を、当該電流制御周期ＴａのＵ相電流Ｉ_Ｕ-として演算する。

同様に、第２平均値演算部５０は、電流制御周期Ｔａ毎に、電流センサ３４によって検出されるＷ相電流Ｉ_Ｗを、予め設定された２つのタイミングで取り込む。そして、第２平均値演算部５０は、両タイミングで取り込まれたＷ相電流Ｉ_Ｗの平均値を演算する。ある電流制御周期Ｔａにおいて、１回目および２回目に取り込まれるＷ相電流Ｉ_ＷをそれぞれＩ_Ｗ１およびＩ_Ｗ-２とすると、第２平均値演算部５０は、その平均値（Ｉ_Ｗ１＋Ｉ_Ｗ２）／２を、当該電流制御周期ＴａのＷ相電流Ｉ_Ｗ-として演算する。

三相・二相変換部５１は、まず、平均値演算部４９，５０によって演算される２相分の相電流Ｉ_Ｕ-，Ｉ_Ｗ-から、Ｕ相電流Ｉ_Ｕ、Ｖ相電流Ｉ_ＶおよびＷ相電流Ｉ_Ｗ（以下、これらを総称するときは、「三相検出電流Ｉ_ＵＶＷ」という。）を演算する。そして、三相・二相変換部５１は、ＵＶＷ座標系の三相検出電流Ｉ_ＵＶＷを、ｄｑ座標系の二相検出電流Ｉ_ｄｑに座標変換する。二相検出電流Ｉ_ｄｑは、ｄ軸検出電流Ｉ_ｄおよびｑ軸検出電流Ｉ_ｑからなる。この座標変換には、回転角演算部５２によって演算されるロータ回転角θが用いられる。

電流偏差演算部４３は、ｄ軸電流指令値Ｉ_ｄ ^＊に対するｄ軸検出電流Ｉ_ｄの偏差およびｑ軸電流指令値Ｉ_ｑ ^＊に対するｑ軸検出電流Ｉ_ｑの偏差を演算する。これらの偏差は、ＰＩ制御部４４に与えられる。
ＰＩ制御部４４は、電流偏差演算部４３によって演算された電流偏差に対するＰＩ演算を行なうことにより、電動モータ１８に印加すべき二相電圧指令値Ｖ_ｄｑ ^＊（ｄ軸電圧指令値Ｖ_ｄ ^＊およびｑ軸電圧指令値Ｖ_ｑ ^＊）を生成する。この二相電圧指令値Ｖ_ｄｑ ^＊は、二相・三相変換部４５に与えられる。

二相・三相変換部４５は、今回の電流制御周期ＴａにおいてＰＩ制御部４４によって演算された二相電圧指令値Ｖ_ｄｑ ^＊に対して、今回の電流制御周期Ｔａにおいて回転角推定部５４によって演算された次回の電流制御周期Ｔａに対する回転角推定値θ_{（ｍ＋１）}を用いて二相・三相変換を行うことにより、次回の電流制御周期Ｔａに対する三相電圧指令値Ｖ_ＵＶＷ ^＊を演算する。三相電圧指令値Ｖ_ＵＶＷ ^＊は、Ｕ相電圧指令値Ｖ_Ｕ ^＊、Ｖ相電圧指令値Ｖ_Ｖ ^＊およびＷ相電圧指令値Ｖ_Ｗ ^＊からなる。これにより、次回の電流制御周期Ｔａに対する三相電圧指令値Ｖ_ＵＶＷ ^＊が得られる。

二相・三相変換部４５によって得られた次回の電流制御周期Ｔａに対する三相電圧指令値Ｖ_ＵＶＷ ^＊は、ＰＷＭデューティ演算部４６に与えられる。
ＰＷＭデューティ演算部４６は、次回の電流制御周期Ｔａに対する三相電圧指令値Ｖ_ＵＶＷ ^＊に基づいて、次回の電流制御周期Ｔａに対するＵ相ＰＷＭカウント（ＰＷＭデューティ）、Ｖ相ＰＷＭカウントおよびＷ相ＰＷＭカウントを生成して、スイッチング回数低減部４７に与える。

この実施形態では、各相の上段ＦＥＴ１１１，１１３，１１５は第１オンオフパターンとなるように制御される。したがって、Ｕ相のＰＷＭカウントは、例えば次のようにして求められる。すなわち、ＰＷＭデューティ演算部４６は、二相・三相変換部４５によって得られたある電流制御周期Ｔａに対するＵ相電圧指令値Ｖ_Ｕ ^＊と、ＰＷＭカウント最大値とを用いて、次式（２）に基づいて、当該電流制御周期Ｔａに対するＵ相ＰＷＭカウントＣｕを演算する。

Ｃｕ＝Ｖ_Ｕ ^＊×（ＰＷＭカウント最大値／Ｖｂ）
＝Ｖ_Ｕ ^＊×（５００／Ｖｂ） …（２）
前記式（２）においてＶｂは、モータ駆動回路３２の電源電圧（電源１００の出力電圧）である。
Ｖ相ＰＷＭカウントＣｖは、前記式（２）の右辺のＵ相電圧指令値Ｖ_Ｕ ^＊の代わりにＶ相電圧指令値Ｖ_Ｖ ^＊を用いることによって演算することができる。また、Ｗ相ＰＷＭカウントＣｗは、前記式（２）の右辺のＵ相電圧指令値Ｖ_Ｕ ^＊の代わりにＷ相電圧指令値Ｖ_Ｗ ^＊を用いることによって演算することができる。

スイッチング回数低減部４７は、ＵＶＷの３相のうちの少なくとも１つの相に対応するスイッチング素子の電流制御周期Ｔａ内のスイッチング回数を低減させることにより、当該相のスイッチング素子のスイッチング損失を低減するために設けられたものである。少なくとも１つの相に対応するスイッチング素子のスイッチング損失を低減することができれば、モータ駆動回路３２の発熱を抑制することができる。

スイッチング回数低減部４７は、ＰＷＭデューティ演算部４６から与えられる次回の電流制御周期Ｔａに対するＵ相ＰＷＭカウントＣｕ、Ｖ相ＰＷＭカウントＣｖおよびＷ相ＰＷＭカウントＣｗに対して、電流制御周期Ｔａ内でのスイッチング回数を低減するための処理（スイッチング回数低減処理）を行う。これにより、次回の電流制御周期Ｔａ内の各ＰＷＭ周期Ｔｃに対するＵ相ＰＷＭカウント、Ｖ相ＰＷＭカウントおよびＷ相ＰＷＭカウントが得られる。スイッチング回数低減部４７の動作の詳細については、後述する。

スイッチング回数低減部４７によるスイッチング回数低減処理後の、次回の電流制御周期Ｔａ内の各ＰＷＭ周期Ｔｃに対するＵ相ＰＷＭカウント、Ｖ相ＰＷＭカウントおよびＷ相ＰＷＭカウントは、ＰＷＭ出力部４８に与えられる。ＰＷＭ出力部４８は、スイッチング回数低減部４７から与えられる電流制御周期Ｔａ内の各ＰＷＭ周期Ｔｃに対するＵ相ＰＷＭカウント、Ｖ相ＰＷＭカウントおよびＷ相ＰＷＭカウントを、複数の電流制御周期分にわたって記憶している。

ＰＷＭ出力部４８は、前回の電流制御周期Ｔａにおいてスイッチング回数低減部４７から与えられた今回の電流制御周期Ｔａ内の各ＰＷＭ周期Ｔｃに対するＵ相ＰＷＭカウント、Ｖ相ＰＷＭカウントおよびＷ相ＰＷＭカウントに基づいて、今回の電流制御周期Ｔａ内の各ＰＷＭ周期Ｔｃに対するＵ相ＰＷＭ信号、Ｖ相ＰＷＭ信号およびＷ相ＰＷＭ信号を生成して、モータ駆動回路３２に供給する。具体的には、ＰＷＭ出力部４８は、今回の電流制御周期Ｔａ内のＰＷＭ周期Ｔｃ毎に、当該電流制御周期Ｔａ内の各ＰＷＭ周期Ｔｃに対するＵ相ＰＷＭカウント、Ｖ相ＰＷＭカウントおよびＷ相ＰＷＭカウントにそれぞれ対応するデューティのＵ相ＰＷＭ信号、Ｖ相ＰＷＭ信号およびＷ相ＰＷＭ信号を生成して、モータ駆動回路３２に供給する。

モータ駆動回路３２を構成する６つのＦＥＴ１１１〜１１６がＰＷＭ出力部４８から与えられるＰＷＭ信号によって制御されることにより、ＰＷＭ周期Ｔｃ毎の三相電圧指令値Ｖ_ＵＶＷ ^＊に相当する電圧が電動モータ１８の各相のステータコイル１８Ｕ，１８Ｖ，１８Ｗに印加されることになる。
電流偏差演算部４３およびＰＩ制御部４４は、電流フィードバック制御手段を構成している。この電流フィードバック制御手段の働きによって、電動モータ１８に流れるモータ電流が、電流指令値設定部４２によって設定された二相電流指令値Ｉ_ｄｑ ^＊に近づくように制御される。

以下、スイッチング回数低減部４７の動作について詳しく説明する。まず、図６を参照して、スイッチング回数低減部４７によるスイッチング回数低減の基本的な考え方について説明する。
後述するように、スイッチング回数低減部４７は、まず、ＰＷＭデューティ演算部４６から与えられる次回の電流制御周期Ｔａに対するＵ相、Ｖ相およびＷ相のＰＷＭカウントＣｕ、ＣｖおよびＣｗを、次回の電流制御周期Ｔａ内の各ＰＷＭ周期Ｔｃに対するＵ相、Ｖ相およびＷ相のＰＷＭカウントＣｕ、ＣｖおよびＣｗとして設定する。この後、スイッチング回数低減部４７は、モータ駆動回路３２内のＦＥＴ１１１〜１１６のスイッチング回数を低減するために、次回の電流制御周期Ｔａ内の各ＰＷＭ周期Ｔｃに対するＵ相、Ｖ相およびＷ相のＰＷＭカウントのうちの少なくとも１つの相のＰＷＭカウントを変更する。

図６（ａ１）は、ＰＷＭ周期単位のＰＷＭカウントが設定された後であって、スイッチング回数低減部４７によってＰＷＭ周期単位のＰＷＭカウントが変更される前における、ある電流制御周期Ｔａ内の各ＰＷＭ周期ＴｃにおけるＵ相の上段ＦＥＴ１１１のオンオフ状態を示している。図６（ａ１）の例では、ＰＷＭ周期に対する上段ＦＥＴ１１１のオン時間の比（デューティ比）が５０％よりも大きい場合の例を示している。この段階では、各ＰＷＭ周期Ｔ_１〜Ｔ_８で同一のＰＷＭカウントが設定される。

電流制御周期Ｔａ内の半数のＰＷＭ周期に対するデューティ比が１００％となり、かつ当該電流制御周期Ｔａ内の各ＰＷＭ周期のデューティ比（ＰＷＭカウント）の総和が変化しないという第１条件を満たすように、電流制御周期Ｔａ内の各ＰＷＭ周期のＰＷＭカウントを変更することを考える。
図６（ａ２）は、前記第１条件を満たすように、奇数番目のＰＷＭ周期でのデューティ比を１００％に変更し、偶数番目のＰＷＭ周期のデューティ比を低減させた場合の例を示している。図６（ａ１）ではスイッチング回数が１６回であるのに対し、図６（ａ２）では８回となるので、図６（ａ２）の場合には、電流制御周期Ｔａ内における上段ＦＥＴ１１１のスイッチング回数が低減されることがわかる。

図６（ａ３）は、前記第１条件を満たしかつデューティ比が１００％のＰＷＭ周期が２周期ずつ連続するように、電流制御周期Ｔａ内の各ＰＷＭ周期のデューティ比を変更した場合の例を示している。図６（ａ３）ではスイッチング回数が８回となるので、図６（ａ３）の場合にも、電流制御周期Ｔａ内における上段ＦＥＴ１１１のスイッチング回数が低減されることがわかる。

図６（ｂ１）は、ＰＷＭ周期単位のＰＷＭカウントが設定された後であって、ＰＷＭ周期単位のＰＷＭカウントが変更される前における、ある電流制御周期Ｔａ内の各ＰＷＭ周期ＴｃにおけるＵ相の上段ＦＥＴ１１１のオンオフ状態を示している。図６（ｂ１）の例では、ＰＷＭ周期に対する上段ＦＥＴ１１１のオン時間の比（デューティ比）が５０％未満の場合の例を示している。

電流制御周期Ｔａ内の半数のＰＷＭ周期に対するデューティ比が０％となり、かつ当該電流制御周期Ｔａ内の各ＰＷＭ周期のデューティ比（ＰＷＭカウント）の総和が変化しないという第２条件を満たすように、電流制御周期Ｔａ内の各ＰＷＭ周期のＰＷＭカウントを変更することを考える。
図６（ｂ２）は、前記第２条件を満たすように、奇数番目のＰＷＭ周期でのデューティ比を０％に変更し、偶数番目のＰＷＭ周期のデューティ比を増加させた場合の例を示している。図６（ｂ１）ではスイッチング回数が１６回であり、図６（ｂ２）においても１６回となるので、図６（ｂ２）の場合には、電流制御周期Ｔａ内における上段ＦＥＴ１１１のスイッチング回数は低減されないことがわかる。

図６（ｂ３）は、前記第２条件を満たしかつデューティが０％のＰＷＭ周期が２周期ずつ連続するように、電流制御周期Ｔａ内の各ＰＷＭ周期のデューティ比を変更した場合の例を示している。図６（ｂ３）ではスイッチング回数が１２回となるので、図６（ｂ３）の場合には、電流制御周期Ｔａ内における上段ＦＥＴ１１１のスイッチング回数が低減されることがわかる。

つまり、キャリア波形が三角波であり、各相の上段ＦＥＴ１１１，１１３，１１５が第１オンオフパターンとなるように制御される場合には、少なくとも１つの相において、次の条件Ａ１または条件Ｂ１を満たすように、電流制御周期Ｔａ内のＰＷＭ周期のＰＷＭカウントを変更すれば、その相のＦＥＴのスイッチング回数を低減させることができる。
条件Ａ１：電流制御周期Ｔａ内の少なくとも１つのＰＷＭ周期に対するデューティ比が１００％となり、かつ当該電流制御周期Ｔａ内の各ＰＷＭ周期のデューティ比の総和が変化しないという条件
条件Ｂ１：電流制御周期Ｔａ内においてデューティ比が０％のＰＷＭ周期が２以上連続し、かつ当該電流制御周期Ｔａ内の各ＰＷＭ周期のデューティ比の総和が変化しないという条件
なお、あるＰＷＭ周期において、デューティ比が１００％の相とデューティ比が０％の相とが混在する場合には、当該ＰＷＭ周期の全期間にわたって平滑コンデンサ１０１（図３参照）が放電モードとなる。そうすると、平滑コンデンサ１０１に電荷が蓄積されなくなり、電源ラインの電流変化を抑制するといった平滑コンデンサ１０１の機能が発揮できなるおそれがある。そこで、各ＰＷＭ周期において、デューティ比が１００％の相とデューティ比が０％の相とが混在しないように、ＰＷＭカウントを変更することが好ましい。

この点について、図７を参照して、説明する。
本実施形態では、相補ＰＷＭを採用しているので、上段ＦＥＴがＯＮの時は下段ＦＥＴがＯＦＦとなり、また上段ＦＥＴがＯＦＦの時は下段ＦＥＴがＯＮとなる。
図７（ａ）は、あるＰＷＭ周期に対して設定されたＰＷＭカウントに応じたＵ相、Ｖ相およびＷ相の上段ＦＥＴ１１１，１１３，１１５のオンオフ状態と、平滑コンデンサ１０１の充放電モードとを示している。平滑コンデンサ１０１は、全相の上段ＦＥＴ１１１，１１３，１１５がＯＮのときまたは全相の上段ＦＥＴ１１１，１１３，１１５がＯＦＦのときに、ＯＦＦ状態の上段全相のＦＥＴまたはＯＦＦ状態の下段全相のＦＥＴにより放電経路が遮断されるため充電モードとなる。一方、上段ＦＥＴ１１１，１１３，１１５がＯＮである相と、上段ＦＥＴ１１１，１１３，１１５がＯＦＦである相とが存在するときには、上段のＯＮ状態のＦＥＴとモータと下段のＯＮ状態のＦＥＴによって放電経路が形成されるため、平滑コンデンサ１０１は放電モードとなる。図７（ａ）のＰＷＭ周期では、平滑コンデンサ１０１の充電と放電とが交互に行われる
図７（ｂ）および図７（ｃ）は、同じＰＷＭ周期にデューティ比１００％の相とデューティ比０％の相とが混在しないように、図７（ａ）に対応するＰＷＭカウントが変更された場合の例を示している。図７（ｂ）に示されるＵＶＷ相の上段ＦＥＴ１１１，１１３，１１５のオンオフパターンと、図７（ｃ）に示されるＵＶＷ各相の上段ＦＥＴ１１１，１１３，１１５のオンオフパターンとは、例えば、２周期毎に切り替えられる。

図７（ｂ）では、Ｕ相の上段ＦＥＴ１１１に対するデューティ比が１００％に設定されており、Ｖ相およびＷ相の上段ＦＥＴ１１３，１１５に対するデューティ比は０％よりも大きくかつ１００％よりも小さな値に設定されている。図７（ｃ）では、Ｖ相およびＷ相の上段ＦＥＴ１１３，１１５に対するデューティ比は０％に設定されており、Ｕ相の上段ＦＥＴ１１１に対するデューティ比は０％よりも大きくかつ１００％よりも小さい値に設定されている。図７（ｂ）のオンオフパターンが適用されるＰＷＭ周期および図７（ｃ）のオンオフパターンが適用されるＰＷＭ周期のいずれにおいても、平滑コンデンサ１０１の充電と放電とが交互に行われる。

図７（ｄ）は、デューティ比１００％の相とデューティ比０％の相とが同じＰＷＭ周期に混在している場合の例を示している。図７（ｄ）に示すように、デューティ比１００％の相とデューティ比０％の相とが同じＰＷＭ周期に混在している場合には、上段ＦＥＴがＯＮである相と上段ＦＥＴがＯＦＦである相とが常に存在するため、当該ＰＷＭ周期においては平滑コンデンサ１０１の放電のみが行われることになる。

図８は、スイッチング回数低減部４７の動作の一例を説明するためのフローチャートである。
スイッチング回数低減部４７（図２参照）は、まず、ＰＷＭデューティ演算部４６から与えられる次回の電流制御周期Ｔａに対するＵ相、Ｖ相およびＷ相のＰＷＭカウントＣｕ、ＣｖおよびＣｗを、次回の電流制御周期Ｔａ内の各ＰＷＭ周期Ｔｃに対するＵ相、Ｖ相およびＷ相のＰＷＭカウントＣｕ、ＣｖおよびＣｗとして設定する(ステップＳ１)。

図９Ａは、ステップＳ１で設定された、電流制御周期Ｔａ内の各ＰＷＭ周期ＴｃにおけるＵ相、Ｖ相およびＷ相のＰＷＭカウントＣｕ、ＣｖおよびＣｗの一例を示す模式図である。
次に、スイッチング回数低減部４７は、ＵＶＷの各相に対して、スイッチング回数低減用のふり幅設定処理を行う（ステップＳ２およびステップＳ３）。言い換えれば、スイッチング回数低減部４７は、各相において前記条件Ａ１またはＢ１が満たされるようにＰＷＭカウントを変更するためのふり幅を設定する。

ある相に関して、電流制御周期Ｔａ内のＰＷＭ周期単位のＰＷＭカウントの合計値が変更されないようにＰＷＭカウントを変更するには、当該相のＰＷＭカウントに対して、例えば、図９Ｂ内の第１ふり幅パターンＰ１〜第４ふり幅パターンＰ４に応じたふり幅を加算すればよい。図９Ｂ内のｘは、ふり幅の絶対値を規定するためのふり幅規定値である。
前記条件Ｂ１内の「デューティ比が０％のＰＷＭ周期が２以上連続する」という条件を満足させるために、各相（Ｕ相、Ｖ相およびＷ相）に対して、第１ふり幅パターンまたは第２ふり幅パターンが割り当てられる。この実施形態では、各相に対して、第１ふり幅パターンが割り当てられるものとする。

ステップＳ２では、スイッチング回数低減部４７は、各相に対するふり幅規定値ｘを演算する。具体的には、スイッチング回数低減部４７は、まず、ＵＶＷの各相を、ステップＳ１で設定されたＰＷＭ周期単位のＰＷＭカウント（この実施形態では、ＰＷＭデューティ演算部４６から与えられる電流制御周期単位のＰＷＭカウントと同じ）が、ＰＷＭカウント最大値の１／２以上である高カウント相と、ＰＷＭカウント最大値の１／２未満である低カウント相とに分ける。この例では、ＰＷＭカウント最大値は５００であるので、ＰＷＭカウント最大値の１／２は２５０となる。

なお、スイッチング回数低減部４７は、ステップＳ１で設定されたＰＷＭ周期単位のＰＷＭカウントが、ＰＷＭカウント最大値の１／２よりも大きい相である高カウント相と、ステップＳ１で設定されたＰＷＭ周期単位のＰＷＭカウントが、ＰＷＭカウント最大値の１／２以下である低カウント相とに分けてもよい。
次に、スイッチング回数低減部４７は、高カウント相に属する相に関しては、当該相のＰＷＭ周期単位のＰＷＭカウントとＰＷＭカウント最大値との差（ＰＷＭカウント最大値−当該相のＰＷＭ周期単位のＰＷＭカウント）を、当該相に対するふり幅規定値ｘとして設定する。低カウント相に属する相に関しては、スイッチング回数低減部４７は、当該相のＰＷＭ周期単位のＰＷＭカウントとＰＷＭカウント最小値（０）との差（当該相のＰＷＭ周期単位のＰＷＭカウント−ＰＷＭカウント最小値）を、当該相に対するふり幅規定値ｘとして設定する。

図９Ａの例では、Ｕ相のＰＷＭカウントは、４００であり、ＰＷＭカウント最大値の１／２以上であるので、Ｕ相に対するふり幅規定値ｘは、１００（＝５００−４００）となる。また、Ｖ相のＰＷＭカウントは、３００であり、ＰＷＭカウント最大値の１／２以上であるので、Ｖ相に対するふり幅規定値ｘは、２００（＝５００−３００）となる。また、Ｗ相のＰＷＭカウントは、１００であり、ＰＷＭカウント最大値の１／２未満であるので、Ｗ相に対するふり幅規定値ｘは、１００（＝１００−０）となる。

次に、スイッチング回数低減部４７は、このようにして演算された各相に対するふり幅規定値ｘと、第１ふり幅パターンＰ１とに基づいて、各相に対する各ＰＷＭ周期Ｔｃのふり幅を設定する（ステップＳ３）。
図９Ａに示される各相のＰＷＭ周期単位のＰＷＭカウントに基づいて設定された、Ｕ相、Ｖ相およびＷ相の各ＰＷＭ周期Ｔｃのふり幅を、図９Ｃに示す。

次に、スイッチング回数低減部４７は、各相のＰＷＭカウントを変更するためのＰＷＭカウント変更処理を行う（ステップＳ４）。
具体的には、スイッチング回数低減部４７は、各相に対するふり幅にしたがって、ステップＳ１によって設定された各相のＰＷＭカウントを変更する。より具体的には、スイッチング回数低減部４７は、ステップＳ１によって設定された各相の各ＰＷＭ周期Ｔｃに対するＰＷＭカウントに、対応する相のふり幅を加算することによって、各相の各ＰＷＭ周期Ｔｃに対するＰＷＭカウントを変更する。これにより、ＰＷＭカウント変更処理が終了する。

次に、スイッチング回数低減部４７は、ステップＳ３のＰＷＭカウント変更処理後の各ＰＷＭ周期に対するＵ相、Ｖ相およびＷ相のＰＷＭカウントＣｕ、ＣｖおよびＣｗを、次回の電流制御周期Ｔａ内の各ＰＷＭ周期Ｔｃに対する最終的なＵ相、Ｖ相およびＷ相のＰＷＭカウントＣｕ、ＣｖおよびＣｗとして、ＰＷＭ出力部４８に与える（ステップＳ５）。そして、スイッチング回数低減部４７は、今回の電流制御周期Ｔａでのスイッチング回数低減処理を終了する。

ステップＳ１によって設定された各相のＰＷＭ周期単位のＰＷＭカウントが図９Ａに示されるような値であり、各相のふり幅が図９Ｃに示すような値である場合、各相のＰＷＭ周期単位の最終的なＰＷＭカウントは、図９Ｄに示されるようになる。
図９Ｄに示すように、周期番号ｉが１，２，５および６であるＰＷＭ周期においては、Ｕ相およびＶ相のＰＷＭカウントが５００に変更されている。つまり、周期番号ｉが１，２，５および６であるＰＷＭ周期においては、Ｕ相およびＶ相のデューティ比が１００％に変更されている。また、周期番号ｉが３，４，７および８であるＰＷＭ周期においては、Ｗ相のＰＷＭカウントが０に変更されている。つまり、周期番号ｉが３，４，７および８であるＰＷＭ周期においては、Ｗ相のデューティ比が０％に変更されている。しかしながら、各相における電流制御周期Ｔａ内のＰＷＭ周期単位のＰＷＭカウントの合計値は、図９Ａの対応する相の合計値と同じである。

つまり、図９Ａ〜図９Ｄに示す例では、Ｕ相およびＶ相に対しては、前記条件Ａ１を満たすように、電流制御周期Ｔａ内の各ＰＷＭ周期のＰＷＭカウントが変更されている。また、Ｗ相に対しては、前記条件Ｂ１を満たすように、電流制御周期Ｔａ内の各ＰＷＭ周期のＰＷＭカウントが変更されている。したがって、この例では、モータ駆動回路３２内の全ての相のＦＥＴ１１１〜１１６のスイッチング回数を低減させることができる。

また、図９Ｄに示すように、全てのＰＷＭ周期において、ＰＷＭカウントが５００となる相とＰＷＭカウントが０となる相とが混在していない。したがって、各ＰＷＭ周期において、平滑コンデンサ１０１の充電および放電が行われることになる。このようなことは、一部のＰＷＭ周期においてＰＷＭカウントがＰＷＭカウント最大値に変更される相に対するふり幅パターンおよび一部のＰＷＭ周期においてＰＷＭカウントがＰＷＭカウント最小値に変更される相に対するふり幅パターンとして、同じふり幅パターンを用いることにより実現される。

前述の実施形態において、電流制御周期Ｔａ毎に、予め設定された２つのタイミングで、電流センサ３３，３４から相電流が取得されている理由および２つの電流取得タイミングの設定方法について説明する。
まず、各電流制御周期Ｔａにおける相電流取得タイミングが１回のみである場合について説明する。例えば、電流センサ３３，３４によって２相分の相電流が取得されるタイミングが、電流制御周期Ｔａ内の５番目のＰＷＭ周期Ｔ_５の中央時点であるとする。

ステップＳ１によって設定された各相のＰＷＭ周期単位のＰＷＭカウントでは、同じ相のＰＷＭ周期単位のＰＷＭカウントは全て同じ値となっている。この値がそのまま、ＰＷＭ出力部４８に与えられる場合を想定する。
電流制御周期Ｔａ内において、各相（Ｕ、Ｖ、Ｗ相）の相電流は相電圧間の電位差に応じて変動する。したがって、電流センサ３３，３４によって検出される相電流値は、電流制御周期Ｔａにおける当該相電流の平均値が検出されることが好ましい。

以下、説明を簡単にするために、ＵＶＷ相のうち二相のみが存在する場合を考えることにする。これらの二相のうちの一方をＡ相といい、他方をＢ相ということにする。図１０は、図８のステップ２以降の処理が行われない場合の、ある電流制御周期Ｔａに対するＡ相およびＢ相の電圧とＡ相およびＢ相の電流（実電流）を示す波形図である。
Ａ相電圧がハイレベル（図６のＯＮに対応）でＢ相電圧がローレベル（図６のＯＦＦに対応）のときには、例えばＡ相からＢ相に電流が流れる。このため、Ａ相実電流は大きくなるように変動し、Ｂ相実電流は小さくなるように変動する。Ａ相電圧およびＢ相電圧が共にハイレベルの場合ならびにＡ相電圧およびＢ相電圧が共にローベルである場合には、Ａ相実電流およびＢ相実電流は零に近づくように変動する。図１０において、Ａ相平均電流は電流制御周期ＴａにおけるＡ相実電流の平均値を、Ｂ相平均電流は電流制御周期ＴａにおけるＢ相実電流の平均値を示している。

図１０では、各ＰＷＭ周期ＴｃでのＡ相電圧の波形は同じであり、各ＰＷＭ周期ＴｃでのＢ相電圧の波形は同じである。また、各ＰＷＭ周期ＴｃでのＡ相電圧の波形は、当該ＰＷＭ周期Ｔｃの中央を中心として左右対称であり、各ＰＷＭ周期ＴｃでのＢ相電圧の波形は、当該ＰＷＭ周期Ｔｃの中央を中心として左右対称である。このため、各ＰＷＭ周期Ｔｃの中央では、Ａ相実電流はＡ相平均電流とほぼ等しくなり、Ｂ相実電流はＢ相平均電流とほぼ等しくなる。したがって、電流センサ３３，３４によって２相分の相電流が取得されるタイミングを、電流制御周期Ｔａ内の５番目のＰＷＭ周期Ｔ_５の中央時点に設定したとしても、各電流センサ３３，３４によって対応する相電流の電流制御周期Ｔａ内の平均電流を検出することができる。

これに対して、スイッチング回数低減処理が行われた後の各相のＰＷＭ周期単位のＰＷＭカウントでは、例えば図９Ｄに示すように、各相において、ＰＷＭ周期単位のＰＷＭカウントは同じ値にはならない。
図１１は、スイッチング回数低減処理が行われた場合の、ある電流制御周期Ｔａに対するＡ相およびＢ相の電圧とＡ相およびＢ相の電流（実電流）を示す波形図である。図１１のＡ相電圧およびＢ相電圧の波形は、それぞれ、図９ＤのＵ相およびＷ相のＰＷＭカウントに応じた波形に類似している。

図１１において、Ａ相平均電流は電流制御周期ＴａにおけるＡ相実電流の平均値を、Ｂ相平均電流は電流制御周期ＴａにおけるＢ相実電流の平均値を示している。
図１１では、図１０とは異なり、各ＰＷＭ周期ＴｃでのＡ相電圧の波形は同じではない。また、各ＰＷＭ周期ＴｃでのＢ相電圧の波形は同じではない。また、各ＰＷＭ周期ＴｃでのＡ相電圧の波形は、当該ＰＷＭ周期Ｔｃの中央を中心として左右対称ではなく、各ＰＷＭ周期ＴｃでのＢ相電圧の波形は、当該ＰＷＭ周期Ｔｃの中央を中心として左右対称ではない。このため、電流センサ３３，３４によって２相分の相電流が取得されるタイミングを、電流制御周期Ｔａ内の５番目のＰＷＭ周期Ｔ_５の中央時点に設定すると、電流センサ３３，３４によって対応する相電流の電流制御周期Ｔａ内の平均電流を検出できなくなくなる。このため、各電流制御周期Ｔａにおける相電流取得タイミングが１回のみである場合に、スイッチング回数低減処理を行うと、電流指令値に対する実電流の追従性が悪化するおそれがある。

そこで、前述の実施形態では、電流制御周期Ｔａ毎に、予め設定された２つのタイミングで、電流センサ３３，３４から相電流を取得するようにしている。以下、この２つの電流取得タイミングのうちの時間的に早い方を第１電流取得タイミングｔ_ｆといい、時間的に遅い方を第２電流取得タイミングｔ_ｓということにする。
図１２は、ふり幅パターンが第１ふり幅パターンＰ１である場合における第１および第２電流取得タイミングｔ_ｆ，ｔ_ｓの設定例を示す波形図である。図１２のＡ相電圧およびＢ相電圧の波形は、図１１のＡ相電圧およびＢ相電圧の波形と同じである。図１２において、ｔ_０は、電流制御周期Ｔａの開始時点を示し、ｔ_１〜ｔ_８は、それぞれ第１番目のＰＷＭ周期Ｔｃの終了時点〜第８番目のＰＷＭ周期Ｔｃの終了時点を示している。

図１２の例では、第３番目のＰＷＭ周期Ｔｃの終了時点（第４番目のＰＷＭ周期Ｔｃの開始時点）ｔ_３に第１電流取得タイミングｔ_ｆが設定され、第５番目のＰＷＭ周期Ｔｃの終了時点（第６番目のＰＷＭ周期Ｔｃの開始時点）ｔ_５に第２電流取得タイミングｔ_ｓが設定されている。
第１および第２電流取得タイミングｔ_ｆ，ｔ_ｓの設定方法について説明する。第１および第２電流取得タイミングｔ_ｆ，ｔ_ｓは、この実施形態では、電流センサ３３，３４以外の電流制御用センサによるセンサ値取得タイミングと、ふり幅パターンとに基づいて設定される。電流センサ３３，３４以外の電流制御用センサは、この実施形態では、回転角センサ２３である。回転角センサ２３によるロータ回転角θの取得タイミング（以下、「ロータ回転角取得タイミング」という）は、この実施形態では、電流制御周期Ｔａの中央時点（図１２の時点ｔ_４）である。これは、相電流取得タイミングとロータ回転角取得タイミングの時間差をできるだけ短くして、ｄ軸電流とｑ軸電流の演算誤差を小さくするためである。

以下において、ふり幅パターンの符号の切替りタイミングのうち、ロータ回転角取得タイミングに最も近いタイミングを、基準タイミングｔ_ｂということにする。ふり幅パターンの符号の切替りタイミングは、ふり幅パターン（この実施形態では図９Ｂの第１ふり幅パターン）において、ｘから−ｘにｘの符号が切替るタイミングと、−ｘからｘにｘの符号が切替るタイミングとを含む。以下において、ふり幅パターンの符号の切替りタイミングを、「パターン符号切替りタイミング」という場合がある。

この実施形態では、第１および第２電流取得タイミングｔ_ｆ，ｔ_ｓは、次の第１条件Ｑ１および第２条件Ｑ２を満たすように設定される。
Ｑ１：第１電流取得タイミングｔ_ｆおよび第２電流取得タイミングｔ_ｓは、基準タイミングｔ_ｂに対して時間的に対称なタイミングとなっていること。
言い換えれば、基準タイミングｔ_ｂと第１電流取得タイミングｔ_ｆとの間の第１時間差Δｔ_ｂｆ（＝ｔ_ｂ−ｔ_ｆ）と、基準タイミングｔ_ｂと第２電流取得タイミングｔ_ｓとの間の第２時間差Δｔ_ｓｂ（＝ｔ_ｓ−ｔ_ｂ）とが等しいこと。

Ｑ２：第１電流取得タイミングｔ_ｆとそれよりも時間的に前でかつ第１電流取得タイミングｔ_ｆに最も近いパターン符号切替りタイミングｔ_ｘとの間の第３時間差Δｔ_ｆｘ（＝ｔ_ｆ−ｔ_ｘ）と、第２電流取得タイミングｔ_ｓとそれよりも時間的に前でかつ第２電流取得タイミングｔ_ｓに最も近いパターン符号切替りタイミングｔ_ｙとの間の第４時間差Δｔ_ｓｙ（＝ｔ_ｓ−ｔ_ｙ）とが等しいこと。

第１および第２電流取得タイミングｔ_ｆ，ｔ_ｓを条件Ｑ１およびＱ２を満たすように設定すると、第１電流取得タイミングｔ_ｆで取得されるある相の実電流と、第２電流取得タイミングｔ_ｓで取得される当該相の実電流は、当該相の電流制御周期Ｔａにおける平均電流を中心として互いに反対側に所定値だけずれた値となる。このため、ある電流制御周期Ｔａにおいて、これら２つの電流取得タイミングｔ_ｆ，ｔ_ｓで取得される当該相電流の平均値は、当該電流制御周期Ｔａにおける当該相電流の平均値とほぼ一致するようになる。

前述の図１２の例では、時点ｔ_２と時点ｔ_４と時点ｔ_６とが、パターン符号切替りタイミングとなる。ロータ回転角取得タイミングは時点ｔ_４であるので、基準タイミングｔ_ｂは時点ｔ_４となる。
第１電流取得タイミングｔ_ｆは時点ｔ_３に設定され、第２電流取得タイミングｔ_ｓは時点ｔ_５に設定されているので、第１時間差Δｔ_ｂｆ（＝ｔ_ｂ−ｔ_ｆ）と、第２時間差Δｔ_ｓｂ（＝ｔ_ｓ−ｔ_ｂ）とは等しい。また、第３時間差Δｔ_ｆｘ（＝ｔ_ｆ−ｔ_ｘ）と、第４時間差Δｔ_ｓｙ（＝ｔ_ｓ−ｔ_ｙ）とは等しい。したがって、前述の図１２の例では、第１および第２電流取得タイミングｔ_ｆ，ｔ_ｓは、第１条件Ｑ１および第２条件Ｑ２を満たしていることがわかる。

基準タイミングｔｂは、ふり幅パターンの符号の切り替わりタイミング（パターン符号切替りタイミング）の中から選択されている。よって、条件Ｑ１およびＱ２を満たすように第１および第２電流取得タイミングｔ_ｆ，ｔ_ｓを設定した場合には、第１〜第４ふり幅パターンのいずれの場合でも、両電流取得タイミングｔ_ｆ，ｔ_ｓではふり幅の符号は互いに逆となる。

したがって、前述の図１２に示すように第１および第２電流取得タイミングｔ_ｆ，ｔ_ｓを設定した場合には、第１電流取得タイミングｔ_ｆで取得されるＡ相の実電流と、第２電流取得タイミングｔ_ｓで取得されるＡ相の実電流は、Ａ相平均電流を中心として互いに反対側に所定値だけずれた値となる。同様に、第１電流取得タイミングｔ_ｆで取得されるＢ相の実電流と、第２電流取得タイミングｔ_ｓで取得されるＢ相の実電流は、Ｂ相平均電流を中心として互いに反対側に所定値だけずれた値となる。

このため、ある電流制御周期Ｔａにおいて、これら２つの電流取得タイミングｔ_ｆ，ｔ_ｓで取得されるＡ相電流の平均値は、当該電流制御周期ＴａにおけるＡ相電流の平均値とほぼ一致する。また、これら２つの電流取得タイミングｔ_ｆ，ｔ_ｓで取得されるＢ相電流の平均値は、当該電流制御周期ＴａにおけるＡ相電流の平均値とほぼ一致する。つまり、当該電流制御周期ＴａにおけるＡ相電流の平均値およびＢ相電流の平均値を取得できるようになる。これにより、スイッチング回数低減処理を行った場合にも、電流指令値に対する実電流の追従性を向上させることができる。

なお、基準タイミングｔ_ｂを、ロータ回転角取得タイミングに関係なく、電流制御周期Ｔａに含まれる複数のパターン符号切替りタイミングのうちのいずれか１つに設定してもよい。この場合、電流制御周期Ｔａに含まれる複数のパターン符号切替りタイミングのうち、両端のパターン符号切替りタイミングを除いた他のパターン符号切替りタイミングのいずれか１つに、基準タイミングｔ_ｂを設定することが好ましい。

参考のために、電流制御周期Ｔａ内に１２周期分のＰＷＭ周期Ｔｃが含まれており、かつふり幅パターンが、第１番目のＰＷＭ周期から順に「−ｘ，−ｘ，−ｘ，ｘ，ｘ，ｘ，−ｘ，−ｘ，−ｘ，ｘ，ｘ，ｘ」となるパターンである場合の、第１および第２電流取得タイミングｔ_ｆ，ｔ_ｓの設定例を図１３に示す。
図１３において、ｔ_０は、電流制御周期Ｔａの開始時点を示し、ｔ_１〜ｔ_１２は、それぞれ第１番目のＰＷＭ周期Ｔｃの終了時点〜第１２番目のＰＷＭ周期Ｔｃの終了時点を示している。

図１３のＡ相電圧およびＢ相電圧の波形は、図８のステップＳ１で設定されたＡ相およびＢ相電圧のＰＷＭ周期毎のＰＷＭカウントが、図８のステップＳ２〜Ｓ４の処理によって変更された後の波形を示している。この例では、Ａ相電圧に関しては、第４〜第６番目のＰＷＭ周期および第１０〜第１２番目のＰＷＭ周期に対するデューティ比が１００％となっている。また、Ｂ相電圧に関しては、第１〜第３番目のＰＷＭ周期および第７〜第９番目のＰＷＭ周期に対するデューティ比が０％となっている。

図１３の例では、第１電流取得タイミングｔ_ｆは時点ｔ_４および時点ｔ_５の中央時点に設定されている。また、第２電流取得タイミングｔ_ｓは時点ｔ_７および時点ｔ_８の中央時点に設定されている。
図１３の例では、時点ｔ_３と時点ｔ_６と時点ｔ_９とが、パターン符号切替りタイミングとなる。この場合にも、ロータ回転角取得タイミングは電流制御周期Ｔａの電流制御周期Ｔａの中央時点（図１３の時点ｔ_６）であるとすると、基準タイミングｔ_ｂは時点ｔ_６となる。

第１電流取得タイミングｔ_ｆは時点ｔ_４および時点ｔ_５の中央時点に設定され、第２電流取得タイミングｔ_ｓは時点ｔ_７および時点ｔ_８の中央時点に設定されているので、第１時間差Δｔ_ｂｆ（＝ｔ_ｂ−ｔ_ｆ）と、第２時間差Δｔ_ｓｂ（＝ｔ_ｓ−ｔ_ｂ）とは等しい。また、第３時間差Δｔ_ｆｘ（＝ｔ_ｆ−ｔ_ｘ）と、第４時間差Δｔ_ｓｙ（＝ｔ_ｓ−ｔ_ｙ）とは等しい。したがって、図１３の例では、第１および第２電流取得タイミングｔ_ｆ，ｔ_ｓは、第１条件Ｑ１および第２条件Ｑ２を満たしていることがわかる。

以上、この発明の一実施形態について説明したが、この発明はさらに他の形態で実施することもできる。たとえば、前述の実施形態では、キャリア波形が三角波であり、各相の上段ＦＥＴ１１１，１１３，１１５が第１オンオフパターンとなるように制御される場合について説明した。しかし、この発明は、キャリア波形が三角波であり、各相の上段ＦＥＴ１１１，１１３，１１５が第２オンオフパターンとなるように制御される場合についても適用することができる。

この場合には、Ｕ相の電流制御周期単位のＰＷＭカウントは、例えば次のようにして求められる。すなわち、ＰＷＭデューティ演算部４６は、二相・三相変換部４５によって得られたある電流制御周期Ｔａに対するＵ相電圧指令値Ｖ_Ｕ ^＊と、ＰＷＭカウント最大値とを用いて、次式（３）に基づいて、当該電流制御周期Ｔａに対するＵ相ＰＷＭカウントＣｕを演算する。

Ｃｕ＝ＰＷＭカウント最大値−｛Ｖ_Ｕ ^＊×（ＰＷＭカウント最大値／Ｖｂ）｝
＝５００−｛Ｖ_Ｕ ^＊×（５００／Ｖｂ）｝ …（３）
前記式（３）においてＶｂは、モータ駆動回路３２の電源電圧（電源１００の出力電圧）である。
Ｖ相ＰＷＭカウントＣｖは、前記式（３）の右辺のＵ相電圧指令値Ｖ_Ｕ ^＊の代わりにＶ相電圧指令値Ｖ_Ｖ ^＊を用いることによって演算することができる。また、Ｗ相ＰＷＭカウントＣｗは、前記式（３）の右辺のＵ相電圧指令値Ｖ_Ｕ ^＊の代わりにＷ相電圧指令値Ｖ_Ｗ ^＊を用いることによって演算することができる。

キャリア波形が三角波であり、各相の上段ＦＥＴ１１１，１１３，１１５が第２オンオフパターンとなるように制御される場合のスイッチング回数低減部４７について説明する。図１４を参照して、スイッチング回数低減部４７によるスイッチング回数低減の基本的な考え方について説明する。
図１４（ａ１）は、ＰＷＭ周期単位のＰＷＭカウントが設定された後であって、ＰＷＭ周期単位のＰＷＭカウントが変更される前における、ある電流制御周期Ｔａ内の各ＰＷＭ周期ＴｃにおけるＵ相の上段ＦＥＴ１１１のオンオフ状態を示している。図１４（ａ１）の例では、ＰＷＭ周期に対する上段ＦＥＴ１１１のオン時間の比（デューティ比）が５０％よりも大きい場合の例を示している。

電流制御周期Ｔａ内の半数のＰＷＭ周期に対するデューティが１００％となり、かつ当該電流制御周期Ｔａ内の各ＰＷＭ周期のデューティ比（ＰＷＭカウント）の総和が変化しないという第１条件を満たすように、電流制御周期Ｔａ内の各ＰＷＭ周期のＰＷＭカウントを変更することを考える。
図１４（ａ２）は、前記第１条件を満たすように、奇数番目のＰＷＭ周期でのデューティ比を１００％に変更し、偶数番目のＰＷＭ周期のデューティ比を低減させた場合の例を示している。この場合、電流制御周期Ｔａ内における上段ＦＥＴ１１１のスイッチング回数は低減されないことがわかる。

図１４（ａ３）は、前記第１条件を満たしかつデューティ比が１００％のＰＷＭ周期が２周期ずつ連続するように、電流制御周期Ｔａ内の各ＰＷＭ周期のデューティ比を変更した場合の例を示している。この場合には、電流制御周期Ｔａ内における上段ＦＥＴ１１１のスイッチング回数が低減されることがわかる。
図１４（ｂ１）は、ＰＷＭ周期単位のＰＷＭカウントが設定された後であって、ＰＷＭ周期単位のＰＷＭカウントが変更される前における、ある電流制御周期Ｔａ内の各ＰＷＭ周期ＴｃにおけるＵ相の上段ＦＥＴ１１１のオンオフ状態を示している。図１４（ｂ１）の例では、ＰＷＭ周期に対する上段ＦＥＴ１１１のオン時間の比（デューティ比）が５０％未満の場合の例を示している。

電流制御周期Ｔａ内の半数のＰＷＭ周期に対するデューティ比が０％となり、かつ当該電流制御周期Ｔａ内の各ＰＷＭ周期のデューティ比（ＰＷＭカウント）の総和が変化しないという第２条件を満たすように、電流制御周期Ｔａ内の各ＰＷＭ周期のＰＷＭカウントを変更することを考える。
図１４（ｂ２）は、前記第２条件を満たすように、奇数番目のＰＷＭ周期でのデューティ比を０％に変更し、偶数番目のＰＷＭ周期のデューティ比を増加させた場合の例を示している。この場合、電流制御周期Ｔａ内における上段ＦＥＴ１１１のスイッチング回数が低減されることがわかる。

図１４（ｂ３）は、前記第２条件を満たしかつデューティ比が０％のＰＷＭ周期が２周期ずつ連続するように、電流制御周期Ｔａ内の各ＰＷＭ周期のデューティ比を変更した場合の例を示している。この場合にも、電流制御周期Ｔａ内における上段ＦＥＴ１１１のスイッチング回数が低減されることがわかる。
つまり、キャリア波形が三角波であり、各相の上段ＦＥＴ１１１，１１３，１１５が第２オンオフパターンとなるように制御される場合には、少なくとも１つの相において、次の条件Ａ２または条件Ｂ２を満たすように、電流制御周期Ｔａ内のＰＷＭ周期のＰＷＭカウントを変更すれば、その相のＦＥＴのスイッチング回数を低減させることができる。

条件Ａ２：電流制御周期Ｔａ内においてデューティ比が１００％のＰＷＭ周期が２以上連続し、かつ当該電流制御周期Ｔａ内の各ＰＷＭ周期のデューティ比の総和が変化しないという条件
条件Ｂ２：電流制御周期Ｔａ内の少なくとも１つのＰＷＭ周期に対するデューティ比が０％となり、かつ当該電流制御周期Ｔａ内の各ＰＷＭ周期のデューティ比の総和が変化しないという条件
この場合にも、あるＰＷＭ周期の全期間にわたって平滑コンデンサ１０１（図３参照）が放電モードとなるのを回避するために、各ＰＷＭ周期において、デューティ比が１００％の相とデューティ比が０％の相とが混在しないように、ＰＷＭカウントを変更することが好ましい。

キャリア波形が三角波であり、各相の上段ＦＥＴが第２オンオフパターンとなるように制御される場合のスイッチング回数低減部４７の動作は、キャリア波形が三角波であり、各相の上段ＦＥＴが第１オンオフパターンとなるように制御される場合のスイッチング回数低減部４７の動作（図８参照）と同様である。ただし、この場合には、ＰＷＭカウントがＰＷＭカウント最大値（５００）に変更されたＰＷＭ周期ではデューティ比が０％となり、ＰＷＭカウントがＰＷＭカウント最小値（０）に変更されたＰＷＭ周期では、デューティ比が１００％となる。

さらに、この発明は、キャリア波形が鋸波である場合にも適用することができる。
キャリア波形が鋸波である場合には、マイクロコンピュータ３１内で、図示しないクロック発生器で生成されるＰＷＭクロック周波数のクロックを図示しないカウンタでアップカウントし、カウント値が最大値に達するとカウンタをリセットするという動作を繰り返す。このカウンタのカウント値を、時間を横軸にとり、カウント値を縦軸にとって図示すると、図１５Ａに示すように、キャリア波形は鋸歯となる。鋸波の１周期はＰＷＭ周期Ｔｃに等しい。キャリア波形の最大値、つまりカウント値の最大値により、ＰＷＭ信号の周波数（キャリア周波数）が決定される。本実施形態では、ＰＷＭクロック周波数が１００［ＭＨｚ］であり、ＰＷＭ信号の周波数（以下、「ＰＷＭ周波数」という。）が１００［ｋＨｚ］と設定しているので、ＰＷＭカウント値の最大値（以下において、「ＰＷＭカウント最大値」という場合がある）は、１００，０００，０００÷１００，０００＝１，０００となる。ＰＷＭカウント値の最小値（以下において、「ＰＷＭカウント最小値」という場合がある）は、０である。

図１５Ｂに示すように、ＰＷＭ出力部４８（図２参照）は、与えられるＰＷＭカウントとカウンタのカウント値とを比較し、モータ駆動回路３２（図２参照）に対して、High信号または Low信号を出力する。ＰＷＭ出力部４８は、例えば、カウンタのカウント値≦ＰＷＭカウントが成立している間はHigh信号（またはLow信号）を、それ以外はLow信号（またはHigh信号）を出力する。このHigh信号およびLow信号がＰＷＭ信号となる。

キャリア波形が鋸波である場合には、キャリアカウントの開始時にＦＥＴのオンオフの切り替わりがあり、キャリアカウントのリセットまでにもう一度、ＦＥＴのオンオフの切り替わりがある。ＰＷＭ周期Ｔｃ内の上段ＦＥＴ１１１，１１３，１１５のオンオフ状態の変化パターン（オンオフパターン）としては、次の２つのパターンがある。
第１オンオフパターン：キャリアカウント開始から見て、オン状態→オフ状態へと変化するパターン。第１オンオフパターンでは、ある相の三相電圧指令値が高いほど、その相に対する電流制御周期Ｔａ単位のＰＷＭカウントは大きい値となる。この場合、ある相のＰＷＭ周期Ｔｃ単位のＰＷＭカウントが大きいほど、その相の当該ＰＷＭ周期に対する上段ＦＥＴのオン時間の比（デューティ比）は大きくなる。

第２オンオフパターン：キャリアカウント開始から見て、オフ状態→オン状態へと変化するパターン。第２オンオフパターンでは、ある相の三相電圧指令値が高いほど、その相に対する電流制御周期ＴａのＰＷＭカウントは小さな値となる。この場合、ある相のＰＷＭ周期Ｔｃ単位のＰＷＭカウントが大きいほど、その相の当該ＰＷＭ周期に対する上段ＦＥＴのオン時間の比（デューティ比）は小さくなる。

なお、ＰＷＭ周期Ｔｃ内の下段ＦＥＴ１１２，１１４，１１６のオンオフパターンは、上段ＦＥＴのオンオフパターンと逆となる。まず、各相の上段ＦＥＴ１１１，１１３，１１５が第１オンオフパターンとなるように制御される場合について説明する。
この場合には、Ｕ相の電流制御周期単位のＰＷＭカウントは、例えば次のようにして求められる。すなわち、ＰＷＭデューティ演算部４６は、二相・三相変換部４５によって得られたある電流制御周期Ｔａに対するＵ相電圧指令値Ｖ_Ｕ ^＊と、ＰＷＭカウント最大値とを用いて、次式（４）に基づいて、当該電流制御周期Ｔａに対するＵ相ＰＷＭカウントＣｕを演算する。

Ｃｕ＝Ｖ_Ｕ ^＊×（ＰＷＭカウント最大値／Ｖｂ）
＝Ｖ_Ｕ ^＊×（１，０００／Ｖｂ）｝ …（４）
前記式（４）においてＶｂは、モータ駆動回路３２の電源電圧（電源１００の出力電圧）である。
Ｖ相ＰＷＭカウントＣｖは、前記式（４）の右辺のＵ相電圧指令値Ｖ_Ｕ ^＊の代わりにＶ相電圧指令値Ｖ_Ｖ ^＊を用いることによって演算することができる。また、Ｗ相ＰＷＭカウントＣｗは、前記式（４）の右辺のＵ相電圧指令値Ｖ_Ｕ ^＊の代わりにＷ相電圧指令値Ｖ_Ｗ ^＊を用いることによって演算することができる。

キャリア波形が鋸波であり、各相の上段ＦＥＴ１１１，１１３，１１５が第１オンオフパターンとなるように制御される場合のスイッチング回数低減部４７について説明する。図１６を参照して、スイッチング回数低減部４７によるスイッチング回数低減の基本的な考え方について説明する。
図１６（ａ１）は、ＰＷＭ周期単位のＰＷＭカウントが設定された後であって、ＰＷＭ周期単位のＰＷＭカウントが変更される前における、ある電流制御周期Ｔａ内の各ＰＷＭ周期ＴｃにおけるＵ相の上段ＦＥＴ１１１のオンオフ状態を示している。図１６（ａ１）の例では、ＰＷＭ周期に対する上段ＦＥＴ１１１のオン時間の比（デューティ比）が５０％よりも大きい場合の例を示している。

電流制御周期Ｔａ内の半数のＰＷＭ周期に対するデューティが１００％となり、かつ当該電流制御周期Ｔａ内の各ＰＷＭ周期のデューティ比（ＰＷＭカウント）の総和が変化しないという第１条件を満たすように、電流制御周期Ｔａ内の各ＰＷＭ周期のＰＷＭカウントを変更することを考える。
図１６（ａ２）は、前記第１条件を満たすように、奇数番目のＰＷＭ周期でのデューティ比を１００％に変更し、偶数番目のＰＷＭ周期のデューティ比を低減させた場合の例を示している。この場合、電流制御周期Ｔａ内における上段ＦＥＴ１１１のスイッチング回数が低減されることがわかる。

図１６（ａ３）は、前記第１条件を満たしかつデューティ比が１００％のＰＷＭ周期が２周期ずつ連続するように、電流制御周期Ｔａ内の各ＰＷＭ周期のデューティ比を変更した場合の例を示している。この場合にも、電流制御周期Ｔａ内における上段ＦＥＴ１１１のスイッチング回数が低減されることがわかる。
図１６（ｂ１）は、ＰＷＭ周期単位のＰＷＭカウントが設定された後であって、ＰＷＭ周期単位のＰＷＭカウントが変更される前における、ある電流制御周期Ｔａ内の各ＰＷＭ周期ＴｃにおけるＵ相の上段ＦＥＴ１１１のオンオフ状態を示している。図１６（ｂ１）の例では、ＰＷＭ周期に対する上段ＦＥＴ１１１のオン時間の比（デューティ比）が５０％未満の場合の例を示している。

電流制御周期Ｔａ内の半数のＰＷＭ周期に対するデューティ比が０％となり、かつ当該電流制御周期Ｔａ内の各ＰＷＭ周期のデューティ比（ＰＷＭカウント）の総和が変化しないという第２条件を満たすように、電流制御周期Ｔａ内の各ＰＷＭ周期のＰＷＭカウントを変更することを考える。
図１６（ｂ２）は、前記第２条件を満たすように、奇数番目のＰＷＭ周期でのデューティ比を０％に変更し、偶数番目のＰＷＭ周期のデューティ比を増加させた場合の例を示している。この場合、電流制御周期Ｔａ内における上段ＦＥＴ１１１のスイッチング回数が低減されることがわかる。

図１５（ｂ３）は、前記第２条件を満たしかつデューティ比が０％のＰＷＭ周期が２周期ずつ連続するように、電流制御周期Ｔａ内の各ＰＷＭ周期のデューティ比を変更した場合の例を示している。この場合にも、電流制御周期Ｔａ内における上段ＦＥＴ１１１のスイッチング回数が低減されることがわかる。
つまり、キャリア波形が鋸波であり、各相の上段ＦＥＴ１１１，１１３，１１５が第１オンオフパターンとなるように制御される場合には、少なくとも１つの相において、次の条件Ａ３または条件Ｂ３を満たすように、電流制御周期Ｔａ内のＰＷＭ周期のＰＷＭカウントを変更すれば、モータ駆動回路３２内のＦＥＴのスイッチング回数を低減させることができる。

条件Ａ３：電流制御周期Ｔａ内の少なくとも１つのＰＷＭ周期に対するデューティ比が１００％となり、かつ当該電流制御周期Ｔａ内の各ＰＷＭ周期のデューティ比の総和が変化しないという条件
条件Ｂ３：電流制御周期Ｔａ内の少なくとも１つのＰＷＭ周期に対するデューティ比が０％となり、かつ当該電流制御周期Ｔａ内の各ＰＷＭ周期のデューティ比の総和が変化しないという条件
この場合にも、あるＰＷＭ周期の全期間にわたって平滑コンデンサ１０１（図３参照）が放電モードとなるのを回避するために、各ＰＷＭ周期において、デューティ比が１００％の相とデューティ比が０％の相とが混在しないように、ＰＷＭカウントを変更することが好ましい。

図８のフローチャートを用いて、キャリア波形が鋸波であり、各相の上下段ＦＥＴが第１オンオフパターンとなるように制御される場合のスイッチング回数低減部４７の動作を説明する。
スイッチング回数低減部４７（図２参照）は、まず、ＰＷＭデューティ演算部４６から与えられる次回の電流制御周期Ｔａに対するＵ相、Ｖ相およびＷ相のＰＷＭカウントＣｕ、ＣｖおよびＣｗを、次回の電流制御周期Ｔａ内の各ＰＷＭ周期Ｔｃに対するＵ相、Ｖ相およびＷ相のＰＷＭカウントＣｕ、ＣｖおよびＣｗとして設定する(ステップＳ１)。

図１７Ａは、ステップＳ１で設定された、電流制御周期Ｔａ内の各ＰＷＭ周期ＴｃにおけるＵ相、Ｖ相およびＷ相のＰＷＭカウントＣｕ、ＣｖおよびＣｗの一例を示す模式図である。
次に、スイッチング回数低減部４７は、ＵＶＷの各相に対して、スイッチング回数低減用のふり幅設定処理を行う（ステップＳ２〜ステップＳ３）。言い換えれば、スイッチング回数低減部４７は、各相において前記条件Ａ３またはＢ３が満たされるようにＰＷＭカウントを変更するためのふり幅を設定する。

ある相に関して、電流制御周期Ｔａ内のＰＷＭ周期単位のＰＷＭカウントの合計値が変更されないようにＰＷＭカウントを変更するには、当該相のＰＷＭカウントに対して、例えば、図１７Ｂ内の第１ふり幅パターンＰ１〜第４ふり幅パターンＰ４に応じたふり幅を加算すればよい。図１７Ｂの第１、第２、第３および第４ふり幅パターンＰ１、Ｐ２、Ｐ３およびＰ４は、それぞれ図９Ｂの第３、第４、第１および第２ふり幅パターンＰ３、Ｐ４、Ｐ１およびＰ２に相当する。

キャリア波形が鋸波であり、各相の上段ＦＥＴが第１オンオフパターンとなるように制御される場合には、図１７Ｂ内の第３ふり幅パターンおよび第４ふり幅パターンを用いても、前記条件Ａ３およびＢ３を満たすことができるが、ここでは各相（Ｕ相、Ｖ相およびＷ相）に対して、図１７Ｂ内の第１ふり幅パターンが割り当てられるものとする。
ステップＳ２では、スイッチング回数低減部４７は、各相に対するふり幅規定値ｘを演算する。具体的には、スイッチング回数低減部４７は、まず、ＵＶＷの各相を、ステップＳ１で設定されたＰＷＭ周期単位のＰＷＭカウント（この実施形態では、ＰＷＭデューティ演算部４６から与えられる電流制御周期単位のＰＷＭカウントと同じ）が、ＰＷＭカウント最大値の１／２以上である高カウント相と、ＰＷＭカウント最大値の１／２未満である低カウント相とに分ける。この例では、ＰＷＭカウント最大値は１，０００であるので、ＰＷＭカウント最大値の１／２は５００となる。

なお、スイッチング回数低減部４７は、ステップＳ１で設定されたＰＷＭ周期単位のＰＷＭカウントが、ＰＷＭカウント最大値の１／２よりも大きい相である高カウント相と、ステップＳ１で設定されたＰＷＭ周期単位のＰＷＭカウントが、ＰＷＭカウント最大値の１／２以下である低カウント相とに分けてもよい。
次に、スイッチング回数低減部４７は、高カウント相に属する相に関しては、当該相のＰＷＭ周期単位のＰＷＭカウントとＰＷＭカウント最大値との差（ＰＷＭカウント最大値−当該相のＰＷＭ周期単位のＰＷＭカウント）を、当該相に対するふり幅規定値ｘとして設定する。低カウント相に属する相に関しては、スイッチング回数低減部４７は、当該相のＰＷＭ周期単位のＰＷＭカウントとＰＷＭカウント最小値（０）との差（当該相のＰＷＭ周期単位のＰＷＭカウント−ＰＷＭカウント最小値）を、当該相に対するふり幅規定値ｘとして設定する。

図１７Ａの例では、Ｕ相のＰＷＭカウントは、８００であり、ＰＷＭカウント最大値の１／２以上であるので、Ｕ相に対するふり幅規定値ｘは、２００（＝１，０００−８００）となる。また、Ｖ相のＰＷＭカウントは、６００であり、ＰＷＭカウント最大値の１／２以上であるので、Ｖ相に対するふり幅規定値ｘは、４００（＝１，０００−６００）となる。また、Ｗ相のＰＷＭカウントは、２００であり、ＰＷＭカウント最大値の１／２未満であるので、Ｗ相に対するふり幅規定値ｘは、２００（＝２００−０）となる。

次に、スイッチング回数低減部４７は、このようにして演算された各相に対するふり幅規定値ｘと、第１ふり幅パターンＰ１とに基づいて、各相に対する各ＰＷＭ周期Ｔｃのふり幅を設定する（ステップＳ３）。
図１７Ａに示される各相のＰＷＭ周期単位のＰＷＭカウントに基づいて設定された、Ｕ相、Ｖ相およびＷ相の各ＰＷＭ周期Ｔｃのふり幅を、図１７Ｃに示す。

次に、スイッチング回数低減部４７は、各相のＰＷＭカウントを変更するためのＰＷＭカウント変更処理を行う（ステップＳ４）。
具体的には、スイッチング回数低減部４７は、各相に対するふり幅にしたがって、ステップＳ１によって設定された各相のＰＷＭカウントを変更する。より具体的には、スイッチング回数低減部４７は、ステップＳ１によって設定された各相の各ＰＷＭ周期Ｔｃに対するＰＷＭカウントに、対応する相のふり幅を加算することによって、各相の各ＰＷＭ周期Ｔｃに対するＰＷＭカウントを変更する。これにより、ＰＷＭカウント変更処理が終了する。

次に、スイッチング回数低減部４７は、ステップＳ３のＰＷＭカウント変更処理後の各ＰＷＭ周期に対するＵ相、Ｖ相およびＷ相のＰＷＭカウントＣｕ、ＣｖおよびＣｗを、次回の電流制御周期Ｔａ内の各ＰＷＭ周期Ｔｃに対する最終的なＵ相、Ｖ相およびＷ相のＰＷＭカウントＣｕ、ＣｖおよびＣｗとして、ＰＷＭ出力部４８に与える（ステップＳ５）。そして、スイッチング回数低減部４７は、今回の電流制御周期Ｔａでのスイッチング回数低減処理を終了する。

ステップＳ１によって設定された各相のＰＷＭ周期単位のＰＷＭカウントが図１７Ａに示されるような値であり、各相のふり幅が図１７Ｃに示すような値である場合、各相のＰＷＭ周期単位の最終的なＰＷＭカウントは、図１７Ｄに示されるようになる。
図１７Ｄに示すように、周期番号ｉが１，３，５および７であるＰＷＭ周期においては、Ｕ相およびＶ相のＰＷＭカウントが１，０００に変更されている。つまり、周期番号ｉが１，３，５および７であるＰＷＭ周期においては、Ｕ相およびＶ相のデューティ比が１００％に変更されている。また、周期番号ｉが２，４，６および８であるＰＷＭ周期においては、Ｗ相のＰＷＭカウントが０に変更されている。つまり、周期番号ｉが２，４，６および８であるＰＷＭ周期においては、Ｗ相のデューティ比が０％に変更されている。しかしながら、各相の電流制御周期Ｔａ内のＰＷＭ周期単位のＰＷＭカウントの合計値は、図１７Ａと同じである。

つまり、図１７Ａ〜図１７Ｄに示す例では、Ｕ相およびＶ相に対しては、条件Ａ３を満たすように、電流制御周期Ｔａ内のＰＷＭ周期のＰＷＭカウントが変更されている。また、Ｗ相に対しては、条件Ｂ３を満たすように、電流制御周期Ｔａ内のＰＷＭ周期のＰＷＭカウントが変更されている。したがって、この例では、モータ駆動回路３２内の全ての相のＦＥＴ１１１〜１１６のスイッチング回数を低減させることができる。

また、図１７Ｄに示すように、全てのＰＷＭ周期において、ＰＷＭカウントが１，０００となる相と、ＰＷＭカウントが０となる相とが混在していない。したがって、各ＰＷＭ周期において、平滑コンデンサ１０１の充電および放電が行われることになる。このようなことは、一部のＰＷＭ周期においてＰＷＭカウントが１，０００に変更される相に対するふり幅パターンおよび一部のＰＷＭ周期においてＰＷＭカウントが０に変更される相に対するふり幅パターンとして、同じふり幅パターンを用いることにより実現される。

次に、キャリア波形が鋸波であり、各相の上段ＦＥＴ１１１，１１３，１１５が第２オンオフパターンとなるように制御される場合について説明する。
この場合には、Ｕ相の電流制御周期単位のＰＷＭカウントは、例えば次のようにして求められる。すなわち、ＰＷＭデューティ演算部４６は、二相・三相変換部４５によって得られたある電流制御周期Ｔａに対するＵ相電圧指令値Ｖ_Ｕ ^＊と、ＰＷＭカウント最大値とを用いて、次式（５）に基づいて、当該電流制御周期Ｔａに対するＵ相ＰＷＭカウントＣｕを演算する。

Ｃｕ＝ＰＷＭカウント最大値−｛Ｖ_Ｕ ^＊×（ＰＷＭカウント最大値／Ｖｂ）｝
＝１，０００−｛Ｖ_Ｕ ^＊×（１，０００／Ｖｂ）｝ …（５）
前記式（５）においてＶｂは、モータ駆動回路３２の電源電圧（電源１００の出力電圧）である。
Ｖ相ＰＷＭカウントＣｖは、前記式（５）の右辺のＵ相電圧指令値Ｖ_Ｕ ^＊の代わりにＶ相電圧指令値Ｖ_Ｖ ^＊を用いることによって演算することができる。また、Ｗ相ＰＷＭカウントＣｗは、前記式（５）の右辺のＵ相電圧指令値Ｖ_Ｕ ^＊の代わりにＷ相電圧指令値Ｖ_Ｗ ^＊を用いることによって演算することができる。

キャリア波形が鋸波であり、各相の上段ＦＥＴ１１１，１１３，１１５が第２オンオフパターンとなるように制御される場合のスイッチング回数低減部４７について説明する。図１８を参照して、スイッチング回数低減部４７によるスイッチング回数低減の基本的な考え方について説明する。
図１８（ａ１）は、ＰＷＭ周期単位のＰＷＭカウントが設定された後であって、ＰＷＭ周期単位のＰＷＭカウントが変更される前における、ある電流制御周期Ｔａ内の各ＰＷＭ周期ＴｃにおけるＵ相の上段ＦＥＴ１１１のオンオフ状態を示している。図１８（ａ１）の例では、ＰＷＭ周期に対する上段ＦＥＴ１１１のオン時間の比（デューティ比）が５０％よりも大きい場合の例を示している。

電流制御周期Ｔａ内の半数のＰＷＭ周期に対するデューティが１００％となり、かつ当該電流制御周期Ｔａ内の各ＰＷＭ周期のデューティ比（ＰＷＭカウント）の総和が変化しないという第１条件を満たすように、電流制御周期Ｔａ内の各ＰＷＭ周期のＰＷＭカウントを変更することを考える。
図１８（ａ２）は、前記第１条件を満たすように、奇数番目のＰＷＭ周期でのデューティ比を１００％に変更し、偶数番目のＰＷＭ周期のデューティ比を低減させた場合の例を示している。この場合、電流制御周期Ｔａ内における上段ＦＥＴ１１１のスイッチング回数が低減されることがわかる。

図１８（ａ３）は、前記第１条件を満たしかつデューティ比が１００％のＰＷＭ周期が２周期ずつ連続するように、電流制御周期Ｔａ内の各ＰＷＭ周期のデューティ比を変更した場合の例を示している。この場合にも、電流制御周期Ｔａ内における上段ＦＥＴ１１１のスイッチング回数が低減されることがわかる。
図１８（ｂ１）は、ＰＷＭ周期単位のＰＷＭカウントが設定された後であって、ＰＷＭ周期単位のＰＷＭカウントが変更される前における、ある電流制御周期Ｔａ内の各ＰＷＭ周期ＴｃにおけるＵ相の上段ＦＥＴ１１１のオンオフ状態を示している。図１８（ｂ１）の例では、ＰＷＭ周期に対する上段ＦＥＴ１１１のオン時間の比（デューティ比）が５０％未満の場合の例を示している。

電流制御周期Ｔａ内の半数のＰＷＭ周期に対するデューティ比が０％となり、かつ当該電流制御周期Ｔａ内の各ＰＷＭ周期のデューティ比（ＰＷＭカウント）の総和が変化しないという第２条件を満たすように、電流制御周期Ｔａ内の各ＰＷＭ周期のＰＷＭカウントを変更することを考える。
図１８（ｂ２）は、前記第２条件を満たすように、奇数番目のＰＷＭ周期でのデューティ比を０％に変更し、偶数番目のＰＷＭ周期のデューティ比を増加させた場合の例を示している。この場合、電流制御周期Ｔａ内における上段ＦＥＴ１１１のスイッチング回数が低減されることがわかる。

図１８（ｂ３）は、前記第２条件を満たしかつデューティ比が０％のＰＷＭ周期が２周期ずつ連続するように、電流制御周期Ｔａ内の各ＰＷＭ周期のデューティ比を変更した場合の例を示している。この場合にも、電流制御周期Ｔａ内における上段ＦＥＴ１１１のスイッチング回数が低減されることがわかる。
つまり、キャリア波形が鋸波であり、各相の上段ＦＥＴ１１１，１１３，１１５が第２オンオフパターンとなるように制御される場合には、少なくとも１つの相において、次の条件Ａ４または条件Ｂ４を満たすように、電流制御周期Ｔａ内のＰＷＭ周期のＰＷＭカウントを変更すれば、その相のＦＥＴのスイッチング回数を低減させることができる。

条件Ａ４：電流制御周期Ｔａ内の少なくとも１つのＰＷＭ周期に対するデューティ比が１００％となり、かつ当該電流制御周期Ｔａ内の各ＰＷＭ周期のデューティ比の総和が変化しないという条件
条件Ｂ４：電流制御周期Ｔａ内の少なくとも１つのＰＷＭ周期に対するデューティ比が０％となり、かつ当該電流制御周期Ｔａ内の各ＰＷＭ周期のデューティ比の総和が変化しないという条件
条件Ａ４は前述の条件Ａ３と同じであり、条件Ｂ４は前述の条件Ｂ３と同じである。

この場合にも、あるＰＷＭ周期の全期間にわたって平滑コンデンサ１０１（図３参照）が放電モードとなるのを回避するために、各ＰＷＭ周期において、デューティ比が１００％の相とデューティ比が０％の相とが混在しないように、ＰＷＭカウントを変更することが好ましい。
キャリア波形が鋸波であり、各相の上段ＦＥＴが第２オンオフパターンとなるように制御される場合のスイッチング回数低減部４７の動作は、キャリア波形が鋸波であり、各相の上段ＦＥＴが第１オンオフパターンとなるように制御される場合のスイッチング回数低減部４７の動作と同様である。ただし、この場合には、ＰＷＭカウントがＰＷＭカウント最大値（１，０００）に変更されたＰＷＭ周期ではデューティ比が０％なり、ＰＷＭカウントがＰＷＭカウント最小値（０）に変更されたＰＷＭ周期では、デューティ比が１００％となる。

前述の実施形態では、Ｕ相電流、Ｖ相電流およびＷ相電流のうち、Ｕ相電流およびＷ相電流をそれぞれ検出するための２つの電流センサ３３，３４が設けられている。しかし、Ｕ相電流およびＶ相電流をそれぞれ検出するための２つの電流センサまたはＶ相電流およびＷ相電流をそれぞれ検出するための２つの電流センサを設けるようにしてもよい。また、Ｕ相電流、Ｖ相電流およびＷ相電流をそれぞれ検出するための３つの電流センサを設けるようにしてもよい。いずれの場合にも、各電流センサに対して、前述した２つのタイミングで取得される相電流の平均値を演算するための平均電流演算部が設けられる。

前記実施形態では、この発明を電動パワーステアリング装置のモータ制御装置に適用した場合について説明したが、この発明は、電動パワーステアリング装置以外に用いられるモータ制御装置にも適用することができる。
その他、特許請求の範囲に記載された事項の範囲で種々の設計変更を施すことが可能である。

１…電動パワーステアリング装置、１２…ＥＣＵ、１８…電動モータ、３１…マイクロコンピュータ、３２…モータ駆動回路、３３，３４…電流センサ、４１…アシスト電流値設定部、４２…電流指令値設定部、４３…電流偏差演算部、４４…ＰＩ制御部、４５…二相・三相変換部、４６…ＰＷＭデューティ演算部、４７…スイッチング回数低減部、４８…ＰＷＭ出力部、４９，５０…平均値演算部、５１…三相・二相変換部

Claims (4)

1. モータ駆動回路を制御するモータ制御装置であって、
   少なくとも２つの相の相電流を検出するための複数の電流センサと、
   前記複数の電流センサ毎に設けられ、電流制御周期毎に、当該電流センサによって検出される相電流を所定の２つのタイミングで取り込み、両タイミングで取り込まれた相電流の平均値を演算する複数の平均値演算部と、
   前記複数の平均値演算部によって演算される平均値と所与の電流指令値とに基づいて、電流制御周期毎に各相の電流制御周期単位のＰＷＭカウントを演算し、演算されたＰＷＭカウントを、対応する相における当該電流制御周期に含まれる複数のＰＷＭ周期それぞれに対するＰＷＭ周期単位のＰＷＭカウントとして設定するＰＷＭカウント設定部と、
   相毎に、前記電流制御周期内の複数のＰＷＭ周期それぞれに対するふり幅を決定し、決定したふり幅を当該ＰＷＭ周期のＰＷＭカウントに加算することにより、ＰＷＭ周期単位のＰＷＭカウントを変更するＰＷＭ変更部とを含み、
   前記ＰＷＭ変更部は、
   前記電流制御周期内の複数のＰＷＭ周期に対するふり幅の符号を表すふり幅パターンを有し、
   各相のうち、前記電流制御周期単位のＰＷＭカウントがＰＷＭカウント最大値の１／２以上である相に対しては、当該相の当該電流制御周期単位のＰＷＭカウントと前記ＰＷＭカウント最大値との差の絶対値を、当該相の当該電流制御周期内の複数のＰＷＭ周期それぞれに対する前記ふり幅の大きさとして設定し、
   各相のうち、前記電流制御周期単位のＰＷＭカウントが前記ＰＷＭカウント最大値の１／２未満である相に対しては、当該相の当該電流制御周期単位のＰＷＭカウントと前記ＰＷＭカウント最小値との差の絶対値を、当該相の当該電流制御周期内の複数のＰＷＭ周期それぞれに対する前記ふり幅の大きさとして設定し、
   前記電流制御周期において、相毎に、前記ふり幅パターンと前記ふり幅の大きさとに基づいて、当該電流制御周期内の各ＰＷＭ周期に対するふり幅を決定するように構成されている、モータ制御装置。
2. モータ駆動回路を制御するモータ制御装置であって、
   少なくとも２つの相の相電流を検出するための複数の電流センサと、
   前記複数の電流センサごとに設けられ、電流制御周期毎に、当該電流センサによって検出される相電流を所定の２つのタイミングで取り込み、両タイミングで取り込まれた相電流の平均値を演算する複数の平均値演算部と、
   前記複数の平均値演算部によって演算される平均値と所与の電流指令値とに基づいて、電流制御周期毎に各相の電流制御周期単位のＰＷＭカウントを演算し、演算されたＰＷＭカウントを、対応する相における当該電流制御周期に含まれる複数のＰＷＭ周期それぞれに対するＰＷＭ周期単位のＰＷＭカウントとして設定するＰＷＭカウント設定部と、
   相毎に、前記電流制御周期内の複数のＰＷＭ周期それぞれに対するふり幅を決定し、決定したふり幅を当該ＰＷＭ周期のＰＷＭカウントに加算することにより、ＰＷＭ周期単位のＰＷＭカウントを変更するＰＷＭ変更部とを含み、
   前記ＰＷＭ変更部は、
   前記電流制御周期内の複数のＰＷＭ周期に対するふり幅の符号を表すふり幅パターンを有し、
   各相のうち、前記電流制御周期単位のＰＷＭカウントがＰＷＭカウント最大値の１／２よりも大きい相に対しては、当該相の当該電流制御周期単位のＰＷＭカウントと前記ＰＷＭカウント最大値との差の絶対値を、当該相の当該電流制御周期内の複数のＰＷＭ周期それぞれに対する前記ふり幅の大きさとして設定し、
   各相のうち、前記電流制御周期単位のＰＷＭカウントが前記ＰＷＭカウント最大値の１／２以下である相に対しては、当該相の当該電流制御周期単位のＰＷＭカウントと前記ＰＷＭカウント最小値との差の絶対値を、当該相の当該電流制御周期内の複数のＰＷＭ周期それぞれに対する前記ふり幅の大きさとして設定し、
   前記電流制御周期において、相毎に、前記ふり幅パターンと前記ふり幅の大きさとに基づいて、当該電流制御周期内の各ＰＷＭ周期に対するふり幅を決定するように構成されている、モータ制御装置。
3. 前記電流制御周期毎に前記各電流センサによって検出される相電流を取り込む前記所定の２つのタイミングは、それらの２つのタイミングで取り込まれる当該相電流の平均値が、当該電流制御周期における当該相電流の平均値と等しくなるようなタイミングに設定されている、請求項１または２に記載のモータ制御装置。
4. 前記電流制御周期毎に設定される前記２つのタイミングの一方を第１タイミングといい、他方を第２タイミングとすると、前記第１タイミングで前記各電流センサから取得される相電流と、前記第２タイミングで対応する電流センサから取得される相電流とが、当該相電流の当該電流制御周期での平均値を中心として互いに反対側に所定値だけずれた値となるように、前記第１タイミングおよび前記第２タイミングが設定されている、請求項３に記載のモータ制御装置。

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