JP7075587B2

JP7075587B2 - モータ制御装置

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Publication number: JP7075587B2
Application number: JP2018088408A
Authority: JP
Inventors: 寛須増; 浩一郎松久
Original assignee: JTEKT Corp
Current assignee: JTEKT Corp
Priority date: 2018-05-01
Filing date: 2018-05-01
Publication date: 2022-05-26
Anticipated expiration: 2038-05-01
Also published as: US10734936B2; US20190341869A1; CN110429888A; JP2019195240A; EP3565108B1; EP3565108A1

Description

この発明は、電動モータをＰＷＭ（Pulse Width Modulation）駆動するためのモータ制御装置に関する。

三相電動モータをベクトル制御するモータ制御装置においては、電流制御周期毎に、二相電流指令値が演算される。この二相電流指令値と二相電流検出値との偏差に基づいて二相電圧指令値が演算される。この二相電圧指令値が電動モータの回転角を用いて二相・三相変換されることにより、Ｕ相、Ｖ相およびＷ相の相電圧指令値（三相電圧指令値）が演算される。そして、このＵ相、Ｖ相およびＷ相の相電圧指令値にそれぞれ対応するデューティのＵ相ＰＷＭ信号、Ｖ相ＰＷＭ信号およびＷ相ＰＷＭ信号が生成されて、三相インバータ回路に供給される。

この三相インバータ回路を構成する６個のスイッチング素子が、Ｕ相ＰＷＭ信号、Ｖ相ＰＷＭ信号およびＷ相ＰＷＭ信号によって制御されることにより、三相電圧指令値に相当する電圧が三相電動モータに印加されることになる。これにより、三相電動モータに流れるモータ電流が二相電流指令値に等しくなるように制御される。

特開平１－５０７６６号公報

前述のようなモータ制御装置においては、各ＰＷＭ周期において各相の相電圧の立上り時点と立下り時点において、電源の負極端子が接続されるフレームグランドと三相電動モータとの間に存在する浮遊容量に電流が流れる。この電流がフレームグランドに流れるため、フレームグランドからノイズが放射されるおそれがある。また、車両に搭載される電動パワーステアリング装置（ＥＰＳ）に搭載されるモータ制御装置の場合、車両電源（バッテリー）からＥＰＳへの正負電源供給ラインが長いため、フレームグランドを流れたノイズ電流が、正負電源供給ラインとフレームグランドとの間にできる浮遊容量を通じて、車両電源の近傍で正負電源供給ラインに混入し、コモンモードノイズとなる。

この発明の目的は、コモンモードノイズを効果的に低減させることができるモータ制御装置を提供することにある。

請求項１に記載の発明は、電源（１００）の負極端子が接続されたフレームグランド（１３０）に接続された筐体を有する電動モータ（１８）を駆動するための三相インバータ（３１）と、電流制御周期内に複数のＰＷＭ周期が含まれており、当該ＰＷＭ周期毎に生成されるＰＷＭ周期単位のＰＷＭ信号に基づいて前記三相インバータを制御する制御部（３３）とを含むモータ制御装置（１２）であって、前記電流制御周期毎に、三相各相の電流制御周期単位のＰＷＭカウントを演算するＰＷＭカウント演算部（６６）と、前記電流制御周期内のＰＷＭ周期単位のＰＷＭカウントの相毎の合計値が、対応する相の前記電流制御周期単位のＰＷＭカウントに応じた値となり、かつ前記電流制御周期内の各ＰＷＭ周期において、前記三相のうちの任意の１つの相の相電圧に起因して前記フレームグランドに流れる電流が、他の２つの相のうちのいずれか一方の相の相電圧に起因して前記フレームグランドに流れる電流によって相殺されるように、当該ＰＷＭ周期に対するＰＷＭ周期単位のＰＷＭカウントを設定するノイズ低減部（６７）と、前記電流制御周期内の各ＰＷＭ周期において、前記他の２つの相のうちの他方の相の相電圧に起因して前記フレームグランドに流れる電流に対して逆位相の電流を発生させるためのノイズキャンセル回路（３２）とを含む、モータ制御装置である。なお、括弧内の英数字は、後述の実施形態における対応構成要素等を表すが、むろん、この発明の範囲は当該実施形態に限定されない。以下、この項において同じ。

この構成では、電流制御周期内の各ＰＷＭ周期において、任意の１つの相の出力電圧に起因してフレームグランドに流れる電流を、他の２つの相のうちのいずれか一方の相の出力電圧に起因してフレームグランドに流れる電流によって相殺することができる。また、この構成では、ノイズキャンセル回路によって、電流制御周期内の各ＰＷＭ周期において、他の２相のうちの他方の相の相電圧に起因してフレームグランドに流れる電流に対して逆位相の電流を発生させることができる。

これにより、電流制御周期内の各ＰＷＭ周期において、三相の全ての相の相電圧に起因してフレームグランドに流れる電流に基づくコモンモードノイズを低減させることができる。これにより、コモンモードノイズを効果的に低減させることができる。
請求項２に記載の発明は、前記ノイズキャンセル回路は、前記電源に対して前記三相インバータに並列に接続されたハーフブリッジ回路（４１）と、前記ハーフブリッジ回路の中点と前記フレームグランドとの間に接続され、抵抗（４６）、コイル（４７）およびコンデンサ（４８）の直列回路からなるＲＬＣ回路（４２）とを含む、請求項１に記載のモータ制御装置である。

請求項３に記載の発明は、前記ノイズ低減部は、前記電流制御周期に対する各相の電流制御周期単位のＰＷＭカウントを、対応する相における当該電流制御周期内の各ＰＷＭ周期に対するＰＷＭ周期単位のＰＷＭカウントとして設定する手段（６７，図８のＳ１）と、前記電流制御周期内の各ＰＷＭ周期において、前記他の２つの相のうちの一方の相のＰＷＭ周期単位のＰＷＭカウントを、当該相の出力電圧波形が、前記任意の１つの相の出力電圧波形を反転させた波形となるように変更する手段（６７，図８のＳ２～Ｓ５，Ｓ８）とを含む、請求項１または２に記載のモータ制御装置である。

図１は、本発明の一実施形態に係るモータ制御装置が適用された電動パワーステアリング装置の概略構成を示す模式図である。図２は、ＥＣＵの全体的な電気的構成を示すブロック図である。図３は、主としてマイクロコンピュータの機能的構成を示すブロック図である。図４Ａは、ＰＷＭ信号の周期Ｔｃと電流制御周期Ｔａとの関係を示す模式図であり、図４Ｂはキャリア波形を示す波形図であり、図４ＣはＰＷＭ信号の生成方法を説明するための模式図である。図５は、検出操舵トルクＴに対するアシスト電流値Ｉａ^＊の設定例を示すグラフである。図６は、コモンモードノイズ低減部によるコモンモードノイズ低減の基本的な考え方を説明するための説明図である。図７は、コモンモードノイズ電流に着目した等価回路を示す回路図である。図８は、コモンモードノイズ低減部の動作の一例を説明するためのフローチャートである。図９は、主として、ＰＷＭカウントと、各相の上段ＦＥＴ指令および下段ＦＥＴ指令との関係を示す模式図である。図１０Ａは、上段ＦＥＴおよび下段ＦＥＴの接続点から電動モータ側に向かって電流が流れている状態におけるデットタイム期間中の電流経路を示す図であり、図１０Ｂは、電動モータ側から上段ＦＥＴおよび下段ＦＥＴの接続点に向かって電流が流れている状態におけるデットタイム期間中の電流経路を示す図である。図１１Ａは、図８のステップＳ１によって設定された各相のＰＷＭ周期単位のＰＷＭカウントの一例を示す模式図であり、図１１Ｂは、図８のステップＳ２によって設定された各相のＰＷＭ周期単位のＰＷＭカウントの一例を示す模式図である。図１２Ａは、２種類のふり幅パターンの一例を示す模式図であり、図１２Ｂは、Ｖ相およびＷ相のＰＷＭ周期毎のふり幅の一例を示す模式図であり、図１２Ｃは、各ＰＷＭ周期に対する各相の最終的なＰＷＭカウントの一例を示す模式図であり、図１２Ｄは、図１２Ｃに示される最終的なＰＷＭカウントに応じた各相電圧のレベル変化タイミングに対応したＰＷＭカウントを示す模式図である。図１３Ａは、図８のステップＳ１によって設定された各相のＰＷＭ周期単位のＰＷＭカウントの他の例を示す模式図であり、図１３Ｂは、図８のステップＳ２によって設定された各相のＰＷＭ周期単位のＰＷＭカウントの他の例を示す模式図である。図１４Ａは、２種類のふり幅パターンの一例を示す模式図であり、図１４Ｂは、Ｕ相およびＷ相のＰＷＭ周期毎のふり幅の一例を示す模式図であり、図１４Ｃは、各ＰＷＭ周期に対する各相の最終的なＰＷＭカウントの一例を示す模式図であり、図１４Ｄは、図１４Ｃに示される最終的なＰＷＭカウントに応じた各相電圧のレベル変化タイミングに対応したＰＷＭカウントを示す模式図である。図１５Ａは、ノイズキャンセル回路内の上段ＦＥＴと下段ＦＥＴとの接続点がプルダウンされている場合に、キャンセル回路制御部によって設定されるＰＷＭカウントの一例を示す模式図であり、図１５Ｂは、ノイズキャンセル回路内の上段ＦＥＴと下段ＦＥＴとの接続点がプルアップされている場合に、キャンセル回路制御部によって設定されるＰＷＭカウントの一例を示す模式図である。図１６は、キャンセル回路制御部およびノイズキャンセル回路の動作を説明するためのタイムチャートである。図１７Ａは、Ｗ相の相電圧の立ち下り時にフレームグランドに流れるコモンモード電流の経路を示す模式図であり、図１７Ｂは、その時点でノイズキャンセル回路によって発生するノイズキャンセル電流の経路を示す模式図であり、図１７Ｃはキャンセル後のコモンモード電流の経路を示す模式図である。図１８Ａは、Ｗ相の相電圧の立ち上がり時にフレームグランドに流れるコモンモード電流の経路を示す模式図であり、図１８Ｂは、その時点でノイズキャンセル回路によって発生するノイズキャンセル電流の経路を示す模式図であり、図１８Ｃはキャンセル後のコモンモード電流の経路を示す模式図である。

以下では、この発明を電動パワーステアリング装置に適用した場合の実施形態を、添付図面を参照して詳細に説明する。
図１は、本発明の一実施形態に係るモータ制御装置が適用された電動パワーステアリング装置の概略構成を示す模式図である。
電動パワーステアリング装置(ＥＰＳ:electric power steering）１は、車両を操向するための操舵部材としてのステアリングホイール２と、このステアリングホイール２の回転に連動して転舵輪３を転舵する転舵機構４と、運転者の操舵を補助するための操舵補助機構５とを備えている。ステアリングホイール２と転舵機構４とは、ステアリングシャフト６および中間軸７を介して機械的に連結されている。

ステアリングシャフト６は、ステアリングホイール２に連結された入力軸８と、中間軸７に連結された出力軸９とを含む。入力軸８と出力軸９とは、トーションバー１０を介して相対回転可能に連結されている。
トーションバー１０の近傍には、トルクセンサ１１が配置されている。トルクセンサ１１は、入力軸８および出力軸９の相対回転変位量に基づいて、ステアリングホイール２に与えられた操舵トルクＴを検出する。この実施形態では、トルクセンサ１１によって検出される操舵トルクＴは、たとえば、右方向への操舵のためのトルクが正の値として検出され、左方向への操舵のためのトルクが負の値として検出され、その絶対値が大きいほど操舵トルクの大きさが大きくなるものとする。

転舵機構４は、ピニオン軸１３と、転舵軸としてのラック軸１４とを含むラックアンドピニオン機構からなる。ラック軸１４の各端部には、タイロッド１５およびナックルアーム（図示略）を介して転舵輪３が連結されている。ピニオン軸１３は、中間軸７に連結されている。ピニオン軸１３は、ステアリングホイール２の操舵に連動して回転するようになっている。ピニオン軸１３の先端（図１では下端）には、ピニオン１６が連結されている。

ラック軸１４は、自動車の左右方向に沿って直線状に延びている。ラック軸１４の軸方向の中間部には、ピニオン１６に噛み合うラック１７が形成されている。このピニオン１６およびラック１７によって、ピニオン軸１３の回転がラック軸１４の軸方向移動に変換される。ラック軸１４を軸方向に移動させることによって、転舵輪３を転舵することができる。

ステアリングホイール２が操舵（回転）されると、この回転が、ステアリングシャフト６および中間軸７を介して、ピニオン軸１３に伝達される。そして、ピニオン軸１３の回転は、ピニオン１６およびラック１７によって、ラック軸１４の軸方向移動に変換される。これにより、転舵輪３が転舵される。
操舵補助機構５は、操舵補助用の電動モータ１８と、電動モータ１８の出力トルクを転舵機構４に伝達するための減速機構１９とを含む。電動モータ１８は、この実施形態では、三相ブラシレスモータである。電動モータ１８には、電動モータ１８のロータの回転角を検出するための、例えばレゾルバからなる回転角センサ２３が配置されている。減速機構１９は、ウォーム軸２０と、このウォーム軸２０と噛み合うウォームホイール２１とを含むウォームギヤ機構からなる。

ウォーム軸２０は、電動モータ１８によって回転駆動される。また、ウォームホイール２１は、ステアリングシャフト６とは一体的に回転可能に連結されている。ウォームホイール２１は、ウォーム軸２０によって回転駆動される。
電動モータ１８によってウォーム軸２０が回転駆動されると、ウォームホイール２１が回転駆動され、ステアリングシャフト６が回転する。そして、ステアリングシャフト６の回転は、中間軸７を介してピニオン軸１３に伝達される。ピニオン軸１３の回転は、ラック軸１４の軸方向移動に変換される。これにより、転舵輪３が転舵される。すなわち、電動モータ１８によってウォーム軸２０を回転駆動することによって、電動モータ１８による操舵補助が可能となっている。

車両には、車速Ｖを検出するための車速センサ２４が設けられている。トルクセンサ１１によって検出される操舵トルクＴ、車速センサ２４によって検出される車速Ｖ、回転角センサ２３の出力信号等は、ＥＣＵ（電子制御ユニット：Electronic Control Unit）１２に入力される。ＥＣＵ１２は、これらの入力信号に基づいて、電動モータ１８を制御する。

図２は、ＥＣＵ１２の全体的な電気的構成を示すブロック図である。
ＥＣＵ１２は、モータ駆動回路３１と、ノイズキャンセル回路３２と、マイクロコンピュータ３３とを含んでいる。モータ駆動回路３１は、電動モータ１８に電力を供給するための回路である。ノイズキャンセル回路３２は、コモンモードノイズを抑制するための回路である。モータ駆動回路３１およびノイズキャンセル回路３２は、マイクロコンピュータ（マイコン）３３によって制御される。後述するように、モータ駆動回路３１はインバータ制御部５１によって制御され、ノイズキャンセル回路３２はキャンセル回路制御部５２によって制御される。

電動モータ１８は、例えば三相ブラシレスモータであり、界磁としてのロータ（図示略）と、Ｕ相、Ｖ相およびＷ相のステータコイル１８Ｕ，１８Ｖ，１８Ｗ（図３参照）を含むステータとを備えている。
モータ駆動回路３１は、三相インバータからなる。モータ駆動回路３１は、電源（バッテリー）１００に直列に接続された平滑コンデンサ１０１と、複数のスイッチング素子１１１～１１６と、複数のダイオード１２１～１２６とを含む。平滑コンデンサ１０１は、電源１００の両端子間に接続されている。この実施形態では、各スイッチング素子１１１～１１６は、ｎチャネル型のＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）から構成されている。以下において、スイッチング素子１１１～１１６をＦＥＴ１１１～１１６という場合がある。

複数のＦＥＴ１１１～１１６は、Ｕ相用の上段ＦＥＴ１１１と、それに直列に接続されたＵ相用の下段ＦＥＴ１１２と、Ｖ相用の上段ＦＥＴ１１３と、それに直列に接続されたＶ相用の下段ＦＥＴ１１４と、Ｗ相用の上段ＦＥＴ１１５と、それに直列に接続されたＷ相用の下段ＦＥＴ１１６とを含む。各スイッチング素子１１１～１１６には、それぞれダイオード１２１～１２６が逆並列接続されている。

上段ＦＥＴ１１１，１１３，１１５のドレインは、平滑コンデンサ１０１の正極側端子に接続されている。上段ＦＥＴ１１１，１１３，１１５のソースは、それぞれ下段ＦＥＴ１１２，１１４，１１６のドレインに接続されている。下段ＦＥＴ１１２，１１４，１１６のソースは、平滑コンデンサ１０１の負極側端子に接続されている。
Ｕ相の上段ＦＥＴ１１１と下段ＦＥＴ１１２の接続点は、電動モータ１８のＵ相ステータコイル１８Ｕに接続されている。Ｖ相の上段ＦＥＴ１１３と下段ＦＥＴ１１４の接続点は、電動モータ１８のＶ相ステータコイル１８Ｖに接続されている。Ｗ相の上段ＦＥＴ１１５と下段ＦＥＴ１１６の接続点は、電動モータ１８のＷ相ステータコイル１８Ｗに接続されている。各ＦＥＴ１１１～１１６は、後述するインバータ制御部５１から出力されるＰＷＭ信号に基づいて制御される。

電源１００は車両に搭載されている。電源１００の負（－）極は、車両の金属性のフレーム（フレームグランド）１３０に電気的に接続されている。このため、フレーム１３０は、電源１００の負極と同電位である。電動モータ１８が搭載された電動パワーステアリング装置１はフレーム１３０にボルトなどで取り付けられる。ＥＣＵの＋電源ライン、－電源ラインはそれぞれ長いラインを通じて電源１００の正負極に接続される。電動モータ１８の筐体はフレーム１３０に電気的に接続されている。電動モータ１８のステータコイル１８Ｕ，１８Ｖ，１８Ｗと筐体との間には、浮遊容量Ｃ１が存在する。したがって、電動モータ１８とフレーム１３０との間には、浮遊容量Ｃ１が存在することになる。また、電源１００と電動パワーステアリング装置１とを接続する＋電源ライン１３１および－電源ライン１３２とフレーム１３０との間には浮遊容量Ｃ２，Ｃ３が存在する。

ノイズキャンセル回路３２は、ハーフブリッジ回路４１と、ＲＬＣ回路４２と、プルダウン抵抗４３とを含む。ハーフブリッジ回路４１は、電源１００に対してモータ駆動回路３１に並列に接続されている。ハーフブリッジ回路４１は、２つのスイッチング素子４４，４５の直列回路からなる。各スイッチング素子４４，４５は、ｎチャネル型のＭＯＳＦＥＴから構成されている。以下において、スイッチング素子４４を上段ＦＥＴ４４といい、スイッチング素子４５を下段ＦＥＴ４５という場合がある。

上段ＦＥＴ４４のドレインは、＋電源ライン１３１に接続されている。上段ＦＥＴ４４のソースは、下段ＦＥＴ４５のドレインに接続されている。下段ＦＥＴ４５のソースは、－電源ライン１３２に接続されている。
ＲＬＣ回路４２は、抵抗４６とコイル４７とコンデンサ４８との直列回路からなる。コイル４７の一端に抵抗４６が接続され、コイル４７の他端にコンデンサ４８が接続されている。ＲＬＣ回路４２の一端（抵抗４６側の端）は、上段ＦＥＴ４４と下段ＦＥＴ４５との接続点に接続されている。ＲＬＣ回路４２の他端（コンデンサ４８側の端）はフレーム１３０に接続されている。上段ＦＥＴ４４と下段ＦＥＴ４５との接続点（上段ＦＥＴ４４のソース）は、プルダウン抵抗４３を介して－電源ライン１３２に電気的に接続されている。

図３は、主としてマイクロコンピュータ３３の機能的構成を示すブロック図である。
モータ駆動回路３１と電動モータ１８とを接続するための電力供給線には、２つの電流センサ２５，２６が設けられている。これらの電流センサ２５，２６は、モータ駆動回路３１と電動モータ１８とを接続するための３本の電力供給線のうち、２本の電力供給線に流れる相電流を検出できるように設けられている。

マイクロコンピュータ３３は、ＣＰＵおよびメモリ（ＲＯＭ、ＲＡＭ、不揮発性メモリなど。）を備えており、所定のプログラムを実行することによって、複数の機能処理部として機能するようになっている。この複数の機能処理部には、モータ駆動回路３１を制御するためのインバータ制御部５１と、ノイズキャンセル回路３２を制御するためのキャンセル回路制御部５２とが含まれる。

インバータ制御部５１は、アシスト電流値設定部６１と、電流指令値設定部６２と、電流偏差演算部６３と、ＰＩ（比例積分）制御部６４と、二相・三相変換部６５と、ＰＷＭデューティ演算部（PWM Duty演算部）６６と、コモンモードノイズ低減部６７と、第１ＰＷＭ出力部６８と、三相・二相変換部６９と、回転角演算部７０と、回転速度演算部７１と、回転角推定部７２とを含む。

図４Ａに示すように、ＰＷＭ信号の周期（以下、「ＰＷＭ周期」という。）Ｔｃは、電流制御周期Ｔａよりも小さい。ここで、電流制御周期Ｔａとは、モータ電流の制御ループの演算周期のことである。この電流制御周期Ｔａはプログラムの規模やマイクロコンピュータ３３の演算能力などを考慮して決まる。この実施形態では、今回の電流制御周期Ｔａ内の最初のタイミングでＰＷＭデューティ演算部６６によりＰＷＭデューティが更新され、更新されたＰＷＭデューティＣｕ、Ｃｖ、Ｃｗが出力される。この実施形態では、ＴｃはＴａの１／１０である。言い換えれば、電流制御周期Ｔａ内に１０周期分のＰＷＭ周期Ｔｃが含まれる。１０周期分のＰＷＭ周期Ｔｃの最初の周期を１番目の周期といい、それ以降の周期を２，３，…，９，１０番目の周期という場合がある。また、ＰＷＭ周期の周期番号をｉ（ｉ＝１，２，…，９，１０）で表す場合がある。なお、ＰＷＭ信号の周波数（＝１／Ｔｃ）は、キャリア周波数と呼ばれる。

本実施形態でのＰＷＭ波形生成方法を説明する。マイクロコンピュータ３３内で、図示しないクロック発生器で生成されるＰＷＭクロック周波数のクロックを図示しないカウンタでアップカウントおよびダウンカウントする。このカウンタのカウント値を、時間を横軸にとり、カウント値を縦軸にとって図示すると、図４Ｂに示すようになる。ここで、カウント値は符号なし整数と解釈する。また、カウント値をキャリアカウントと呼ぶ場合がある。この実施形態では、図４Ｂの波形がキャリア波形である。キャリア波形は三角波である。三角波の１周期はＴｃに等しい。キャリア波形の最大値、つまりカウント値の最大値により、ＰＷＭ信号の周波数（キャリア周波数）が決定される。本実施形態では、ＰＷＭクロック周波数が１００［ＭＨｚ］であり、ＰＷＭ信号の周波数（以下、「ＰＷＭ周波数」という。）が１００［ｋＨｚ］に設定されているので、カウント値の最大値は、１００，０００，０００÷１００，０００÷２＝５００となる。アップダウンカウントするため、１００，０００，０００／１００，０００を、２で割っている。

図４Ｃに示すように、第１ＰＷＭ出力部６８（図３参照）は、与えられるＰＷＭカウントとカウンタのカウント値とを比較し、モータ駆動回路３１に対して、High信号または Low信号を出力する。第１ＰＷＭ出力部６８は、例えば、カウンタのカウント値≧ＰＷＭカウントが成立している間はHigh信号（またはLow信号）を、それ以外はLow信号（またはHigh信号）を出力する。このHigh信号およびLow信号がＰＷＭ信号となる。

この実施形態では、ＰＷＭ周期Ｔｃ内の上段ＦＥＴと下段ＦＥＴのオンオフ状態の変化パターン（オンオフパターン）としては、次の２つのパターンがある。
第１オンオフパターン：キャリアカウント開始から見て、上段ＦＥＴオン状態→下段ＦＥＴオン状態→上段ＦＥＴオン状態へと変化するパターン。
第２オンオフパターン：キャリアカウント開始から見て、下段ＦＥＴオン状態→上段ＦＥＴオン状態→下段ＦＥＴオン状態へと変化するパターン。

この実施形態では、Ｕ相、Ｖ相およびＷ相のうちの２つの相の上下段ＦＥＴが、第１オンオフパターンおよび第２オンオフパターンのうちのいずれか一方の同じパターンとなるように制御され、残りの１つの相の上下段ＦＥＴが他方のパターンとなるように制御される。上下段ＦＥＴが一方のオンオフパターンとなるように制御される２つの相のうちの一方の相をＡ相といい、他方の相をＢ相といい、上下段ＦＥＴが他方のオンオフパターンとなるように制御される残りの１つの相をＣ相という場合がある。

各相に対するオンオフパターンは予め設定されている。この実施形態では、Ｕ相およびＷ相に対するＰＷＭ周期Ｔｃ内のオンオフパターンが第１オンオフパターンとなるように制御され、Ｖ相に対するＰＷＭ周期Ｔｃ内のオンオフパターンが第２オンオフパターンとなるように制御されるものとする。したがって、この実施形態では、Ｕ相およびＷ相のうちの一方がＡ相に該当し、他方がＢ相に該当し、Ｖ相がＣ相に該当する。

図３に戻り、回転角演算部７０は、回転角センサ２３の出力信号に基づいて、電動モータ１８のロータの回転角θ（電気角）を電流制御周期Ｔａ毎に演算する。回転角演算部７０によって演算されるロータ回転角θは、三相・二相変換部６９、回転速度演算部７１および回転角推定部７２に与えられる。この実施形態では、ロータ回転角θが取得（検出）されるタイミングは、電流制御周期Ｔａの中央時点であるものとする。

回転速度演算部７１は、回転角演算部７０によって演算されるロータ回転角θを時間微分することにより、電動モータ１８のロータの回転速度（角速度）ωを演算する。回転速度演算部７１によって演算される回転速度ωは、回転角推定部７２に与えられる。
回転角推定部７２は、前回の電流制御周期Ｔａで取得された前回の電流制御周期Ｔａの中央時点でのロータ回転角θ_{（ｍ－１）}を用いて、次式（１）に基づいて、次回の電流制御周期Ｔａの中央時点でのロータ回転角θ_{（ｍ＋１）}を推定する。

θ_{（ｍ＋１）}＝θ_{（ｍ－１）}＋ω・２Ｔａ …（１）
回転角推定部７２によって推定された次回の電流制御周期Ｔａでのロータ回転角θ_{（ｍ＋１）}は、二相・三相変換部６５に与えられる。
アシスト電流値設定部６１は、トルクセンサ１１によって検出される検出操舵トルクＴと、車速センサ２４によって検出される車速Ｖとに基づいて、アシスト電流値Ｉａ^＊を電流制御周期Ｔａ毎に設定する。検出操舵トルクＴに対するアシスト電流値Ｉａ^＊の設定例は、図５に示されている。検出操舵トルクＴは、例えば右方向への操舵のためのトルクが正の値にとられ、左方向への操舵のためのトルクが負の値にとられている。また、アシスト電流値Ｉａ^＊は、電動モータ１８から右方向操舵のための操舵補助力を発生させるべきときには正の値とされ、電動モータ１８から左方向操舵のための操舵補助力を発生させるべきときには負の値とされる。アシスト電流値Ｉａ^＊は、検出操舵トルクＴの正の値に対しては正をとり、検出操舵トルクＴの負の値に対しては負をとる。

検出操舵トルクＴが－Ｔ１～Ｔ１（たとえば、Ｔ１＝０．４Ｎ・ｍ）の範囲（トルク不感帯）の微小な値のときには、アシスト電流値Ｉａ^＊は零とされる。そして、検出操舵トルクＴが－Ｔ１～Ｔ１の範囲外の値である場合には、アシスト電流値Ｉａ^＊は、検出操舵トルクＴの絶対値が大きくなるほど、その絶対値が大きくなるように設定される。また、アシスト電流値Ｉａ^＊は、車速センサ２４によって検出される車速Ｖが大きいほど、その絶対値が小さくなるように設定されるようになっている。これにより、低速走行時には操舵補助力が大きくされ、高速走行時には操舵補助力が小さくされる。

電流指令値設定部６２は、アシスト電流値設定部６１によって設定されたアシスト電流値Ｉａ^＊に基づいて、ｄｑ座標系の座標軸に流すべき電流値を電流指令値として設定する。具体的には、電流指令値設定部６２は、ｄ軸電流指令値Ｉ_ｄ ^＊およびｑ軸電流指令値Ｉ_ｑ ^＊（以下、これらを総称するときには「二相電流指令値Ｉ_ｄｑ ^＊」という。）を設定する。さらに具体的には、電流指令値設定部６２は、ｑ軸電流指令値Ｉ_ｑ ^＊をアシスト電流値設定部６１によって設定されたアシスト電流値Ｉａ^＊とする一方で、ｄ軸電流指令値Ｉ_ｄ ^＊を零とする。電流指令値設定部６２によって設定された二相電流指令値Ｉ_ｄｑ ^＊は、電流偏差演算部６３に与えられる。

三相・二相変換部６９は、まず、電流センサ２５，２６によって検出される２相分の相電流から、Ｕ相電流Ｉ_Ｕ、Ｖ相電流Ｉ_ＶおよびＷ相電流Ｉ_Ｗ（以下、これらを総称するときは、「三相検出電流Ｉ_ＵＶＷ」という。）を演算する。そして、三相・二相変換部６９は、ＵＶＷ座標系の三相検出電流Ｉ_ＵＶＷを、ｄｑ座標系の二相検出電流Ｉ_ｄｑに座標変換する。二相検出電流Ｉ_ｄｑは、ｄ軸検出電流Ｉ_ｄおよびｑ軸検出電流Ｉ_ｑからなる。この座標変換には、回転角演算部７０によって演算されるロータ回転角θが用いられる。

電流偏差演算部６３は、ｄ軸電流指令値Ｉ_ｄ ^＊に対するｄ軸検出電流Ｉ_ｄの偏差およびｑ軸電流指令値Ｉ_ｑ ^＊に対するｑ軸検出電流Ｉ_ｑの偏差を演算する。これらの偏差は、ＰＩ制御部６４に与えられる。
ＰＩ制御部６４は、電流偏差演算部６３によって演算された電流偏差に対するＰＩ演算を行なうことにより、電動モータ１８に印加すべき二相電圧指令値Ｖ_ｄｑ ^＊（ｄ軸電圧指令値Ｖ_ｄ ^＊およびｑ軸電圧指令値Ｖ_ｑ ^＊）を生成する。この二相電圧指令値Ｖ_ｄｑ ^＊は、二相・三相変換部６５に与えられる。

二相・三相変換部６５は、今回の電流制御周期ＴａにおいてＰＩ制御部６４によって演算された二相電圧指令値Ｖ_ｄｑ ^＊に対して、今回の電流制御周期Ｔａにおいて回転角推定部７２によって演算された次回の電流制御周期Ｔａに対する回転角推定値θ_{（ｍ＋１）}を用いて二相・三相変換を行うことにより、次回の電流制御周期Ｔａに対する三相電圧指令値Ｖ_ＵＶＷ ^＊を演算する。三相電圧指令値Ｖ_ＵＶＷ ^＊は、Ｕ相電圧指令値Ｖ_Ｕ ^＊、Ｖ相電圧指令値Ｖ_Ｖ ^＊およびＷ相電圧指令値Ｖ_Ｗ ^＊からなる。これにより、次回の電流制御周期Ｔａに対する三相電圧指令値Ｖ_ＵＶＷ ^＊が得られる。

二相・三相変換部６５によって得られた次回の電流制御周期Ｔａに対する三相電圧指令値Ｖ_ＵＶＷ ^＊は、ＰＷＭデューティ演算部６６に与えられる。
ＰＷＭデューティ演算部６６は、次回の電流制御周期Ｔａに対する三相電圧指令値Ｖ_ＵＶＷ ^＊に基づいて、次回の電流制御周期Ｔａに対するＵ相ＰＷＭカウント（ＰＷＭデューティ）、Ｖ相ＰＷＭカウントおよびＷ相ＰＷＭカウントを生成して、コモンモードノイズ低減部６７に与える。

上下段ＦＥＴが第１オンオフパターンとなるように制御されるＵ相のＰＷＭカウントは、例えば次のようにして求められる。すなわち、ＰＷＭデューティ演算部６６は、二相・三相変換部６５によって得られたある電流制御周期Ｔａに対するＵ相電圧指令値Ｖ_Ｕ ^＊と、ＰＷＭカウントの最大値（この例では５００）とを用いて、次式（２）に基づいて、当該電流制御周期Ｔａに対するＵ相ＰＷＭカウントＣｕを演算する。

Ｃｕ＝Ｖ_Ｕ ^＊×（ＰＷＭカウントの最大値／Ｖｂ）
＝Ｖ_Ｕ ^＊×（５００／Ｖｂ） …（２）
前記式（２）においてＶｂは、モータ駆動回路３１の電源電圧（電源１００の出力電圧）である。
上下段ＦＥＴが第１オンオフパターンとなるように制御されるＷ相のＰＷＭカウントＣｗは、前記式（２）の右辺のＵ相電圧指令値Ｖ_Ｕ ^＊の代わりにＷ相電圧指令値Ｖ_Ｗ ^＊を用いることによって演算することができる。

上下段ＦＥＴが第２オンオフパターンとなるように制御されるＶ相のＰＷＭカウントＣｖは、次のようにして求められる。すなわち、ＰＷＭデューティ演算部６６は、二相・三相変換部６５によって得られたある電流制御周期Ｔａに対するＶ相電圧指令値Ｖ_Ｖ ^＊と、ＰＷＭカウントの最大値（この例では５００）とを用いて、次式（３）に基づいて、当該電流制御周期Ｔａに対するＶ相ＰＷＭカウントＣｖを演算する。

Ｃｖ＝ＰＷＭカウントの最大値－｛Ｖ_Ｖ ^＊×（ＰＷＭカウントの最大値／Ｖｂ）｝
＝５００－｛Ｖ_Ｖ ^＊×（５００／Ｖｂ）｝ …（３）
前記式（３）においてＶｂは、モータ駆動回路３１の電源電圧（電源１００の出力電圧）である。
コモンモードノイズ低減部６７は、ある相のスイッチング素子のオンオフによって生じるノイズ電流を、他の相のスイッチング素子のオンオフによって生じるノイズ電流によって相殺することにより、コモンモードノイズを低減するために設けられたものである。コモンモードノイズ低減部６７は、ＰＷＭデューティ演算部６６から与えられる次回の電流制御周期Ｔａに対するＵ相ＰＷＭカウントＣｕ、Ｖ相ＰＷＭカウントＣｖおよびＷ相ＰＷＭカウントＣｗに基づいて、コモンモードノイズを低減するための処理（ノイズ低減処理）を行う。これにより、次回の電流制御周期Ｔａ内の各ＰＷＭ周期Ｔｃに対するＵ相ＰＷＭカウント、Ｖ相ＰＷＭカウントおよびＷ相ＰＷＭカウントが得られる。コモンモードノイズ低減部６７の動作の詳細については、後述する。

コモンモードノイズ低減部６７によるノイズ低減処理後の、次回の電流制御周期Ｔａ内の各ＰＷＭ周期Ｔｃに対するＵ相ＰＷＭカウント、Ｖ相ＰＷＭカウントおよびＷ相ＰＷＭカウントは、第１ＰＷＭ出力部６８に与えられる。
第１ＰＷＭ出力部６８は、コモンモードノイズ低減部６７から与えられた電流制御周期Ｔａ内の各ＰＷＭ周期Ｔｃに対するＵ相ＰＷＭカウント、Ｖ相ＰＷＭカウントおよびＷ相ＰＷＭカウントを、複数の電流制御周期分にわたって記憶している。第１ＰＷＭ出力部６８は、前回の電流制御周期Ｔａにおいてコモンモードノイズ低減部６７から与えられた今回の電流制御周期Ｔａ内の各ＰＷＭ周期Ｔｃに対するＵ相ＰＷＭカウント、Ｖ相ＰＷＭカウントおよびＷ相ＰＷＭカウントに基づいて、今回の電流制御周期Ｔａ内の各ＰＷＭ周期Ｔｃに対するＵ相ＰＷＭ信号、Ｖ相ＰＷＭ信号およびＷ相ＰＷＭ信号を生成して、モータ駆動回路３１に供給する。具体的には、第１ＰＷＭ出力部６８は、今回の電流制御周期Ｔａ内のＰＷＭ周期Ｔｃ毎に、当該電流制御周期Ｔａ内の各ＰＷＭ周期Ｔｃに対するＵ相ＰＷＭカウント、Ｖ相ＰＷＭカウントおよびＷ相ＰＷＭカウントにそれぞれ対応するデューティのＵ相ＰＷＭ信号、Ｖ相ＰＷＭ信号およびＷ相ＰＷＭ信号を生成して、モータ駆動回路３１に供給する。

モータ駆動回路３１を構成する６つのＦＥＴ１１１～１１６が第１ＰＷＭ出力部６８から与えられるＰＷＭ信号によって制御されることにより、ＰＷＭ周期Ｔｃ毎の三相電圧指令値Ｖ_ＵＶＷ ^＊に相当する電圧が電動モータ１８の各相のステータコイル１８Ｕ，１８Ｖ，１８Ｗに印加されることになる。
電流偏差演算部６３およびＰＩ制御部６４は、電流フィードバック制御手段を構成している。この電流フィードバック制御手段の働きによって、電動モータ１８に流れるモータ電流が、電流指令値設定部６２によって設定された二相電流指令値Ｉ_ｄｑ ^＊に近づくように制御される。

以下、コモンモードノイズ低減部６７について詳しく説明する。まず、図６を参照して、コモンモードノイズ低減部６７によるコモンモードノイズ低減の基本的な考え方について説明する。
三相のうちのある１つの相の出力電圧（以下、第１の相電圧という）の波形が図６（ａ）である場合には、第１の相電圧に起因して、電動モータ１８とフレームグランドとの間に存在する浮遊容量Ｃ１（図２参照）に流れる電流は、図６（ｃ）に示すようになる。つまり、第１の相電圧の立下り時点ｔ１で－方向の電流が浮遊容量Ｃ１に流れ、第１の相電圧の立上り時点ｔ２で＋方向の電流が浮遊容量Ｃ１に流れる。

そこで、他の２つの相のうちの一方の相の出力電圧（以下、第２の相電圧という）の波形を、図６（ｂ）に示すように、図６（ａ）の第１の相電圧の波形を反転させた波形にすると、第２の相電圧に起因して、電動モータ１８とフレームグランドとの間に存在する浮遊容量Ｃ１（図２参照）に流れる電流は、図６（ｄ）に示すようになる。つまり、第２の相電圧の立上り時点ｔ１で＋方向の電流が浮遊容量Ｃ１に流れ、第２の相電圧の立下り時点ｔ２で－方向の電流が浮遊容量Ｃ１に流れる。したがって、時点ｔ１および時点ｔ２のそれぞれの時点において、第１の相電圧に起因して浮遊容量Ｃ１に流れる電流と第２の相電圧に起因して浮遊容量Ｃ１に流れる電流とが相殺される。このため、図６（ｅ）に示すように、正負の電源ラインとフレームグランドとの間に存在する浮遊容量Ｃ２、Ｃ３（図２参照）に流れる電流は低下する。

図７は、コモンモードノイズ電流に着目した等価回路である。第１の相電圧、第２の相電圧はノイズ発生源とみなすことができる。電源１００はコモンモードノイズ電流のような交流的には正負電極間がショートされているとみなすことができる。図７において、第１の相電圧が立ち上がることにより実線矢印のようにコモンモードノイズ電流が流れる。第２の相電圧が立ち下がることにより一点鎖線の矢印のようにコモンモードノイズ電流が流れる。したがって、浮遊容量Ｃ２、Ｃ３に流れる各コモンモードノイズ電流は向きが互いに逆なので、打ち消し合い、結果としてトータルのコモンモードノイズ電流は低下する。

コモンモードノイズ低減部６７は、電流制御周期内の各ＰＷＭ周期において、三相のうちの任意の１つの相の相電圧に起因して浮遊容量に流れる電流が、他の２相のうちのいずれか一方の相の相電圧に起因して浮遊容量に流れる電流によって相殺されるように、当該ＰＷＭ周期単位の最終的なＰＷＭカウントを設定する。
ただし、コモンモードノイズ低減部６７は、電流制御周期Ｔａ内のＰＷＭ周期単位のＰＷＭカウントの相毎の合計値が、対応する相の電流制御周期単位のＰＷＭカウントに応じた値となるように、各ＰＷＭ周期Ｔｃの最終的なＰＷＭカウントを設定する。この実施形態では、対応する相の電流制御周期単位のＰＷＭカウントに応じた値は、対応する相の電流制御周期単位のＰＷＭカウントに１０を乗じた値である。

図８は、コモンモードノイズ低減部の動作の一例を説明するためのフローチャートである。
コモンモードノイズ低減部６７（図３参照）は、まず、ＰＷＭデューティ演算部６６から与えられる次回の電流制御周期Ｔａに対するＵ相、Ｖ相およびＷ相のＰＷＭカウントＣｕ、ＣｖおよびＣｗを、次回の電流制御周期Ｔａ内の各ＰＷＭ周期Ｔｃに対するＵ相、Ｖ相およびＷ相のＰＷＭカウントＣｕ、ＣｖおよびＣｗとして設定する（ステップＳ１）。

図１１Ａは、ステップＳ１で設定された、電流制御周期Ｔａ内の各ＰＷＭ周期ＴｃにおけるＵ相、Ｖ相およびＷ相のＰＷＭカウントＣｕ、ＣｖおよびＣｗの一例を示す模式図である。
次に、コモンモードノイズ低減部６７は、相毎に、デットタイムを考慮したスイッチングタイミングを設定する（ステップＳ２）。

図９は、主として、ＰＷＭカウントと、各相の上段ＦＥＴ指令および下段ＦＥＴ指令との関係を示す模式図である。言い換えれば、第１ＰＷＭ出力部６８（図３参照）の各相に対する動作の一例を説明するための模式図である。
この実施形態では、前述したように、キャリア波形は三角波であり、ＰＷＭカウントの出力可能カウントは０～５００に設定されている。また、この実施形態では、デットタイムに相当するカウント値を１０とする。

上下段ＦＥＴが第１オンオフパターンとなるように制御されるＵ相およびＷ相（第１オンオフパターン相）の上段ＦＥＴ指令および下段ＦＥＴ指令について説明する。キャリアカウントが第１オンオフパターン相のＰＷＭカウントよりも大きいときに、第１オンオフパターン相の上段ＦＥＴ指令がオフ指令となるように、第１オンオフパターン相の上段ＦＥＴのスイッチングタイミングが設定されている。つまり、キャリアカウントのアップカウント中にキャリアカウントが第１オンオフパターン相のＰＷＭカウントと等しくなると（時点ｔ２）、図９（ａ）に示すように、第１オンオフパターン相の上段ＦＥＴ指令は、オン指令からオフ指令に変化する。そして、キャリアカウントのダウンカウント中にキャリアカウントが第１オンオフパターン相のＰＷＭカウントと等しくなると（時点ｔ５）、第１オンオフパターン相の上段ＦＥＴ指令は、オフ指令からオン指令に変化する。

図９（ｂ）に示すように、時点ｔ２からデットタイムＴｄが経過すると（時点ｔ３）、第１オンオフパターン相の下段ＦＥＴ指令はオフ指令からオン指令に変化する。そして、時点ｔ５に対してデットタイムＴｄだけ早い時点（時点ｔ４）において、第１オンオフパターン相の下段ＦＥＴ指令はオン指令からオフ指令に変化する。
上下段ＦＥＴが第２オンオフパターンとなるように制御されるＶ相（第２オンオフパターン相）の上段ＦＥＴ指令および下段ＦＥＴ指令について説明する。キャリアカウントが第２オンオフパターン相のＰＷＭカウントよりも大きいときに、第２オンオフパターン相の上段ＦＥＴ指令がオン指令となるように、第２オンオフパターン相の上段ＦＥＴのスイッチングタイミングが設定されている。つまり、キャリアカウントのアップカウント中にキャリアカウントが第２オンオフパターン相のＰＷＭカウントと等しくなると（時点ｔ２）、図９（ｅ）に示すように、第２オンオフパターン相の上段ＦＥＴ指令は、オフ指令からオン指令に変化する。そして、キャリアカウントのダウンカウント中にキャリアカウントが第２オンオフパターン相のＰＷＭカウントと等しくなると（時点ｔ５）、第２オンオフパターン相の上段ＦＥＴ指令は、オン指令からオフ指令に変化する。

図９（ｆ）に示すように、時点ｔ２に対してデットタイムＴｄだけ早い時点（時点ｔ１）において、第２オンオフパターン相の下段ＦＥＴ指令はオン指令からオフ指令に変化する。時点ｔ５からデットタイムＴｄが経過すると（時点ｔ６）、第２オンオフパターン相の下段ＦＥＴ指令はオフ指令からオン指令に変化する。
デットタイム期間中のある相の相電圧について、図１０Ａおよび図１０Ｂを参照して説明する。ここでは、Ｕ相を例にとって説明するが、他の２つの相においても同様である。

図１０Ａのｉに示すように、上段ＦＥＴ１１１および下段ＦＥＴ１１２の接続点から電動モータ１８側に向かって電流が流れている状態では、デットタイム期間中においては、矢印１４１に示すように、下段ＦＥＴ１１２に逆並列接続されたダイオード１２２を通じて電流が流れることになる。したがって、デットタイム期間中においては、相電圧ＶｕはＬレベルとなる。このため、相電圧ＶｕのＬレベルの期間は、上段ＦＥＴ１１１のオフ期間と同じになる。

一方、図１０Ｂのｉに示すように、電動モータ１８側から上段ＦＥＴ１１１および下段ＦＥＴ１１２の接続点に向かって電流が流れている状態では、デットタイム期間中においては、矢印１４２に示すように、上段ＦＥＴ１１１に逆並列接続されたダイオード１２１を通じて電流が流れることになる。したがって、デットタイム期間中においては、相電圧ＶｕはＨレベルとなる。このため、相電圧ＶｕのＬレベルの期間は上段ＦＥＴ１１１のオフ期間よりも短くなる。言い換えれば、相電圧ＶｕのＨレベルの期間は上段ＦＥＴ１１１のオン期間よりも長くなる。

第１オンオフパターン相であるＵ相およびＷ相において、ＰＷＭカウントがＰＷＭカウント最大値の１／２以上（２５０以上）である場合には、ＰＷＭカウントがＰＷＭカウント最大値の１／２未満である場合に比べて、上段ＦＥＴのオン時間が長くなる。そこで、この実施形態では説明の便宜上、ＰＷＭカウントが２５０以上である場合には、上段ＦＥＴおよび下段ＦＥＴの接続点から電動モータ１８側に向かって電流が流れている状態（図１０Ａに示される状態）であると考えることにする。このため、デットタイム期間中においては、相電圧はＬレベルとなると考えられる。したがって、この場合には、相電圧は、図９（ｃ）に示すように変化すると考えられるので、相電圧のレベル変化タイミングと上段ＦＥＴのスイッチングタイミングとは一致する。

一方、Ｕ相およびＷ相において、ＰＷＭカウントがＰＷＭカウント最大値の１／２未満（２５０未満）である場合には、ＰＷＭカウントがＰＷＭカウント最大値の１／２以上である場合に比べて、上段ＦＥＴのオン時間が短くなる。そこで、この実施形態では説明の便宜上、ＰＷＭカウントが２５０未満である場合には、電動モータ１８側から上段ＦＥＴおよび下段ＦＥＴの接続点に向かって電流が流れている状態（図１０Ｂに示される状態）であると考えることにする。このため、デットタイム期間中においては、相電圧はＨレベルとなると考えられる。したがって、この場合には、相電圧は、図９（ｄ）に示すように変化すると考えられるので、相電圧のレベル変化タイミングと上段ＦＥＴのスイッチングタイミングとは一致しなくなる。上段ＦＥＴのスイッチングタイミングが相電圧のレベル変化タイミングと一致する仮想のＰＷＭカウント（デットタイムを考慮したスイッチングタイミング）は、実際のＰＷＭカウントにデットタイムに相当するカウント値（この実施形態では“１０”）を加算した値となる。

第２オンオフパターン相であるＶ相において、ＰＷＭカウントがＰＷＭカウント最大値の１／２以上（２５０以上）である場合には、ＰＷＭカウントがＰＷＭカウント最大値の１／２以上である場合に比べて、上段ＦＥＴのオン時間が短くなる。そこで、この実施形態では説明の便宜上、ＰＷＭカウントが２５０以上である場合には、電動モータ１８側から上段ＦＥＴおよび下段ＦＥＴの接続点に向かって電流が流れている状態（図１０Ｂに示される状態）であると考えることにする。このため、デットタイム期間中においては、相電圧はＨレベルとなると考えられる。したがって、この場合には、相電圧は、図９（ｇ）に示すように変化すると考えられるので、相電圧のレベル変化タイミングと上段ＦＥＴのスイッチングタイミングとは一致しなくなる。上段ＦＥＴのスイッチングタイミングが相電圧のレベル変化タイミングと一致する仮想のＰＷＭカウント（デットタイムを考慮したスイッチングタイミング）は、実際のＰＷＭカウントにデットタイムに相当するカウント値（この実施形態では“１０”）を減算した値となる。

一方、Ｖ相において、ＰＷＭカウントがＰＷＭカウント最大値の１／２未満（２５０未満）である場合には、ＰＷＭカウントがＰＷＭカウント最大値の１／２以上である場合に比べて、上段ＦＥＴのオン時間が長くなる。そこで、この実施形態では説明の便宜上、ＰＷＭカウントが２５０未満である場合には、上段ＦＥＴおよび下段ＦＥＴの接続点から電動モータ１８側に向かって電流が流れている状態（図１０Ａに示される状態）であると考えることにする。このため、デットタイム期間中においては、相電圧はＬレベルとなると考えられる。したがって、この場合には、相電圧は、図９（ｈ）に示すように変化すると考えられるので、相電圧のレベル変化タイミングと上段ＦＥＴのスイッチングタイミングとは一致する。

この実施形態では、説明の便宜上、各相において、相電流の方向をＰＷＭカウントがＰＷＭカウント最大値の１／２以上であるか否かに基づいて推定しているが、相電流を検出し、この検出値に基づいて相電流の方向を推定してもよい。
ステップＳ２では、コモンモードノイズ低減部６７は、ステップＳ１で設定された各相のＰＷＭ周期ＴｃのＰＷＭカウント毎に、当該相の相電圧のレベル変化タイミングに対応したＰＷＭカウント（実タイミングでのＰＷＭカウント）を演算する。

具体的には、コモンモードノイズ低減部６７は、次回の電流制御周期Ｔａ内の各ＰＷＭ周期Ｔｃに対するＵ相およびＷ相のＰＷＭカウントＣｕおよびＣｗのうち、２５０以上のＰＷＭカウントについては、その値をそのまま、当該相の相電圧のレベル変化タイミングに対応するＰＷＭカウントとして設定する。
Ｕ相およびＷ相のＰＷＭカウントＣｕおよびＣｗのうち、２５０未満のＰＷＭカウントについては、コモンモードノイズ低減部６７は、その値にデットタイムに相当するカウント値（この実施形態では“１０”）を加算した値を、当該相の相電圧のレベル変化タイミングに対応するＰＷＭカウントとして設定する。

コモンモードノイズ低減部６７は、次回の電流制御周期Ｔａ内の各ＰＷＭ周期Ｔｃに対するＶ相のＰＷＭカウントＣｖのうち、２５０以上のＰＷＭカウントについては、その値からデットタイムに相当するカウント値（この実施形態では“１０”）を減算した値を、当該相の相電圧のレベル変化タイミングに対応するＰＷＭカウントとして設定する。
Ｖ相のＰＷＭカウントＣｖのうち、２５０未満のＰＷＭカウントについては、コモンモードノイズ低減部６７は、その値をそのまま、当該相の相電圧のレベル変化タイミングに対応するＰＷＭカウントとして設定する。

ステップＳ１によって設定された各相のＰＷＭ周期単位のＰＷＭカウントが図１１Ａである場合、ステップＳ２によって設定される各相のＰＷＭ周期単位のＰＷＭカウントを図１１Ｂに示す。図１１Ａと図１１Ｂとを比較すると、Ｖ相のＰＷＭカウントＣｖが３００から２９０に変化し、Ｗ相のＰＷＭカウントＣｗが１００から１１０に変化していることがわかる。

次に、コモンモードノイズ低減部６７は、各相のうち、ステップＳ２の処理によって設定されたＰＷＭカウントのうち、ＰＷＭカウント最大値（この実施形態では“５００”）または最小値（この実施形態では“０”）に最も近いＰＷＭカウントを有する相を、基準相として設定する（ステップＳ３）。図１１Ｂの例では、Ｕ相（Ａ相またはＢ相に該当する）のＰＷＭカウントＣｕ（Ｃｕ＝４００）が５００または０に最も近いので、Ｕ相が基準相として設定される。この実施形態では、Ａ相およびＢ相のうちの一方が基準相として設定された場合には、基準相として設定された相をＡ相といい、他方をＢ相ということにする。この実施形態では、前述のようにＵ相が基準相として設定された場合には、Ｕ相がＡ相となり、Ｗ相がＢ相となる。

次に、コモンモードノイズ低減部６７は、基準相がＡ相またはＢ相であるかを判別する（ステップＳ４）。図１１Ｂの例では、Ｕ相が基準相として設定されるので、基準相がＡ相またはＢ相であると判別される。
基準相がＡ相またはＢ相であると判別された場合には（ステップＳ４：ＹＥＳ）、コモンモードノイズ低減部６７は、第１のＰＷＭカウント変更処理を行う（ステップＳ５）。

図１１Ａおよび図１１Ｂを例にとって、第１のＰＷＭカウント変更処理について詳しく説明する。図１１Ｂの例では、前述したように、Ｕ相が基準相として設定される。コモンモードノイズ低減部６７は、Ｃ相（Ｖ相）を、基準相であるＡ相（Ｕ相）のノイズ電流を相殺するためにＰＷＭカウントが変更される第１カウント変更対象相として割り当てる。また、コモンモードノイズ低減部６７は、Ａ相およびＢ相のうち、基準相とは異なる方の相（この例ではＢ相（Ｗ相））を、カウント変更後のＣ相（Ｖ相）のノイズ電流を相殺するための第２カウント変更対象相として割り当てる。

そして、コモンモードノイズ低減部６７は、各カウント変更対象相（この例では、Ｃ相（Ｖ相）およびＢ相（Ｗ相））に対して、ノイズ電流を相殺するためのふり幅を設定する。あるカウント変更対象相に関して、電流制御周期Ｔａ内のＰＷＭカウント値の合計値が変更されないようにＰＷＭカウント値を変更するには、当該カウント変更対象相のＰＷＭカウント値に対して、例えば、図１２Ａに示される第１ふり幅パターンに応じたふり幅または図１２Ａに示される第２ふり幅パターンに応じたふり幅を加算すればよい。

図１２Ａ内のｘは、ふり幅の絶対値を規定するためのふり幅規定値である。この実施形態では、第１カウント変更対象相（Ｃ相（Ｖ相））に対しては第１ふり幅パターンが割り当てられ、第２カウント変更対象相（Ｂ相（Ｗ相））に対しては第２ふり幅パターンが割り当てられる。
コモンモードノイズ低減部６７は、ステップＳ２の処理によって設定されたＰＷＭカウントに基づいて、第１カウント変更対象相である（Ｃ相（Ｖ相））および第２カウント変更対象相である（Ｂ相（Ｗ相））それぞれに対するふり幅規定値ｘを次のようにして演算する。コモンモードノイズ低減部６７は、Ｃ相（Ｖ相）のＰＷＭカウントと、ノイズ電流を相殺すべき基準相（Ａ相（Ｕ相））のＰＷＭカウントとの差の絶対値を、Ｃ相（Ｖ相）に対するふり幅規定値ｘとして演算する。

この例では、Ｃ相（Ｖ相）に対するふり幅規定値ｘは、１１０（＝４００－２９０）となる。これにより、Ｃ相（Ｖ相）のＰＷＭカウントにＣ相（Ｖ相）に対するふり幅規定値ｘを加算した第１演算値は４００（＝２９０＋１１０）となり、Ｃ相（Ｖ相）のＰＷＭカウントからＣ相（Ｖ相）に対するふり幅規定値ｘを減算した第２演算値は１８０（＝２９０－１１０）となる。

コモンモードノイズ低減部６７は、第１演算値および第２演算値のうち、基準相であるＡ相（Ｕ相）のＰＷＭカウント値とは異なる方の値（この例では第２演算値）と、Ｂ相（Ｗ相）のＰＷＭカウントとの差の絶対値を、Ｂ相（Ｗ相）に対するふり幅規定値ｘとして演算する。この例では、Ｂ相（Ｗ相）に対するふり幅規定値ｘは、７０（＝１８０－１１０）となる。

コモンモードノイズ低減部６７は、このようにして演算された各カウント変更対象相に対するふり幅規定値ｘと当該相に適用されるふり幅パターンとに基づいて、各カウント変更対象相に対する各ＰＷＭ周期Ｔｃのふり幅を設定する。
図１１Ｂに示される各相のＰＷＭ周期単位のＰＷＭカウントに基づいて設定された、Ｃ相（Ｖ相）およびＢ相（Ｗ相）の各ＰＷＭ周期Ｔｃのふり幅を、図１２Ｂに示す。

次に、コモンモードノイズ低減部６７は、次回の電流制御周期Ｔａ内の各ＰＷＭ周期Ｔｃに対する各相の最終的なＰＷＭカウントを求める。具体的には、各カウント変更対象相に対するふり幅に基づいて、ステップＳ１によって設定されたカウント変更対象相のＰＷＭカウントを変更する。より具体的には、コモンモードノイズ低減部６７は、ステップＳ１によって設定された各ＰＷＭ周期Ｔｃに対するカウント変更対象相のＰＷＭカウントに、カウント変更対象相のふり幅を加算することによって、各ＰＷＭ周期Ｔｃに対するカウント変更対象相のＰＷＭカウントを変更する。ステップＳ１によって設定されたＰＷＭカウントに対して、カウント変更対象相が変更された後のＰＷＭカウントが、最終的なＰＷＭカウントとなる。

次に、コモンモードノイズ低減部６７は、最終的なＰＷＭカウントに応じた各相電圧のレベル変化タイミングに対応したＰＷＭカウント（実タイミンクでのＰＷＭカウント）を求める。具体的には、各カウント変更対象相に対するふり幅に基づいて、ステップＳ２によって設定されたカウント変更対象相のＰＷＭカウントを変更する。より具体的には、コモンモードノイズ低減部６７は、ステップＳ２によって設定された各ＰＷＭ周期Ｔｃに対するカウント変更対象相のＰＷＭカウントに、カウント変更対象相のふり幅を加算することによって、各ＰＷＭ周期Ｔｃに対するカウント変更対象相のＰＷＭカウントを変更する。ステップＳ２によって設定されたＰＷＭカウントに対して、カウント変更対象相が変更された後のＰＷＭカウントが、実タイミングでのＰＷＭカウントとなる。これにより、第１のＰＷＭカウント変更処理は終了する。

次に、コモンモードノイズ低減部６７は、第１のＰＷＭカウント変更処理によって得られた実タイミングでのＰＷＭカウントを、キャンセル回路制御部５２に与える（ステップＳ６）。
また、コモンモードノイズ低減部６７は、第１のＰＷＭカウント変更処理によって得られた最終的なＰＷＭカウントを、第１ＰＷＭ出力部６８に与える（ステップＳ７）。そして、コモンモードノイズ低減部６７は、今回の電流制御周期Ｔａでの処理を終了する。

ステップＳ１によって設定された各相のＰＷＭ周期単位のＰＷＭカウントが図１１Ａに示されるような値であり、カウント変更対象相のふり幅が図１２Ｂに示すような値である場合、各相のＰＷＭ周期単位の最終的なＰＷＭカウントは、図１２Ｃに示されるようになる。
また、実タイミンクでのＰＷＭカウントは、図１２Ｄに示すようになる。図１２Ｄに示すように、奇数番目のＰＷＭ周期ＴｃにおけるＵ相（第１オンオフパターン相）のＰＷＭカウントは、Ｖ相（第２オンオフパターン相）のＰＷＭカウントと一致している。このため、奇数番目のＰＷＭ周期Ｔｃにおいて、Ｕ相の相電圧に起因して電動モータ１８側の浮遊容量Ｃ１（図２参照）に流れるノイズ電流が、Ｖ相の相電圧に起因して電動モータ１８側の浮遊容量Ｃ１に流れるノイズ電流によって相殺される。

また、偶数番目のＰＷＭ周期ＴｃにおけるＶ相（第２オンオフパターン相）のＰＷＭカウントは、Ｗ相（第１オンオフパターン相）のＰＷＭカウントと一致している。このため、偶数番目のＰＷＭ周期Ｔｃにおいて、Ｖ相の相電圧に起因して電動モータ１８側の浮遊容量Ｃ１（図２参照）に流れるノイズ電流が、Ｗ相の相電圧に起因して電動モータ１８側の浮遊容量Ｃ１に流れるノイズ電流によって相殺される。これにより、コモンモードノイズが低減される。

ただし、奇数番目のＰＷＭ周期Ｔｃにおいて、Ｗ相（第１オンオフパターン相）の相電圧に起因して浮遊容量Ｃ１に流れるノイズ電流は、他の相の相電圧に起因して浮遊容量Ｃ１に流れるノイズ電流によって相殺されない。また、偶数番目のＰＷＭ周期Ｔｃにおいて、Ｕ相（第１オンオフパターン相）の相電圧に起因して浮遊容量Ｃ１に流れるノイズ電流は、他の相の相電圧に起因して浮遊容量Ｃ１に流れるノイズ電流によって相殺されない。このように相殺されないノイズ電流に基づくコモンモードノイズは、後述するように、ノイズキャンセル回路３２によって低減される。

ステップＳ４で、基準相がＣ相であると判別された場合には（ステップＳ４：ＮＯ）、コモンモードノイズ低減部６７は、第２のＰＷＭカウント変更処理を行う（ステップＳ８）。
この実施形態では、Ｃ相が基準相として設定された場合には、Ｃ相以外の２つの相のうちのいずれか一方をＡ相といい、他方をＢ相ということにする。この実施形態では、Ｃ相以外の２つの相であるＵ相およびＷ相のうちのＵ相をＡ相といい、Ｗ相をＢ相ということにする。

図１３Ａおよび図１３Ｂを参照して、第２のＰＷＭカウント変更処理について詳しく説明する。図１３Ａは、ステップＳ１で設定された、電流制御周期Ｔａ内の各ＰＷＭ周期ＴｃにおけるＵ相、Ｖ相およびＷ相のＰＷＭカウントＣｕ、ＣｖおよびＣｗの一例を示す模式図である。ステップＳ１によって設定された各相のＰＷＭ周期単位のＰＷＭカウントが図１３Ａである場合、ステップＳ２によって設定される各相のＰＷＭ周期単位のＰＷＭカウントを図１３Ｂに示す。図１３Ａと図１３Ｂとを比較すると、Ｖ相（Ｃ相）のＰＷＭカウントＣｖが４００から３９０に変化していることがわかる。図１３Ｂの例では、Ｖ相（Ｃ相に該当）のＰＷＭカウントＣｕ（Ｃｕ＝４００）が５００または０に最も近いので、ステップＳ３において、Ｖ相が基準相として設定される。このため、ステップＳ４において、基準相がＣ相であると判別される。

第２のＰＷＭカウント変更処理では、コモンモードノイズ低減部６７は、まず、Ａ相（Ｕ相）およびＢ相（Ｗ相）の２つの相を、基準相であるＣ相（Ｖ相）のノイズ電流を相殺するためにＰＷＭカウントが変更されるカウント変更対象相として割り当てる。以下、Ａ相（Ｕ相）を第１カウント変更対象相といい、Ｂ相（Ｗ相）を第２カウント変更対象相ということにする。

そして、コモンモードノイズ低減部６７は、各カウント変更対象相（この例では、Ａ相（Ｕ相）およびＢ相（Ｗ相））に対して、ノイズ電流を相殺するためのふり幅を設定する。あるカウント変更対象相に関して、電流制御周期Ｔａ内のＰＷＭカウント値の合計値が変更されないようにＰＷＭカウント値を変更するには、当該カウント変更対象相のＰＷＭカウント値に対して、例えば、図１４Ａに示される第１ふり幅パターンに応じたふり幅または図１４Ａに示される第２ふり幅パターンに応じたふり幅を加算すればよい。図１４Ａ内のｘは、ふり幅の絶対値を規定するためのふり幅規定値である。この実施形態では、第１カウント変更対象相であるＡ相（Ｕ相）に対しては第１ふり幅パターンが割り当てられ、第２カウント変更対象相であるＢ相（Ｗ相）に対しては第２ふり幅パターンが割り当てられる。

コモンモードノイズ低減部６７は、ステップＳ２の処理によって設定されたＰＷＭカウントに基づいて、第１カウント変更対象相であるＡ相（Ｕ相）および第２カウント変更対象相であるＢ相（Ｗ相）それぞれに対するふり幅規定値ｘを次のようにして演算する。コモンモードノイズ低減部６７は、Ａ相（Ｕ相）のＰＷＭカウントと、ノイズ電流を相殺すべきＣ相（Ｖ相）のＰＷＭカウントとの差の絶対値を、Ａ相（Ｕ相）に対するふり幅規定値ｘとして演算する。この例では、Ａ相（Ｕ相）に対するふり幅規定値ｘは、３０（＝３９０－３６０）となる。また、コモンモードノイズ低減部６７は、Ｂ相（Ｗ相）のＰＷＭカウントと、ノイズ電流を相殺すべきＣ相（Ｖ相）のＰＷＭカウントとの差の絶対値を、Ｂ相（Ｗ相）に対するふり幅規定値ｘとして演算する。この例では、Ｂ相（Ｗ相）に対するふり幅規定値ｘは、１１０（＝３９０－２８０）となる。

コモンモードノイズ低減部６７は、このようにして演算された各カウント変更対象相に対するふり幅規定値ｘと当該相に適用されるふり幅パターンとに基づいて、各カウント変更対象相に対する各ＰＷＭ周期Ｔｃのふり幅を設定する。
図１３Ｂに示される各相のＰＷＭ周期単位のＰＷＭカウントに基づいて設定された、Ｖ相およびＶ相の各ＰＷＭ周期Ｔｃのふり幅を、図１４Ｂに示す。

次に、コモンモードノイズ低減部６７は、次回の電流制御周期Ｔａ内の各ＰＷＭ周期Ｔｃに対する各相の最終的なＰＷＭカウントを求める。具体的には、コモンモードノイズ低減部６７は、各カウント変更対象相に対するふり幅に基づいて、ステップＳ１によって設定された次回の電流制御周期Ｔａ内の各ＰＷＭ周期Ｔｃに対するカウント変更対象相のＰＷＭカウントを変更する。より具体的には、コモンモードノイズ低減部６７は、ステップＳ１によって設定された各ＰＷＭ周期Ｔｃに対するカウント変更対象相のＰＷＭカウントに、カウント変更対象相のふり幅を加算することによって、各ＰＷＭ周期Ｔｃに対するカウント変更対象相のＰＷＭカウントを変更する。ステップＳ１によって設定されたＰＷＭカウントに対して、カウント変更対象相が変更された後のＰＷＭカウントが、最終的なＰＷＭカウントとなる。

次に、コモンモードノイズ低減部６７は、最終的なＰＷＭカウントに応じた各相電圧のレベル変化タイミングに対応したＰＷＭカウント（実タイミンクでのＰＷＭカウント）を求める。具体的には、各カウント変更対象相に対するふり幅に基づいて、ステップＳ２によって設定されたカウント変更対象相のＰＷＭカウントを変更する。より具体的には、コモンモードノイズ低減部６７は、ステップＳ２によって設定された各ＰＷＭ周期Ｔｃに対するカウント変更対象相のＰＷＭカウントに、カウント変更対象相のふり幅を加算することによって、各ＰＷＭ周期Ｔｃに対するカウント変更対象相のＰＷＭカウントを変更する。ステップＳ２によって設定されたＰＷＭカウントに対して、カウント変更対象相が変更された後のＰＷＭカウントが、実タイミングでのＰＷＭカウントとなる。これにより、第２のＰＷＭカウント変更処理は終了する。

次に、コモンモードノイズ低減部６７は、第２のＰＷＭカウント変更処理によって得られた実タイミングでのＰＷＭカウントを、キャンセル回路制御部５２に与える（ステップＳ９）。
また、コモンモードノイズ低減部６７は、第２のＰＷＭカウント変更処理によって得られた最終的なＰＷＭカウントを、第１ＰＷＭ出力部６８に与える（ステップＳ１０）。そして、コモンモードノイズ低減部６７は、今回の電流制御周期Ｔａでの処理を終了する。

ステップＳ１によって設定された各相のＰＷＭ周期単位のＰＷＭカウントが図１３Ａに示されるような値であり、カウント変更対象相のふり幅が図１４Ｂに示すような値である場合、各相のＰＷＭ周期単位の最終的なＰＷＭカウントは、図１４Ｃに示されるようになる。
また、実タイミンクでのＰＷＭカウントは、図１４Ｄに示すようになる。図１４Ｄに示すように、奇数番目のＰＷＭ周期ＴｃにおけるＶ相（第２オンオフパターン相）のＰＷＭカウントは、Ｕ相（第１オンオフパターン相）のＰＷＭカウントと一致している。このため、奇数番目のＰＷＭ周期Ｔｃにおいて、Ｖ相の相電圧に起因して電動モータ１８側の浮遊容量Ｃ１（図２参照）に流れるノイズ電流が、Ｕ相の相電圧に起因して電動モータ１８側の浮遊容量Ｃ１に流れるノイズ電流によって相殺される。

この実施形態のように、Ａ相およびＢ相に対するオンオフパターンが第１オンオフパターンに設定されている場合には、コモンモードノイズ低減部６７によって相殺されないノイズ電流の相に対するオンオフパターンは第１オンオフパターンとなる。一方、Ａ相およびＢ相に対するオンオフパターンが第２オンオフパターンに設定されている場合には、コモンモードノイズ低減部６７によって相殺されないノイズ電流の相に対するオンオフパターンは第２オンオフパターンとなる。

図３に戻り、キャンセル回路制御部５２は、ＰＷＭカウント設定部８１と、第２ＰＷＭ出力部８２とを含む。
ＰＷＭカウント設定部８１は、コモンモードノイズ低減部６７から与えられる実タイミングでのＰＷＭカウントに基づいて、ノイズキャンセル回路３２内のＦＥＴ４４，４５をＰＷＭ制御するためのＰＷＭカウントを設定する。具体的には、ＰＷＭカウント設定部８１は、まず、実タイミングでのＰＷＭカウントのうち、コモンモードノイズ低減部６７によってノイズ電流が相殺されないＰＷＭカウントのパターン（非キャンセルパターン）を抽出する。

実タイミングでのＰＷＭカウントが例えば図１２Ｄである場合には、ＰＷＭカウント設定部８１は、奇数番目のＰＷＭ周期ＴｃにおけるＷ相のＰＷＭカウント値”４０”と、偶数番目のＰＷＭ周期ＴｃにおけるＵ相のＰＷＭカウント値”４００”とを、非キャンセルパターンとして抽出する。
次に、ＰＷＭカウント設定部８１は、ＦＥＴ４４，４５をＰＷＭ制御するためのＰＷＭカウントとして、抽出した非キャンセルパターンと同じパターンのＰＷＭカウントを設定する。実タイミングでのＰＷＭカウントが例えば図１２Ｄである場合には、ＰＷＭカウント設定部８１によって設定されるＰＷＭカウントは、図１５Ａに示すようになる。

そして、ＰＷＭカウント設定部８１は、このようにして設定されたＰＷＭカウントを、次回の電流制御周期Ｔａ内の各ＰＷＭ周期Ｔｃに対するＰＷＭカウントとして、第２ＰＷＭ出力部８２に与える。第２ＰＷＭ出力部８２は、次回の電流制御周期Ｔａにおいて、今回の電流制御周期ＴａにおいてＰＷＭカウント設定部８１から与えられたＰＷＭカウントに基づいて、ノイズキャンセル回路３２のＦＥＴ４４，４５を制御する。

この実施形態では、コモンモードノイズ低減部６７によって相殺されないノイズ電流の相に対するオンオフパターンは第１オンオフパターンである。第２ＰＷＭ出力部８２は、ＰＷＭ周期Ｔｃ内の上段ＦＥＴ４４と下段ＦＥＴ４５のオンオフ状態の変化パターンが第２オンオフパターンとなるようにＰＷＭ信号を生成する。これにより、コモンモードノイズ低減部６７によって相殺されないノイズ電流に対して逆位相のノイズキャンセル電流を、ノイズキャンセル回路３２によって発生させることができる。

インバータ制御部５１内の第１ＰＷＭ出力部６８が図１２Ｃに示される最終的なＰＷＭカウントに基づいてＰＷＭ信号を生成し、キャンセル回路制御部５２内の第２ＰＷＭ出力部８２が図１５Ａに示すようなＰＷＭカウントに基づいてＰＷＭ信号を生成する場合のノイズキャンセル回路３２の動作について説明する。
図１６は、奇数番目のＰＷＭ周期ＴｃにおけるＷ相の相電圧Ｖｗ、ノイズキャンセル回路３２内の上段ＦＥＴ４４に対する指令（上段ＦＥＴ指令）および下段ＦＥＴ４５に対する指令（下段ＦＥＴ指令）等を示すタイムチャートである。

以下の説明において、フレーム１３０に電流を流す方向を＋方向といい、フレーム１３０から電流を引き込む方向を－方向ということにする。
奇数番目のＰＷＭ周期ＴｃにおけるＷ相の実タイミングでのＰＷＭカウントは、図１２Ｄに示すように”４０”である。したがって、Ｗ相電圧Ｖｗは、当該ＰＷＭ周期Ｔｃの開始時点からＰＷＭカウントの”４０”に相当する時間が経過した時点ｔ２でＨレベルからＬレベルに変化し、時点ｔ２から所定時間が経過した時点ｔ３においてＬレベルからＨレベルに変化する（図１６（ａ）参照）。

したがって、Ｗ相電圧Ｖｗの立ち下がりタイミングｔ２では、電動モータ１８とフレーム１３０との間に存在する浮遊容量Ｃ１（図３参照）に、図１６（ｂ）に示すようなコモンモード電流（－方向の電流）が流れる。
奇数番目のＰＷＭ周期Ｔｃにおけるノイズキャンセル回路３２に対するＰＷＭカウント値は、図１５Ａに示すように”４０”である。第２ＰＷＭ出力部８２は、第２のオンオフパターンでＰＷＭ信号を生成する。したがって、上段ＦＥＴ４４に対する指令（上段ＦＥＴ指令）は、図１６（ｃ）に示すように、時点ｔ２でオフ指令からオン指令に変化し、時点ｔ３でオン指令からオフ指令に変化する。下段ＦＥＴ４５に対する指令（下段ＦＥＴ指令）は、図１６（ｄ）に示すように、時点ｔ２に対してデットタイムＴｄだけ早い時点（時点ｔ１）において、オン指令からオフ指令に変化し、時点ｔ３からデットタイムＴｄが経過した時点（時点ｔ４）において、オフ指令からオン指令に変化する。デットタイムに相当するカウント値は、モータ駆動回路３１で用いられたデットタイムと同様に”１０”に設定される。

上段ＦＥＴ４４と下段ＦＥＴ４５との接続点は、プルダウン抵抗４３によってー電源ライン１３２に接続されているので、デットタイム期間中においては、上段ＦＥＴ４４と下段ＦＥＴ４５との接続点の電圧はＬレベルとなる。このため、上段ＦＥＴ４４と下段ＦＥＴ４５との接続点の電圧がＨレベルとなる期間は、図１６（ｅ）に示すように、上段ＦＥＴ４４に対する指令がオン指令である期間（ｔ２からｔ３の期間）と等しい。

図１６（ｅ）に示すように、上段ＦＥＴ４４と下段ＦＥＴ４５との接続点の電圧は、時点ｔ２でＬレベルからＨレベルに変化する。したがって、時点ｔ２では、図１６（ｆ）に示すように、ノイズキャンセル回路３２（ＲＬＣ回路４２）によって、図１６（ｂ）に示すコモンモード電流と逆位相のノイズキャンセル電流（＋方向の電流）が発生する。
図１７Ａ～図１７Ｃは、コモンモードノイズ電流に着目した等価回路である。Ｗ相電圧Ｖｗの立ち下がりタイミングｔ２では、Ｗ相の相電圧Ｖｗによって、図１７Ａの矢印Ｑ１のようにコモンモードノイズ電流が流れる。また、この時点ｔ２では、ノイズキャンセル回路３２によって、図１７Ｂの矢印Ｑ２のようにノイズキャンセル電流が流れる。

このノイズキャンセル電流によって、時点ｔ２においてフレーム１３０から浮遊容量Ｃ１を介して電動モータ１８に流れた－方向の電流は、図１７Ｃに矢印Ｑ１’で示すように、上段ＦＥＴ４４、ＲＬＣ回路４２を介してフレーム１３０に＋方向の電流となって流れるようになる。これにより、電源ライン１３１，１３２とフレーム１３０との間の浮遊容量Ｃ２，Ｃ３に流れるコモンモード電流を抑制することができる。

一方、Ｗ相電圧Ｖｗの立ち上がりタイミングｔ３では、電動モータ１８とフレーム１３０との間に存在する浮遊容量Ｃ１（図３参照）に、図１６（ｂ）に示すようなコモンモード電流（＋方向の電流）が流れる。また、図１６（ｅ）に示すように、上段ＦＥＴ４４と下段ＦＥＴ４５との接続点の電圧は、時点ｔ３でＨレベルからＬレベルに変化する。したがって、時点ｔ３では、図１６（ｆ）に示すように、ノイズキャンセル回路３２（ＲＬＣ回路４２）によって、図１６（ｂ）に示すコモンモード電流と逆位相のノイズキャンセル電流（－方向の電流）が発生する。

図１８Ａ～図１８Ｃは、コモンモードノイズ電流に着目した等価回路である。Ｗ相電圧Ｖｗの立ち上がりタイミングｔ３では、Ｗ相の相電圧Ｖｗによって、図１８Ａの矢印Ｑ３のようにコモンモードノイズ電流が流れる。また、時点ｔ３では、ノイズキャンセル回路３２によって、図１８Ｂの矢印Ｑ４のようにノイズキャンセル電流が流れる。
このノイズキャンセル電流によって、時点ｔ３において電動モータ１８から浮遊容量Ｃ１を介してフレーム１３０に流れた＋方向の電流は、図１８Ｃに矢印Ｑ３’で示すように、フレーム１３０からＲＬＣ回路４２を介して流れる－方向の電流となり、さらに上段ＦＥＴ４４を介して電動モータ１８に流れる。これにより、電源ライン１３１，１３２とフレーム１３０との間の浮遊容量Ｃ２，Ｃ３に流れるコモンモード電流を抑制することができる。

つまり、奇数番目のＰＷＭ周期Ｔｃにおいて、コモンモードノイズ低減部６７によって相殺できないノイズ電流に起因して、電源ライン１３１，１３２とフレーム１３０との間の浮遊容量Ｃ２，Ｃ３に流れるコモンモード電流を抑制することができる。
キャンセル回路制御部５２は、偶数番目のＰＷＭ周期Ｔｃにおいても、前述した奇数番目のＰＷＭ周期Ｔｃと同様な処理を行う。これにより、偶数番目のＰＷＭ周期Ｔｃにおいて、コモンモードノイズ低減部６７によって相殺できないノイズ電流に起因して、コモンモード電流であって、電源ライン１３１，１３２とフレーム１３０との間の浮遊容量Ｃ２，Ｃ３に流れるコモンモード電流を抑制することができる。

前述の実施形態では、電流制御周期Ｔａ内の各ＰＷＭ周期Ｔｃにおいて、任意の１つの相の出力電圧（例えばＶ相）に起因してフレームグランド１３０に流れる電流を、他の２つの相のうちのいずれか一方の相（例えばＵ相またＷ相）の出力電圧に起因してフレームグランド１３０に流れる電流によって相殺することができる。また、前述の実施形態では、ノイズキャンセル回路３２によって、電流制御周期Ｔａ内の各ＰＷＭ周期Ｔｃにおいて、前記他の２相のうちの他方の相（例えば、前記一方の相がＵ相であればＷ相、前記一方の相がＷ相であればＵ相）の相電圧に起因してフレームグランド１３０に流れる電流に対して逆位相の電流を発生させることができる。

これにより、電流制御周期Ｔａ内の各ＰＷＭ周期Ｔｃにおいて、三相の全ての相の相電圧に起因してフレームグランド１３０に流れる電流に基づくコモンモードノイズを低減させることができる。これにより、コモンモードノイズを効果的に低減させることができる。
前述の実施形態では、ノイズキャンセル回路３２内の上段ＦＥＴ４４と下段ＦＥＴ４５との接続点は、プルダウン抵抗４３によってー電源ライン１３２に接続されている。しかしながら、図２に一点鎖線で示すように、上段ＦＥＴ４４と下段ＦＥＴ４５との接続点を、プルダウン抵抗４３によってー電源ライン１３２に接続することなく、プルアップ抵抗４９を介して＋電源ライン１３１に接続するようにしてもよい。

この場合には、デットタイム期間中においては、上段ＦＥＴ４４と下段ＦＥＴ４５との接続点の電圧はＨレベルとなる。したがって、上段ＦＥＴ４４と下段ＦＥＴ４５との接続点の電圧がＬレベルからＨレベルに変化する時点は、上段ＦＥＴ４４に対する指令がオフ指令からオン指令に変化する時点よりもデットタイム期間分だけ早くなる。このため、この場合には、上段ＦＥＴ４４と下段ＦＥＴ４５との接続点がプルダウンされている場合に比べて、上段ＦＥＴ４４をオンさせるタイミングと下段ＦＥＴ４５をオフさせるタイミングとをデットタイム期間分だけ遅らす必要がある。そこで、この場合には、キャンセル回路制御部５２内のＰＷＭカウント設定部８１は、次のような処理を行う。

すなわち、ＰＷＭカウント設定部８１は、まず、実タイミングでのＰＷＭカウントのうち、コモンモードノイズ低減部６７によってノイズ電流が相殺されないＰＷＭカウントのパターン（非キャンセルパターン）を抽出する。次に、ＰＷＭカウント設定部８１は、抽出した非キャンセルパターンにおけるＰＷＭカウントにデットタイム期間に相当するカウント値（この実施形態では“１０”）を加算する。そして、ＰＷＭカウント設定部８１は、ＦＥＴ４４，４５をＰＷＭ制御するためのＰＷＭカウントとして、デットタイム期間に相当するカウント値が加算された後の非キャンセルパターンと同じパターンのＰＷＭカウントを設定する。実タイミングでのＰＷＭカウントが例えば図１２Ｄである場合には、ＰＷＭカウント設定部８１によって設定されるＰＷＭカウントは、図１５Ｂに示すようになる。そして、ＰＷＭカウント設定部８１は、このようにして設定されたＰＷＭカウントを、次回の電流制御周期Ｔａ内の各ＰＷＭ周期Ｔｃに対するＰＷＭカウントとして、第２ＰＷＭ出力部８２に与える。

前述の実施形態では、Ａ相およびＢ相に対するオンオフパターンが第１のオンオフパターンである場合について説明したが、Ａ相およびＢ相に対するオンオフパターンは第２のオンオフパターンであってもよい。この場合には、キャンセル回路制御部５２内の第２ＰＷＭ出力部８２は、ＰＷＭ周期Ｔｃ内の上段ＦＥＴ４４と下段ＦＥＴ４５のオンオフ状態の変化パターンが第１オンオフパターンとなるようにＰＷＭ信号を生成すればよい。

前記実施形態では、この発明を電動パワーステアリング装置のモータ制御装置に適用した場合について説明したが、この発明は、電動パワーステアリング装置以外に用いられるモータ制御装置にも適用することができる。
その他、特許請求の範囲に記載された事項の範囲で種々の設計変更を施すことが可能である。

１…電動パワーステアリング装置、１２…ＥＣＵ、１８…電動モータ、３１…モータ駆動回路、３２…ノイズキャンセル回路、３３…マイクロコンピュータ、５１…制御部、５２…キャンセル回路制御部、６６…ＰＷＭデューティ演算部、６７…コモンモードノイズ低減部、６８…第１ＰＷＭ出力部、８１…ＰＷＭカウント設定部、８２…第２ＰＷＭ出力部

Claims

電源の負極端子が接続されたフレームグランドに接続された筐体を有する電動モータを駆動するための三相インバータと、電流制御周期内に複数のＰＷＭ周期が含まれており、当該ＰＷＭ周期毎に生成されるＰＷＭ周期単位のＰＷＭ信号に基づいて前記三相インバータを制御する制御部とを含むモータ制御装置であって、
前記電流制御周期毎に、三相各相の電流制御周期単位のＰＷＭカウントを演算するＰＷＭカウント演算部と、
前記ＰＷＭカウント演算部から与えられる各相の電流制御周期単位のＰＷＭカウントを対応する相における当該電流制御周期内の各ＰＷＭ周期に対するＰＷＭ周期単位のＰＷＭカウントとして設定し、前記電流制御周期内のＰＷＭ周期単位のＰＷＭカウントの相毎の合計値が、対応する相の前記電流制御周期単位のＰＷＭカウントに応じた値となり、かつ前記電流制御周期内の各ＰＷＭ周期において、前記三相のうちの任意の１つの相の相電圧に起因して前記フレームグランドに流れる電流が、他の２つの相のうちのいずれか一方の相の相電圧に起因して前記フレームグランドに流れる電流によって相殺されるように、当該ＰＷＭ周期に対するＰＷＭ周期単位のＰＷＭカウントを最終的なＰＷＭカウントに変更するノイズ低減部と、
前記電流制御周期内の各ＰＷＭ周期において、前記他の２つの相のうちの他方の相の相電圧に起因して前記フレームグランドに流れる電流に対して逆位相の電流を発生させるためのノイズキャンセル回路とを含む、モータ制御装置。
前記ノイズキャンセル回路は、
前記電源に対して前記三相インバータに並列に接続されたハーフブリッジ回路と、
前記ハーフブリッジ回路の中点と前記フレームグランドとの間に接続され、抵抗、コイルおよびコンデンサの直列回路からなるＲＬＣ回路とを含む、請求項１に記載のモータ制御装置。
前記ノイズ低減部は、
前記電流制御周期に対する各相の電流制御周期単位のＰＷＭカウントを、対応する相における当該電流制御周期内の各ＰＷＭ周期に対するＰＷＭ周期単位のＰＷＭカウントとして設定する手段と、
前記電流制御周期内の各ＰＷＭ周期において、前記他の２つの相のうちの一方の相のＰＷＭ周期単位のＰＷＭカウントを、当該相の出力電圧波形が、前記任意の１つの相の出力電圧波形を反転させた波形となるように変更する手段とを含む、請求項１または２に記載のモータ制御装置。