CN110429888A - 马达控制装置 - Google Patents

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Abstract

本发明提供马达控制装置，该马达控制装置包含：噪声降低部，以在电流控制周期内的各PWM周期中，由于三相中的任意的一个相的相电压而在机架地线中流动的电流被由于其它两个相中任意一相的相电压而在机架地线中流动的电流抵消的方式，设定针对PWM周期的单位PWM周期的PWM计数；以及噪声消除电路，用于在电流控制周期内的各PWM周期中，针对由于其它两个相中的另一相的相电压而在机架地线中流动的电流产生相反相位的电流。

Description

马达控制装置
相关申请的交叉引用
本申请主张于2018年5月1日提出的日本专利申请2018-088408号的优先权，并在此引用其全部内容。
技术领域
本发明涉及用于对电动马达进行PWM(Pulse Width Modulation：脉冲宽度调制)驱动的马达控制装置。
背景技术
在对三相电动马达进行矢量控制的马达控制装置中，对每个电流控制周期运算二相电流指令值。基于该二相电流指令值与二相电流检测值的偏差来运算二相电压指令值。使用电动马达的旋转角对该二相电压指令值进行二相/三相转换。由此，运算U相、V相以及W相的相电压指令值(三相电压指令值)。生成与该U相、V相以及W相的相电压指令值分别对应的占空比的U相PWM信号、V相PWM信号以及W相PWM信号，并供给至三相逆变器电路。
构成该三相逆变电路的6个开关元件被U相PWM信号、V相PWM信号以及W相PWM信号控制。由此，与三相电压指令值相当的电压被施加给三相电动马达。由此，控制为流过三相电动马达的马达电流与二相电流指令值相等。(参照日本特开平1－50766号公报)
在上述的马达控制装置中，在各PWM周期中各相的相电压的上升时刻和下降时刻，电流流过存在于连接电源的负极端子的机架地线与三相电动马达之间的寄生电容。由于该电流流过机架地线，所以存在从机架地线放射噪声的可能性。另外，在是安装于车辆的电动助力转向装置(EPS)上安装的马达控制装置的情况下，从车辆电源(电池)朝向EPS的正负电源供给线较长。因此，流过机架地线的噪声电流通过在正负电源供给线与机架地线之间产生的寄生电容，并在车辆电源的附近混入正负电源供给线，成为共模噪声。
发明内容
本发明的目的之一在于提供一种能够有效地降低共模噪声的马达控制装置。
本发明的一个方式的马达控制装置的结构上的特征在于，包括：三相逆变器，用于驱动电动马达，该电动马达具有与连接有电源的负极端子的机架地线连接的壳体；以及控制部，在电流控制周期内包含多个PWM周期，该控制部基于在每个该PWM周期生成的单位PWM周期的PWM信号来控制上述三相逆变器，上述马达控制装置包含：PWM计数运算部，在每个上述电流控制周期，运算三相各相的单位电流控制周期的PWM计数；噪声降低部，以上述电流控制周期内的单位PWM周期的PWM计数的每一相的合计值成为与对应的相的上述单位电流控制周期的PWM计数相应的值，并且在上述电流控制周期内的各PWM周期中，由于上述三相中的任意的一个相的相电压而在上述机架地线中流动的电流被由于其它两个相中的任意一相的相电压而在上述机架地线中流动的电流抵消的方式，设定针对PWM周期的单位PWM周期的PWM计数；以及噪声消除电路，用于在上述电流控制周期内的各PWM周期中，针对由于上述其它两个相中的另一相的相电压而在上述机架地线中流动的电流产生相反相位的电流。
附图说明
通过以下参照附图对本发明的优选实施方式进行的详细描述，本发明前述的和其它的特点和优点得以进一步明确。其中，相同的附图标记表示相同的要素，其中，
图1是表示应用本发明的一个实施方式所涉及的马达控制装置的电动助力转向装置的简要结构的示意图。
图2是表示ECU的整体电气结构的框图。
图3是主要表示微型计算机的功能性结构的框图。
图4A是表示PWM信号的周期Tc与电流控制周期Ta的关系的示意图。
图4B是表示载波波形的波形图。
图4C是用于对PWM信号的生成方法进行说明的示意图。
图5是表示针对检测转向操纵转矩T的辅助电流值Ia＊的设定例的曲线图。
图6是用于对由共模噪声降低部进行的共模噪声降低的基本想法进行说明的说明图。
图7是表示着眼于共模噪声电流的等效电路的电路图。
图8是用于对共模噪声降低部的动作的一个例子进行说明的流程图。
图9是主要表示PWM计数与各相的上段FET指令以及下段FET指令的关系的示意图。
图10A是表示电流从上段FET以及下段FET的连接点朝向电动马达侧流动的状态下的死区时间期间中的电流路径的图。
图10B是表示电流从电动马达侧朝向上段FET以及下段FET的连接点流动的状态下的死区时间期间中的电流路径的图。
图11A是表示通过图8的步骤S1设定的各相的单位PWM周期的PWM计数的一个例子的示意图。
图11B是表示通过图8的步骤S2设定的各相的单位PWM周期的PWM计数的一个例子的示意图。
图12A是表示两种振幅模式的一个例子的示意图。
图12B是表示V相以及W相的每个PWM周期的振幅的一个例子的示意图。
图12C是表示针对各PWM周期的各相的最终的PWM计数的一个例子的示意图。
图12D是表示同与图12C所示的最终的PWM计数相应的各相电压的电平变化时机对应的PWM计数的示意图。
图13A是表示通过图8的步骤S1设定的各相的单位PWM周期的PWM计数的另一个例子的示意图。
图13B是表示通过图8的步骤S2设定的各相的单位PWM周期的PWM计数的另一个例子的示意图。
图14A是表示两种振幅模式的一个例子的示意图。
图14B是表示U相以及W相的每个PWM周期的振幅的一个例子的示意图。
图14C是表示针对各PWM周期的各相的最终的PWM计数的一个例子的示意图。
图14D是表示同与图14C所示的最终的PWM计数相应的各相电压的电平变化时机对应的PWM计数的示意图。
图15A是表示在噪声消除电路内的上段FET与下段FET的连接点被下拉的情况下，由消除电路控制部设定的PWM计数的一个例子的示意图。
图15B是表示在噪声消除电路内的上段FET与下段FET的连接点被上拉的情况下，由消除电路控制部设定的PWM计数的一个例子的示意图。
图16是用于对消除电路控制部以及噪声消除电路的动作进行说明的时序图。
图17A是表示在W相的相电压的下降时流过机架地线的共模电流的路径的示意图。
图17B是表示在该时刻由噪声消除电路产生的噪声消除电流的路径的示意图。
图17C是表示消除后的共模电流的路径的示意图。
图18A是表示在W相的相电压的上升时流过机架地线的共模电流的路径的示意图。
图18B是表示在该时刻由噪声消除电路产生的噪声消除电流的路径的示意图。
图18C是表示消除后的共模电流的路径的示意图。
具体实施方式
以下，参照附图对将本发明应用于电动助力转向装置的情况下的实施方式进行详细说明。图1是表示应用了本发明的一个实施方式所涉及的马达控制装置的电动助力转向装置的简要结构的示意图。电动助力转向装置(EPS:electric power steering)1具备方向盘2、转向机构4以及转向操纵辅助机构5。方向盘2是用于操控车辆方向的转向操纵部件。转向机构4与该方向盘2的旋转连动地使转向轮3转向。转向操纵辅助机构5辅助驾驶员的转向操纵。方向盘2和转向机构4经由转向轴6以及中间轴7机械地连结。
转向轴6包含与方向盘2连结的输入轴8以及与中间轴7连结的输出轴9。输入轴8和输出轴9经由扭杆10连结为能够相对旋转。在扭杆10的附近配置有转矩传感器11。转矩传感器11基于输入轴8以及输出轴9的相对旋转位移量，来检测对方向盘2赋予的转向操纵转矩T。在本实施方式中，由转矩传感器11检测的转向操纵转矩T例如，用于朝向右方的转向操纵的转矩被检测为正值，用于朝向左方的转向操纵的转矩被检测为负值。其绝对值越大转向操纵转矩的大小越大。
转向机构4由包含小齿轮轴13和作为转向轴的齿条轴14的齿条小齿轮机构构成。在齿条轴14的各端部，经由转向横拉杆15以及转向节臂(省略图示)连结有转向轮3。小齿轮轴13与中间轴7连结。小齿轮轴13与方向盘2的转向操纵连动而旋转。在小齿轮轴13的前端(在图1中为下端)连结有小齿轮16。
齿条轴14沿着汽车的左右方向延伸成直线状。在齿条轴14的轴向的中间部形成有与小齿轮16啮合的齿条17。通过该小齿轮16以及齿条17，小齿轮轴13的旋转被转换为齿条轴14的轴向移动。通过使齿条轴14沿轴向移动，能够使转向轮3转向。
若方向盘2被转向操纵(旋转)，则该旋转经由转向轴6以及中间轴7传递至小齿轮轴13。小齿轮轴13的旋转通过小齿轮16以及齿条17被转换为齿条轴14的轴向移动。由此，转向轮3被转向。转向操纵辅助机构5包含转向操纵辅助用的电动马达18、以及减速机构19。减速机构19将电动马达18的输出转矩传递至转向机构4。在本实施方式中，电动马达18是三相无刷马达。在电动马达18中，配置有用于检测电动马达18的转子的旋转角的例如由分解器构成的旋转角传感器23。减速机构19由包含蜗杆轴20、和与该蜗杆轴20啮合的蜗轮21的蜗轮蜗杆机构构成。
蜗杆轴20被电动马达18旋转驱动。另外，蜗轮21被连结为能够与转向轴6一体旋转。蜗轮21被蜗杆轴20旋转驱动。若蜗杆轴20被电动马达18旋转驱动，则蜗轮21被旋转驱动，转向轴6旋转。而且，转向轴6的旋转经由中间轴7传递至小齿轮轴13。小齿轮轴13的旋转被转换为齿条轴14的轴向移动。由此，转向轮3被转向。即，通过电动马达18旋转驱动蜗杆轴20。由此，能够进行利用电动马达18进行的转向操纵辅助。
在车辆设置有用于检测车速V的车速传感器24。由转矩传感器11检测的转向操纵转矩T、由车速传感器24检测的车速V、旋转角传感器23的输出信号等被输入至ECU(电子控制单元：Electronic Control Unit)12。ECU12基于这些输入信号来控制电动马达18。
图2是表示ECU12的整体电气结构的框图。ECU12包含有马达驱动电路31、噪声消除电路32以及微型计算机33。马达驱动电路31是用于向电动马达18供给电力的电路。噪声消除电路32是用于抑制共模噪声的电路。马达驱动电路31以及噪声消除电路32被微型计算机(微机)33控制。如后述那样，马达驱动电路31被逆变器控制部51控制。噪声消除电路32被消除电路控制部52控制。
电动马达18例如为三相无刷马达。电动马达18具备作为磁场的转子(省略图示)、以及包含U相、V相以及W相的定子线圈18U、18V、18W(参照图3)的定子。马达驱动电路31由三相逆变器构成。马达驱动电路31包含与电源(电池)100串联连接的平滑电容器101、多个开关元件111～116、以及多个二极管121～126。平滑电容器101连接在电源100的两端子间。在本实施方式中，各开关元件111～116由n沟道型的MOSFET(Metal Oxide SemiconductorField Effect Transistor：金属氧化物半导体场效应晶体管)构成。以下，有将开关元件111～116称为FET111～116的情况。
多个FET111～116包含U相用的上段FET111和与其串联连接的U相用的下段FET112、V相用的上段FET113和与其串联连接的V相用的下段FET114、以及W相用的上段FET115和与其串联连接的W相用的下段FET116。各开关元件111～116分别与二极管121～126反并联连接。
上段FET111、113、115的漏极与平滑电容器101的正极侧端子连接。上段FET111、113、115的源极分别与下段FET112、114、116的漏极连接。下段FET112、114、116的源极与平滑电容器101的负极侧端子连接。U相的上段FET111与下段FET112的连接点与电动马达18的U相定子线圈18U连接。V相的上段FET113与下段FET114的连接点与电动马达18的V相定子线圈18V连接。W相的上段FET115与下段FET116的连接点与电动马达18的W相定子线圈18W连接。各FET111～116基于从后述的逆变器控制部51输出的PWM信号来控制。
电源100安装于车辆。电源100的负(－)极与车辆的金属性的机架(机架地线)130电连接。因此，机架130与电源100的负极是相同电位。安装有电动马达18的电动助力转向装置1通过螺栓等安装于机架130。ECU的正电源线、负电源线分别通过较长的线与电源100的正负极连接。电动马达18的壳体与机架130电连接。在电动马达18的定子线圈18U、18V、18W与壳体之间存在寄生电容C1。因此，在电动马达18与机架130之间存在寄生电容C1。另外，在连接电源100和电动助力转向装置1的正电源线131以及负电源线132与机架130之间存在寄生电容C2、C3。
噪声消除电路32包含半桥电路41、RLC电路42以及下拉电阻43。半桥电路41以与马达驱动电路31并联的方式与电源100连接。半桥电路41由2个开关元件44、45的串联电路构成。各开关元件44、45由n沟道型的MOSFET构成。以下，有将开关元件44称为上段FET44，将开关元件45称为下段FET45的情况。
上段FET44的漏极与正电源线131连接。上段FET44的源极与下段FET45的漏极连接。下段FET45的源极与负电源线132连接。RLC电路42由电阻46、线圈47、以及电容器48的串联电路构成。在线圈47的一端连接有电阻46，在线圈47的另一端连接有电容器48。RLC电路42的一端(电阻46侧的端)连接于上段FET44与下段FET45的连接点。RLC电路42的另一端(电容器48侧的端)连接于机架130。上段FET44与下段FET45的连接点(上段FET44的源极)经由下拉电阻43与负电源线132电连接。
图3是主要表示微型计算机33的功能性结构的框图。在用于连接马达驱动电路31和电动马达18的电力供给线上设置有2个电流传感器25、26。这些电流传感器25、26设置为能够检测在用于连接马达驱动电路31和电动马达18的3根电力供给线中的2根电力供给线中流动的相电流。
微型计算机33具备CPU以及存储器(ROM、RAM、非易失性存储器等。)。微型计算机33通过执行规定的程序，而作为多个功能处理部发挥功能。该多个功能处理部包含有逆变器控制部51以及消除电路控制部52。逆变器控制部51控制马达驱动电路31。消除电路控制部52控制噪声消除电路32。
逆变器控制部51包含辅助电流值设定部61、电流指令值设定部62、电流偏差运算部63、PI(比例积分)控制部64、二相/三相转换部65、PWM占空比运算部(PWM Duty运算部)66、共模噪声降低部67、第一PWM输出部68、三相/二相转换部69、旋转角运算部70、旋转速度运算部71、以及旋转角推断部72。
如图4A所示，PWM信号的周期(以下，称为“PWM周期”。)Tc比电流控制周期Ta小。在这里，所谓的电流控制周期Ta是马达电流的控制循环的运算周期。该电流控制周期Ta考虑程序的规模、微型计算机33的运算能力等来决定。在本实施方式中，在本次的电流控制周期Ta内的最初的时机通过PWM占空比运算部66更新PWM占空比。更新后的PWM占空比Cu、Cv、Cw被输出。在本实施方式中，Tc是Ta的1/10。换言之，在电流控制周期Ta内包含10个周期的量的PWM周期Tc。有将10个周期的量的PWM周期Tc的最初的周期称为第一个周期，将其以后的周期称为第二个、第三个、…、第九个、第十个周期的情况。另外，有用i(i＝1、2、…、9、10)来表示PWM周期的周期编号的情况。此外，PWM信号的频率(＝1/Tc)被称为载波频率。
对本实施方式中的PWM波形生成方法进行说明。在微型计算机33内，利用未图示的计数器向上计数以及向下计数由未图示的时钟产生器生成的PWM时钟频率的时钟。若在横轴上取时间、在纵轴上取计数值来图示该计数器的计数值，则如图4B所示。在这里，计数值解释为无符号整数。另外，有将计数值称为载波计数的情况。在本实施方式中，图4B的波形为载波波形。载波波形为三角波。三角波的1个周期与Tc相等。根据载波波形的最大值，换句话说计数值的最大值，来决定PWM信号的频率(载波频率)。在本实施方式中，PWM时钟频率为100[MHz]，PWM信号的频率(以下，称为“PWM频率”。)设定为100[kHz]，所以计数值的最大值为100，000，000÷100，000÷2＝500。因为向上向下计数，所以将100，000，000/100，000除以2。
如图4C所示，第一PWM输出部68(参照图3)对被赋予的PWM计数和计数器的计数值进行比较，并对马达驱动电路31输出高信号或者低信号。第一PWM输出部68例如在计数器的计数值≥PWM计数成立的期间输出高信号(或者低信号)，除此以外输出低信号(或者高信号)。该高信号以及低信号为PWM信号。
在本实施方式中，作为PWM周期Tc内的上段FET和下段FET的导通截止状态的变化模式(导通截止模式)，有以下的2个模式。
第一导通截止模式：从载波计数开始来看，按照上段FET导通状态→下段FET导通状态→上段FET导通状态变化的模式。
第二导通截止模式：从载波计数开始来看，按照下段FET导通状态→上段FET导通状态→下段FET导通状态变化的模式。
在本实施方式中，U相、V相以及W相中的两个相的上下段FET被控制为成为第一导通截止模式以及第二导通截止模式中的任意一个相同的模式。剩余的一个相的上下段FET被控制为成为另一个模式。将上下段FET被控制为成为一个导通截止模式的两个相中的一相称为A相，将另一相称为B相。有将上下段FET被控制为成为另一个导通截止模式的剩余的一个相称为C相的情况。
针对各相的导通截止模式被预先设定。在本实施方式中，针对U相以及W相的PWM周期Tc内的导通截止模式被控制为成为第一导通截止模式。针对V相的PWM周期Tc内的导通截止模式被控制为成为第二导通截止模式。因此，在本实施方式中，U相以及W相中的一相相当于A相，另一相相当于B相，V相相当于C相。
返回到图3，旋转角运算部70基于旋转角传感器23的输出信号，在每个电流控制周期Ta运算电动马达18的转子的旋转角θ(电角度)。由旋转角运算部70运算的转子旋转角θ被赋予给三相/二相转换部69、旋转速度运算部71以及旋转角推断部72。在本实施方式中，获取(检测)转子旋转角θ的时机为电流控制周期Ta的中央时刻。
旋转速度运算部71通过对由旋转角运算部70运算的转子旋转角θ进行时间微分，来运算电动马达18的转子的旋转速度(角速度)ω。由旋转速度运算部71运算的旋转速度ω被赋予给旋转角推断部72。旋转角推断部72使用在前一次的电流控制周期Ta获取的前一次的电流控制周期Ta的中央时刻下的转子旋转角θ(m－1)，基于下式(1)，来推断下一次的电流控制周期Ta的中央时刻下的转子旋转角θ(m+1)。
θ(m+1)＝θ(m－1)+ω·2Ta…(1)
由旋转角推断部72推断出的下一次的电流控制周期Ta中的转子旋转角θ(m+1)被赋予给二相/三相转换部65。辅助电流值设定部61基于由转矩传感器11检测的检测转向操纵转矩T、和由车速传感器24检测的车速V，对每个电流控制周期Ta设定辅助电流值Ia＊。针对检测转向操纵转矩T的辅助电流值Ia＊的设定如图5所示。检测转向操纵转矩T例如，用于朝向右方的转向操纵的转矩取为正值，用于朝向左方的转向操纵的转矩取负值。对于辅助电流值Ia＊而言，在应使电动马达18产生用于右方转向操纵的转向操纵辅助力时设为正值，在应使电动马达18产生用于左方转向操纵的转向操纵辅助力时设为负值。对于辅助电流值Ia＊而言，针对检测转向操纵转矩T的正值取正，针对检测转向操纵转矩T的负值取负。
在检测转向操纵转矩T为－T1～T1(例如，T1＝0.4N·m)的范围(转矩死区)的微小值时，辅助电流值Ia＊被设为零。在检测转向操纵转矩T为－T1～T1的范围外的值的情况下，辅助电流值Ia＊被设定为检测转向操纵转矩T的绝对值越大，其绝对值越大。辅助电流值Ia＊被设定为由车速传感器24检测的车速V越大，其绝对值越小。由此，在低速行驶时转向操纵辅助力增大，在高速行驶时转向操纵辅助力减小。
电流指令值设定部62基于由辅助电流值设定部61设定的辅助电流值Ia＊，将应流过dq坐标系的坐标轴的电流值设定为电流指令值。具体而言，电流指令值设定部62设定d轴电流指令值Id＊以及q轴电流指令值Iq＊(以下，在对它们进行统称时，称为“二相电流指令值Idq＊”。)。进一步具体而言，电流指令值设定部62将q轴电流指令值Iq＊设为由辅助电流值设定部61设定的辅助电流值Ia＊，另一方面，将d轴电流指令值Id＊设为零。由电流指令值设定部62设定的二相电流指令值Idq＊被赋予给电流偏差运算部63。
三相/二相转换部69首先根据由电流传感器25、26检测的2个相的相电流，来运算U相电流IU、V相电流IV以及W相电流IW(以下，在对它们进行统称时，称为“三相检测电流IUVW”。)。三相/二相转换部69将UVW坐标系的三相检测电流IUVW坐标转换为dq坐标系的二相检测电流Idq。二相检测电流Idq由d轴检测电流Id以及q轴检测电流Iq构成。在该坐标转换中，使用由旋转角运算部70运算的转子旋转角θ。
电流偏差运算部63运算d轴检测电流Id相对于d轴电流指令值Id＊的偏差以及q轴检测电流Iq相对于q轴电流指令值Iq＊的偏差。这些偏差被赋予给PI控制部64。PI控制部64进行针对由电流偏差运算部63运算出的电流偏差的PI运算。由此，生成应对电动马达18施加的二相电压指令值Vdq＊(d轴电压指令值Vd＊以及q轴电压指令值Vq＊)。该二相电压指令值Vdq＊被赋予给二相/三相转换部65。
二相/三相转换部65使用在本次的电流控制周期Ta中由旋转角推断部72运算出的针对下一次的电流控制周期Ta的旋转角推断值θ(m+1)，对在本次的电流控制周期Ta中由PI控制部64运算出的二相电压指令值Vdq＊进行二相/三相转换。由此，运算针对下一次的电流控制周期Ta的三相电压指令值VUVW＊。三相电压指令值VUVW＊由U相电压指令值VU＊、V相电压指令值VV＊以及W相电压指令值VW＊构成。由此，得到针对下一次的电流控制周期Ta的三相电压指令值VUVW＊。
由二相/三相转换部65获得的针对下一次的电流控制周期Ta的三相电压指令值VUVW＊被赋予给PWM占空比运算部66。PWM占空比运算部66基于针对下一次的电流控制周期Ta的三相电压指令值VUVW＊，生成针对下一次的电流控制周期Ta的U相PWM计数(PWM占空比)、V相PWM计数以及W相PWM计数，并赋予给共模噪声降低部67。
上下段FET被控制为成为第一导通截止模式的U相的PWM计数例如以如下方式求出。即，PWM占空比运算部66使用由二相/三相转换部65获得的针对某一电流控制周期Ta的U相电压指令值VU＊、PWM计数的最大值(在本例中为500)，基于下式(2)来运算针对该电流控制周期Ta的U相PWM计数Cu。
Cu＝VU＊×(PWM计数的最大值/Vb)＝VU＊×(500/Vb)…(2)
在上述式(2)中，Vb是马达驱动电路31的电源电压(电源100的输出电压)。上下段FET被控制为成为第一导通截止模式的W相的PWM计数Cw能够通过代替上述式(2)的右边的U相电压指令值VU＊使用W相电压指令值VW＊来运算。
上下段FET被控制为成为第二导通截止模式的V相的PWM计数Cv以如下方式求出。即，PWM占空比运算部66使用由二相/三相转换部65获得的针对某一电流控制周期Ta的V相电压指令值VV＊、和PWM计数的最大值(在本例中为500)，基于下式(3)来运算针对该电流控制周期Ta的V相PWM计数Cv。
Cv＝PWM计数的最大值－{VV＊×(PWM计数的最大值/Vb)}＝500－{VV＊×(500/Vb)}…(3)
在上述式(3)中，Vb为马达驱动电路31的电源电压(电源100的输出电压)。共模噪声降低部67是为了通过将因某一相的开关元件的导通截止而产生的噪声电流利用因其它相的开关元件的导通截止而产生的噪声电流抵消，而降低共模噪声而设置的。共模噪声降低部67基于从PWM占空比运算部66赋予的针对下一次的电流控制周期Ta的U相PWM计数Cu、V相PWM计数Cv以及W相PWM计数Cw，来进行用于降低共模噪声的处理(噪声降低处理)。由此，获得针对下一次的电流控制周期Ta内的各PWM周期Tc的U相PWM计数、V相PWM计数以及W相PWM计数。将在后面描述共模噪声降低部67的动作的详细内容。
由共模噪声降低部67进行的噪声降低处理后的、针对下一次的电流控制周期Ta内的各PWM周期Tc的U相PWM计数、V相PWM计数以及W相PWM计数被赋予给第一PWM输出部68。第一PWM输出部68将从共模噪声降低部67赋予的针对电流控制周期Ta内的各PWM周期Tc的U相PWM计数、V相PWM计数以及W相PWM计数遍及多个电流控制周期来存储。第一PWM输出部68基于在前一次的电流控制周期Ta中从共模噪声降低部67赋予的针对本次的电流控制周期Ta内的各PWM周期Tc的U相PWM计数、V相PWM计数以及W相PWM计数，来生成针对本次的电流控制周期Ta内的各PWM周期Tc的U相PWM信号、V相PWM信号以及W相PWM信号，并供给至马达驱动电路31。具体而言，第一PWM输出部68对本次的电流控制周期Ta内的每个PWM周期Tc，生成与针对该电流控制周期Ta内的各PWM周期Tc的U相PWM计数、V相PWM计数以及W相PWM计数分别对应的占空比的U相PWM信号、V相PWM信号以及W相PWM信号，并供给至马达驱动电路31。
构成马达驱动电路31的6个FET111～116被从第一PWM输出部68赋予的PWM信号控制。由此，相当于每个PWM周期Tc的三相电压指令值VUVW＊的电压被施加给电动马达18的各相的定子线圈18U、18V、18W。电流偏差运算部63以及PI控制部64构成电流反馈控制单元。通过该电流反馈控制单元的动作，在电动马达18中流动的马达电流被控制为接近由电流指令值设定部62设定的二相电流指令值Idq＊。
以下，对共模噪声降低部67进行详细说明。首先，参照图6，对由共模噪声降低部67进行的共模噪声降低的基本想法进行说明。在三相中的某一个相的输出电压(以下，称为第一相电压)的波形为图6(a)的情况下，由于第一相电压，在存在于电动马达18与机架地线之间的寄生电容C1(参照图2)中流动的电流如图6(c)所示。换句话说，在第一相电压的下降时刻t1，负方向的电流在寄生电容C1中流动，在第一相电压的上升时刻t2，正方向的电流在寄生电容C1中流动。
因此，如图6(b)所示，将其它两个相中的一相的输出电压(以下，称为第二相电压)的波形设为使图6(a)的第一相电压的波形反转后的波形。这样，由于第二相电压，在存在于电动马达18与机架地线之间的寄生电容C1(参照图2)中流动的电流如图6(d)所示。换句话说，在第二相电压的上升时刻t1，正方向的电流在寄生电容C1中流动。在第二相电压的下降时刻t2，负方向的电流在寄生电容C1中流动。因此，在时刻t1以及时刻t2的各个时刻，由于第一相电压而在寄生电容C1中流动的电流与由于第二相电压而在寄生电容C1中流动的电流相抵消。因此，如图6(e)所示，在存在于正负的电源线与机架地线之间的寄生电容C2、C3(参照图2)中流动的电流降低。
图7是着眼于共模噪声电流的等效电路。第一相电压、第二相电压能够视为噪声产生源。可以认为电源100在如共模噪声电流那样的交流电中正负电极间被短路。在图7中，由于第一相电压上升，从而共模噪声电流如实线箭头那样流动。由于第二相电压下降，从而共模噪声电流如点划线的箭头那样流动。因此，由于在寄生电容C2、C3中流动的各共模噪声电流的朝向相互相反，所以相互消除，其结果，总的共模噪声电流降低。
共模噪声降低部67以在电流控制周期内的各PWM周期中，由于三相中的任意的一个相的相电压而在寄生电容中流动的电流被由于其它两个相中的任意一相的相电压而在寄生电容中流动的电流抵消的方式，设定该单位PWM周期的PWM计数。但是，共模噪声降低部67以电流控制周期Ta内的单位PWM周期的PWM计数的每一相的合计值成为与对应的相的单位电流控制周期的PWM计数相应的值的方式，设定各PWM周期Tc的PWM计数。在本实施方式中，与对应的相的单位电流控制周期的PWM计数相应的值为对应的相的单位电流控制周期的PWM计数乘以10所得的值。
图8是用于对共模噪声降低部的动作的一个例子进行说明的流程图。共模噪声降低部67(参照图3)首先将从PWM占空比运算部66赋予的针对下一次的电流控制周期Ta的U相、V相以及W相的PWM计数Cu、Cv以及Cw设定为针对下一次的电流控制周期Ta内的各PWM周期Tc的U相、V相以及W相的PWM计数Cu、Cv以及Cw(步骤S1)。
图11A是表示在步骤S1中设定的电流控制周期Ta内的各PWM周期Tc中的U相、V相以及W相的PWM计数Cu、Cv以及Cw的一个例子的示意图。接下来，共模噪声降低部67对每一相设定考虑了死区时间的开关时机(步骤S2)。
图9是主要表示PWM计数与各相的上段FET指令以及下段FET指令的关系的示意图。换言之，是用于对针对第一PWM输出部68(参照图3)的各相的动作的一个例子进行说明的示意图。在本实施方式中，如上所述，载波波形为三角波，PWM计数的可输出计数被设定为0～500。另外，在本实施方式中，将相当于死区时间的计数值设为10。
对上下段FET被控制为成为第一导通截止模式的U相以及W相(第一导通截止模式相)的上段FET指令以及下段FET指令进行说明。在载波计数比第一导通截止模式相的PWM计数大时，以第一导通截止模式相的上段FET指令成为截止指令的方式，设定了第一导通截止模式相的上段FET的开关时机。换句话说，若在载波计数的向上计数中载波计数与第一导通截止模式相的PWM计数相等(时刻t2)，则如图9(a)所示，第一导通截止模式相的上段FET指令从导通指令变化为截止指令。而且，若在载波计数的向下计数中载波计数与第一导通截止模式相的PWM计数相等(时刻t5)，则第一导通截止模式相的上段FET指令从截止指令变化为导通指令。
如图9(b)所示，若从时刻t2经过死区时间Td(时刻t3)，则第一导通截止模式相的下段FET指令从截止指令变化为导通指令。而且，在相对于时刻t5提前死区时间Td的时刻(时刻t4)，第一导通截止模式相的下段FET指令从导通指令变化为截止指令。对上下段FET被控制为成为第二导通截止模式的V相(第二导通截止模式相)的上段FET指令以及下段FET指令进行说明。在载波计数比第二导通截止模式相的PWM计数大时，以第二导通截止模式相的上段FET指令成为导通指令的方式，设定了第二导通截止模式相的上段FET的开关时机。换句话说，若在载波计数的向上计数中载波计数与第二导通截止模式相的PWM计数相等(时刻t2)，则如图9(e)所示，第二导通截止模式相的上段FET指令从截止指令变化为导通指令。而且，若在载波计数的向下计数中载波计数与第二导通截止模式相的PWM计数相等(时刻t5)，则第二导通截止模式相的上段FET指令从导通指令变化为截止指令。
如图9(f)所示，在相对于时刻t2提前死区时间Td的时刻(时刻t1)，第二导通截止模式相的下段FET指令从导通指令变化为截止指令。若从时刻t5经过死区时间Td(时刻t6)，则第二导通截止模式相的下段FET指令从截止指令变化为导通指令。参照图10A以及图10B对死区时间期间中的某一相的相电压进行说明。在这里，以U相为例进行说明，但在其它两个相中也相同。
如图10A的i所示，在电流从上段FET111以及下段FET112的连接点朝向电动马达18侧流动的状态下，在死区时间期间中，如箭头141所示，电流通过与下段FET112反并联连接的二极管122而流动。因此，在死区时间期间中，相电压Vu为低电平。因此，相电压Vu为低电平的期间与上段FET111的截止期间相同。
另一方面，如图10B的i所示，在电流从电动马达18侧朝向上段FET111以及下段FET112的连接点流动的状态下，在死区时间期间中，如箭头142所示，电流通过与上段FET111反并联连接的二极管121而流动。因此，在死区时间期间中，相电压Vu成为高电平。因此，相电压Vu的低电平的期间比上段FET111的截止期间短。换言之，相电压Vu的高电平的期间比上段FET111的导通期间长。
在作为第一导通截止模式相的U相以及W相中，在PWM计数为PWM计数最大值的1/2以上(250以上)的情况下，与PWM计数小于PWM计数最大值的1/2的情况相比，上段FET的导通时间变长。因此，在本实施方式中，为了便于说明，在PWM计数为250以上的情况下，认为是电流从上段FET以及下段FET的连接点朝向电动马达18侧流动的状态(图10A所示的状态)。因此，在死区时间期间中，认为相电压为低电平。因此，在该情况下，认为相电压如图9(c)所示变化。因此，相电压的电平变化时机与上段FET的开关时机一致。
另一方面，在U相以及W相中，在PWM计数小于PWM计数最大值的1/2(小于250)的情况下，与PWM计数为PWM计数最大值的1/2以上的情况相比，上段FET的导通时间变短。因此，在本实施方式中，为了便于说明，在PWM计数小于250的情况下，认为是电流从电动马达18侧朝向上段FET以及下段FET的连接点流动的状态(图10B所示的状态)。因此，在死区时间期间中，认为相电压为高电平。因此，在该情况下，由于认为相电压如图9(d)所示变化，所以相电压的电平变化时机与上段FET的开关时机不一致。上段FET的开关时机与相电压的电平变化时机一致的虚拟的PWM计数(考虑了死区时间的开关时机)为实际的PWM计数加上相当于死区时间的计数值(在本实施方式中为“10”)所得的值。
在作为第二导通截止模式相的V相中，在PWM计数为PWM计数最大值的1/2以上(250以上)的情况下，与PWM计数小于PWM计数最大值的1/2的情况相比，上段FET的导通时间缩短。因此，在本实施方式中，为了便于说明，在PWM计数为250以上的情况下，认为是电流从电动马达18侧朝向上段FET以及下段FET的连接点流动的状态(图10B所示的状态)。因此，在死区时间期间中，认为相电压为高电平。因此，在该情况下，认为相电压如图9(g)所示变化。因此，相电压的电平变化时机与上段FET的开关时机不一致。上段FET的开关时机与相电压的电平变化时机一致的虚拟的PWM计数(考虑了死区时间的开关时机)为实际的PWM计数减去相当于死区时间的计数值(在本实施方式中为“10”)所得的值。
另一方面，在V相中，在PWM计数小于PWM计数最大值的1/2(小于250)的情况下，与PWM计数为PWM计数最大值的1/2以上的情况相比，上段FET的导通时间延长。因此，在本实施方式中，为了便于说明，在PWM计数小于250的情况下，认为是电流从上段FET以及下段FET的连接点朝向电动马达18侧流动的状态(图10A所示的状态)。因此，在死区时间期间中，认为相电压为低电平。因此，在该情况下，认为相电压如图9(h)所示变化。因此，相电压的电平变化时机与上段FET的开关时机一致。
在本实施方式中，为了便于说明，在各相中，基于PWM计数是否为PWM计数最大值的1/2以上来推断相电流的方向。然而，也可以检测相电流，并基于该检测值来推断相电流的方向。在步骤S2中，共模噪声降低部67对在步骤S1中设定的各相的PWM周期Tc的每个PWM计数，运算与该相的相电压的电平变化时机对应的PWM计数(实际时机的PWM计数)。
具体而言，对于针对下一次的电流控制周期Ta内的各PWM周期Tc的U相以及W相的PWM计数Cu以及Cw中的250以上的PWM计数而言，共模噪声降低部67将其值保持原样设定为与该相的相电压的电平变化时机对应的PWM计数。对于U相以及W相的PWM计数Cu以及Cw中的小于250的PWM计数而言，共模噪声降低部67对其值加上相当于死区时间的计数值(在本实施方式中为“10”)所得的值设定为与该相的相电压的电平变化时机对应的PWM计数。
对于针对下一次的电流控制周期Ta内的各PWM周期Tc的V相的PWM计数Cv中的250以上的PWM计数而言，共模噪声降低部67将从其值减去相当于死区时间的计数值(在本实施方式中为“10”)所得的值设定为与该相的相电压的电平变化时机对应的PWM计数。对于V相的PWM计数Cv中的小于250的PWM计数而言，共模噪声降低部67将其值保持原样设定为与该相的相电压的电平变化时机对应的PWM计数。
在通过步骤S1设定的各相的单位PWM周期的PWM计数为图11A的情况下，将通过步骤S2设定的各相的单位PWM周期的PWM计数示于图11B。若对图11A和图11B进行比较，则可知V相的PWM计数Cv从300变化为290，W相的PWM计数Cw从100变化为110。
接下来，共模噪声降低部67将各相中，具有通过步骤S2的处理设定的PWM计数中最接近PWM计数最大值(在本实施方式中为“500”)或者最小值(在本实施方式中为“0”)的PWM计数的相设定为基准相(步骤S3)。在图11B的例子中，由于U相(相当于A相或者B相)的PWM计数Cu(Cu＝400)最接近500或者0，所以U相被设定为基准相。在本实施方式中，在A相以及B相中的一相被设定为基准相的情况下，将被设定为基准相的相称为A相，将另一相称为B相。在本实施方式中，在如上所述U相被设定为基准相的情况下，U相为A相，W相为B相。
接下来，共模噪声降低部67判别基准相是A相还是B相(步骤S4)。在图11B的例子中，由于U相被设定为基准相，所以判别为基准相是A相或者B相。在判别为基准相为A相或者B相的情况下(步骤S4：是)，共模噪声降低部67进行第一PWM计数变更处理(步骤S5)。
以图11A以及图11B为例，对第一PWM计数变更处理进行详细说明。在图11B的例子中，如上所述，U相被设定为基准相。共模噪声降低部67为了抵消作为基准相的A相(U相)的噪声电流，而将C相(V相)分配为PWM计数被变更的第一计数变更对象相。共模噪声降低部67将A相以及B相中的与基准相不同的相(在本例中为B相(W相))分配为用于抵消计数变更后的C相(V相)的噪声电流的第二计数变更对象相。
共模噪声降低部67对各计数变更对象相(在本例中，C相(V相)以及B相(W相))设定用于抵消噪声电流的振幅。关于某一计数变更对象相，为了以电流控制周期Ta内的PWM计数值的合计值不被变更的方式变更PWM计数值，而对该计数变更对象相的PWM计数值例如加上与图12A所示的第一振幅模式相应的振幅或者与图12A所示的第二振幅模式相应的振幅即可。
图12A内的x为用于规定振幅的绝对值的振幅规定值。在本实施方式中，对第一计数变更对象相(C相(V相))分配第一振幅模式。对第二计数变更对象相(B相(W相))分配第二振幅模式。共模噪声降低部67基于通过步骤S2的处理设定的PWM计数，以如下方式运算针对第一计数变更对象相(C相(V相))以及第二计数变更对象相(B相(W相))的每一个的振幅规定值x。共模噪声降低部67运算C相(V相)的PWM计数与应抵消噪声电流的基准相(A相(U相))的PWM计数之差的绝对值作为针对C相(V相)的振幅规定值x。
在本例中，针对C相(V相)的振幅规定值x为110(＝400－290)。由此，对C相(V相)的PWM计数加上针对C相(V相)的振幅规定值x所得的第一运算值为400(＝290+110)。从C相(V相)的PWM计数中减去针对C相(V相)的振幅规定值x所得的第二运算值为180(＝290－110)。
共模噪声降低部67运算第一运算值以及第二运算值中与作为基准相的A相(U相)的PWM计数值不同的值(在本例中为第二运算值)与B相(W相)的PWM计数之差的绝对值，作为针对B相(W相)的振幅规定值x。在本例中，针对B相(W相)的振幅规定值x为70(＝180－110)。
共模噪声降低部67基于这样运算出的针对各计数变更对象相的振幅规定值x和用于该相的振幅模式，来设定针对各计数变更对象相的各PWM周期Tc的振幅。将基于图11B所示的各相的单位PWM周期的PWM计数设定的C相(V相)以及B相(W相)的各PWM周期Tc的振幅示于图12B。
接下来，共模噪声降低部67求出针对下一次的电流控制周期Ta内的各PWM周期Tc的各相的最终的PWM计数。具体而言，基于针对各计数变更对象相的振幅，变更通过步骤S1设定的计数变更对象相的PWM计数。更具体而言，共模噪声降低部67对通过步骤S1设定的针对各PWM周期Tc的计数变更对象相的PWM计数加上计数变更对象相的振幅，从而变更针对各PWM周期Tc的计数变更对象相的PWM计数。相对于通过步骤S1设定的PWM计数，计数变更对象相变更后的PWM计数成为最终的PWM计数。
接下来，共模噪声降低部67求出同与最终的PWM计数相应的各相电压的电平变化时机对应的PWM计数(实际时机下的PWM计数)。具体而言，基于针对各计数变更对象相的振幅，变更通过步骤S2设定的计数变更对象相的PWM计数。更具体而言，共模噪声降低部67对通过步骤S2设定的针对各PWM周期Tc的计数变更对象相的PWM计数加上计数变更对象相的振幅。由此，针对各PWM周期Tc的计数变更对象相的PWM计数被变更。相对于通过步骤S2设定的PWM计数，计数变更对象相变更后的PWM计数成为实际时机下的PWM计数。由此，第一PWM计数变更处理结束。
接下来，共模噪声降低部67将通过第一PWM计数变更处理获得的实际时机下的PWM计数赋予给消除电路控制部52(步骤S6)。
另外，共模噪声降低部67将通过第一PWM计数变更处理获得的最终的PWM计数赋予给第一PWM输出部68(步骤S7)。然后，共模噪声降低部67结束本次的电流控制周期Ta中的处理。
在通过步骤S1设定的各相的单位PWM周期的PWM计数为图11A所示的值，计数变更对象相的振幅为图12B所示的值的情况下，各相的单位PWM周期的最终的PWM计数如图12C所示。实际时机下的PWM计数如图12D所示。如图12D所示，第奇数个PWM周期Tc中的U相(第一导通截止模式相)的PWM计数与V相(第二导通截止模式相)的PWM计数一致。因此，在第奇数个PWM周期Tc中，由于U相的相电压而在电动马达18侧的寄生电容C1(参照图2)中流动的噪声电流被由于V相的相电压而在电动马达18侧的寄生电容C1中流动的噪声电流抵消。
第偶数个PWM周期Tc中的V相(第二导通截止模式相)的PWM计数与W相(第一导通截止模式相)的PWM计数一致。因此，在第偶数个PWM周期Tc中，由于V相的相电压而在电动马达18侧的寄生电容C1(参照图2)中流动的噪声电流被由于W相的相电压而在电动马达18侧的寄生电容C1中流动的噪声电流抵消。由此，共模噪声降低。
但是，在第奇数个PWM周期Tc中，由于W相(第一导通截止模式相)的相电压而在寄生电容C1中流动的噪声电流未被由于其它相的相电压而在寄生电容C1中流动的噪声电流抵消。另外，在第偶数个PWM周期Tc中，由于U相(第一导通截止模式相)的相电压而在寄生电容C1中流动的噪声电流未被由于其它相的相电压而在寄生电容C1中流动的噪声电流抵消。如后所述，基于这样未被抵消的噪声电流的共模噪声被噪声消除电路32降低。
在步骤S4中，判别为基准相为C相的情况下(步骤S4：否)，共模噪声降低部67进行第二PWM计数变更处理(步骤S8)。在本实施方式中，在C相被设定为基准相的情况下，将C相以外的两个相中的任意一相称为A相，将另一相称为B相。在本实施方式中，将C相以外的两个相亦即U相以及W相中的U相称为A相，将W相称为B相。
参照图13A以及图13B，对第二PWM计数变更处理进行详细说明。图13A是表示在步骤S1中设定的电流控制周期Ta内的各PWM周期Tc中的U相、V相以及W相的PWM计数Cu、Cv以及Cw的一个例子的示意图。在通过步骤S1设定的各相的单位PWM周期的PWM计数是图13A的情况下，将通过步骤S2设定的各相的单位PWM周期的PWM计数示于图13B。若对图13A和图13B进行比较可知，V相(C相)的PWM计数Cv从400变化为390。在图13B的例子中，由于V相(相当于C)的PWM计数Cu(Cu＝390)最接近500或者0，所以在步骤S3中，V相被设定为基准相。因此，在步骤S4中，判别为基准相是C相。
在第二PWM计数变更处理中，共模噪声降低部67首先将A相(U相)以及B相(W相)这两个相分配为为了抵消作为基准相的C相(V相)的噪声电流而PWM计数被变更的计数变更对象相。以下，将A相(U相)称为第一计数变更对象相，将B相(W相)称为第二计数变更对象相。
然后，共模噪声降低部67对各计数变更对象相(在本例中，A相(U相)以及B相(W相))设定用于抵消噪声电流的振幅。关于某一计数变更对象相，为了以不变更电流控制周期Ta内的PWM计数值的合计值的方式变更PWM计数值，而对该计数变更对象相的PWM计数值例如加上与图14A所示的第一振幅模式相应的振幅或者与图14A所示的第二振幅模式相应的振幅即可。图14A内的x是用于规定振幅的绝对值的振幅规定值。在本实施方式中，对作为第一计数变更对象相的A相(U相)分配第一振幅模式。对作为第二计数变更对象相的B相(W相)分配第二振幅模式。
共模噪声降低部67基于通过步骤S2的处理设定的PWM计数，以如下方式运算分别针对作为第一计数变更对象相的A相(U相)以及作为第二计数变更对象相的B相(W相)的振幅规定值x。共模噪声降低部67运算A相(U相)的PWM计数与应抵消噪声电流的C相(V相)的PWM计数之差的绝对值作为针对A相(U相)的振幅规定值x。在本例中，针对A相(U相)的振幅规定值x为30(＝390－360)。共模噪声降低部67运算B相(W相)的PWM计数与应抵消噪声电流的C相(V相)的PWM计数之差的绝对值作为针对B相(W相)的振幅规定值x。在本例中，针对B相(W相)的振幅规定值x为110(＝390－280)。
共模噪声降低部67基于这样运算出的针对各计数变更对象相的振幅规定值x和用于该相的振幅模式，来设定针对各计数变更对象相的各PWM周期Tc的振幅。图14B示出基于图13B所示的各相的单位PWM周期的PWM计数设定的U相以及W相的各PWM周期Tc的振幅。
接下来，共模噪声降低部67求出针对下一次的电流控制周期Ta内的各PWM周期Tc的各相的最终的PWM计数。具体而言，共模噪声降低部67基于针对各计数变更对象相的振幅，变更通过步骤S1设定的针对下一次的电流控制周期Ta内的各PWM周期Tc的计数变更对象相的PWM计数。更具体而言，共模噪声降低部67通过对通过步骤S1设定的针对各PWM周期Tc的计数变更对象相的PWM计数加上计数变更对象相的振幅，来变更针对各PWM周期Tc的计数变更对象相的PWM计数。相对于通过步骤S1设定的PWM计数，计数变更对象相变更后的PWM计数成为最终的PWM计数。
接下来，共模噪声降低部67求出同与最终的PWM计数相应的各相电压的电平变化时机对应的PWM计数(实际时机下的PWM计数)。具体而言，基于针对各计数变更对象相的振幅，变更通过步骤S2设定的计数变更对象相的PWM计数。更具体而言，共模噪声降低部67对通过步骤S2设定的针对各PWM周期Tc的计数变更对象相的PWM计数加上计数变更对象相的振幅。由此，针对各PWM周期Tc的计数变更对象相的PWM计数被变更。相对于通过步骤S2设定的PWM计数，计数变更对象相变更后的PWM计数成为实际时机下的PWM计数。由此，第二PWM计数变更处理结束。
接下来，共模噪声降低部67将通过第二PWM计数变更处理获得的实际时机下的PWM计数赋予给消除电路控制部52(步骤S9)。
另外，共模噪声降低部67将通过第二PWM计数变更处理获得的最终的PWM计数赋予给第一PWM输出部68(步骤S10)。然后，共模噪声降低部67结束本次的电流控制周期Ta中的处理。
在通过步骤S1设定的各相的单位PWM周期的PWM计数为图13A所示的值，计数变更对象相的振幅为图14B所示的值的情况下，各相的单位PWM周期的最终的PWM计数如图14C所示。另外，实际时机下的PWM计数如图14D所示。如图14D所示，第奇数个PWM周期Tc中的V相(第二导通截止模式相)的PWM计数与U相(第一导通截止模式相)的PWM计数一致。因此，在第奇数个PWM周期Tc中，由于V相的相电压而在电动马达18侧的寄生电容C1(参照图2)中流动的噪声电流被由于U相的相电压而在电动马达18侧的寄生电容C1中流动的噪声电流抵消。
第偶数个PWM周期Tc中的V相(第二导通截止模式相)的PWM计数与W相(第一导通截止模式相)的PWM计数一致。因此，在第偶数个的PWM周期Tc中，由于V相的相电压而在电动马达18侧的寄生电容C1(参照图2)中流动的噪声电流被由于W相的相电压而在电动马达18侧的寄生电容C1中流动的噪声电流抵消。由此，共模噪声降低。
但是，在第奇数个PWM周期Tc中，由于W相(第一导通截止模式相)的相电压而在寄生电容C1中流动的噪声电流未被由于其它相的相电压而在寄生电容C1中流动的噪声电流抵消。另外，在第偶数个PWM周期Tc中，由于U相(第一导通截止模式相)的相电压而在寄生电容C1中流动的噪声电流未被由于其它相的相电压而在寄生电容C1中流动的噪声电流抵消。如后所述，基于这样未被抵消的噪声电流的共模噪声被噪声消除电路32降低。
如本实施方式这样，在针对A相以及B相的导通截止模式被设定为第一导通截止模式的情况下，针对未被共模噪声降低部67抵消的噪声电流的相的导通截止模式成为第一导通截止模式。另一方面，在针对A相以及B相的导通截止模式被设定为第二导通截止模式的情况下，针对未被共模噪声降低部67抵消的噪声电流的相的导通截止模式成为第二导通截止模式。
返回到图3，消除电路控制部52包含PWM计数设定部81以及第二PWM输出部82。PWM计数设定部81基于由共模噪声降低部67赋予的实际时机下的PWM计数，来设定用于对噪声消除电路32内的FET44、45进行PWM控制的PWM计数。具体而言，PWM计数设定部81首先提取实际时机下的PWM计数中未被共模噪声降低部67抵消噪声电流的PWM计数的模式(非消除模式)。
在实际时机下的PWM计数例如为图12D的情况下，作为非消除模式，PWM计数设定部81提取第奇数个PWM周期Tc中的W相的PWM计数值“40”、和第偶数个PWM周期Tc中的U相的PWM计数值“400”。接下来，PWM计数设定部81设定与提取出的非消除模式相同的模式的PWM计数作为用于对FET44、45进行PWM控制的PWM计数。在实际时机下的PWM计数例如为图12D的情况下，由PWM计数设定部81设定的PWM计数如图15A所示。
然后，PWM计数设定部81将这样设定的PWM计数作为针对下一次的电流控制周期Ta内的各PWM周期Tc的PWM计数赋予给第二PWM输出部82。第二PWM输出部82在下一次的电流控制周期Ta中，基于在本次的电流控制周期Ta中从PWM计数设定部81赋予的PWM计数，来控制噪声消除电路32的FET44、45。
在本实施方式中，针对未被共模噪声降低部67抵消的噪声电流的相的导通截止模式为第一导通截止模式。第二PWM输出部82以PWM周期Tc内的上段FET44与下段FET45的导通截止状态的变化模式成为第二导通截止模式的方式生成PWM信号。由此，能够通过噪声消除电路32产生与未被共模噪声降低部67抵消的噪声电流相反相位的噪声消除电流。
对逆变器控制部51内的第一PWM输出部68基于图12C所示的最终的PWM计数生成PWM信号，消除电路控制部52内的第二PWM输出部82基于如图15A所示的PWM计数生成PWM信号的情况下的噪声消除电路32的动作进行说明。图16是表示第奇数个PWM周期Tc中的W相的相电压Vw、针对噪声消除电路32内的上段FET44的指令(上段FET指令)以及针对下段FET45的指令(下段FET指令)等的时序图。
在以下的说明中，将电流在机架130中流动的方向称为正方向，将从机架130导入电流的方向称为负方向。如图12D所示，第奇数个PWM周期Tc中的W相的实际时机下的PWM计数为“40”。因此，W相电压Vw在从该PWM周期Tc的开始时刻经过了相当于PWM计数的“40”的时间的时刻t2从高电平变化为低电平，并在从时刻t2经过了规定时间的时刻t3从低电平变化为高电平(参照图16(a))。
因此，在W相电压Vw的下降时机t2中，如图16(b)所示的共模电流(负方向的电流)在存在于电动马达18与机架130之间的寄生电容C1(参照图3)中流动。如图15A所示，针对第奇数个PWM周期Tc中的噪声消除电路32的PWM计数值为“40”。第二PWM输出部82以第二导通截止模式生成PWM信号。因此，如图16(c)所示，针对上段FET44的指令(上段FET指令)在时刻t2从截止指令变化为导通指令，并在时刻t3从导通指令变化为截止指令。如图16(d)所示，针对下段FET45的指令(下段FET指令)在相对于时刻t2提前死区时间Td的时刻(时刻t1)，从导通指令变化为截止指令，并在从时刻t3经过了死区时间Td的时刻(时刻t4)，从截止指令变化为导通指令。相当于死区时间的计数值与在马达驱动电路31中使用的死区时间相同地被设定为“10”。
上段FET44与下段FET45的连接点通过下拉电阻43与负电源线132连接。因此，在死区时间期间中，上段FET44与下段FET45的连接点的电压为低电平。因此，如图16(e)所示，上段FET44与下段FET45的连接点的电压为高电平的期间与针对上段FET44的指令为导通指令的期间(t2至t3的期间)相等。
如图16(e)所示，上段FET44与下段FET45的连接点的电压在时刻t2从低电平变化为高电平。因此，在时刻t2，如图16(f)所示，通过噪声消除电路32(RLC电路42)产生与图16(b)所示的共模电流相反相位的噪声消除电流(正方向的电流)。图17A～图17C是着眼于共模噪声电流的等效电路。在W相电压Vw的下降时机t2，由于W相的相电压Vw，共模噪声电流如图17A的箭头Q1所示那样流动。另外，在该时刻t2，通过噪声消除电路32，噪声消除电流如图17B的箭头Q2所示那样流动。
由于该噪声消除电流，在时刻t2从机架130经由寄生电容C1流入电动马达18的负方向的电流如在图17C中由箭头Q1’表示的那样，经由上段FET44、RLC电路42在机架130中成为正方向的电流而流动。由此，能够抑制在电源线131、132与机架130之间的寄生电容C2、C3中流动的共模电流。
另一方面，在W相电压Vw的上升时机t3中，如图16(b)所示的共模电流(正方向的电流)在存在于电动马达18与机架130之间的寄生电容C1(参照图3)中流动。如图16(e)所示，上段FET44与下段FET45的连接点的电压在时刻t3从高电平变化为低电平。因此，在时刻t3，如图16(f)所示，通过噪声消除电路32(RLC电路42)，产生与图16(b)所示的共模电流相反相位的噪声消除电流(负方向的电流)。
图18A～图18C是着眼于共模噪声电流的等效电路。在W相电压Vw的上升时机t3，由于W相的相电压Vw，共模噪声电流如图18A的箭头Q3所示那样流动。另外，在时刻t3，通过噪声消除电路32，噪声消除电流如图18B的箭头Q4所示那样流动。由于该噪声消除电流，在时刻t3从电动马达18经由寄生电容C1流入机架130的正方向的电流如图18C中箭头Q3’所示，成为从机架130经由RLC电路42流动的负方向的电流，进一步经由上段FET44流入电动马达18。由此，能够抑制在电源线131、132与机架130之间的寄生电容C2、C3中流动的共模电流。
换句话说，在第奇数个PWM周期Tc中，能够抑制由于无法被共模噪声降低部67抵消的噪声电流，而在电源线131、132与机架130之间的寄生电容C2、C3中流动的共模电流。消除电路控制部52在第偶数个PWM周期Tc中，也进行与上述的第奇数个PWM周期Tc相同的处理。由此，在第偶数个PWM周期Tc中，能够抑制由于无法被共模噪声降低部67抵消的噪声电流，而在电源线131、132与机架130之间的寄生电容C2、C3中流动的共模电流。
在上述的实施方式中，在电流控制周期Ta内的各PWM周期Tc中，能够将由于任意的一个相的输出电压(例如V相)而在机架地线130中流动的电流，通过由于在其它两个相中任意一相(例如U相或W相)的输出电压而在机架地线130中流动的电流抵消。在上述的实施方式中，通过噪声消除电路32，能够在电流控制周期Ta内的各PWM周期Tc，产生与由于上述其它2相中的另一相(例如，若上述一相为U相则为W相，若上述一相为W相则为U相)的相电压而在机架地线130中流动的电流相反相位的电流。
由此，在电流控制周期Ta内的各PWM周期Tc中，能够降低基于由于三相的全部的相的相电压而在机架地线130中流动的电流的共模噪声。由此，能够有效降低共模噪声。在上述的实施方式中，噪声消除电路32内的上段FET44与下段FET45的连接点通过下拉电阻43与负电源线132连接。然而，如图2中点划线所示，也可以不将上段FET44与下段FET45的连接点通过下拉电阻43与负电源线132连接，而是经由上拉电阻49与正电源线131连接。
此时，在死区时间期间中，上段FET44与下段FET45的连接点的电压为高电平。因此，上段FET44与下段FET45的连接点的电压从低电平变化为高电平的时刻比针对上段FET44的指令从截止指令变化为导通指令的时刻提前死区时间期间的量。因此，在该情况下，与上段FET44与下段FET45的连接点被下拉的情况相比，需要将使上段FET44导通的时机与使下段FET45截止的时机延迟死区时间期间的量。因此，在该情况下，消除电路控制部52内的PWM计数设定部81进行如下的处理。
即，PWM计数设定部81首先提取实际时机中的PWM计数中未被共模噪声降低部67抵消噪声电流的PWM计数的模式(非消除模式)。接下来，PWM计数设定部81对提取出的非消除模式下的PWM计数加上相当于死区时间期间的计数值(在本实施方式中为“10”)。而且，PWM计数设定部81设定与加上相当于死区时间期间的计数值后的非消除模式相同的模式的PWM计数作为用于对FET44、45进行PWM控制的PWM计数。在实际时机下的PWM计数例如为图12D的情况下，由PWM计数设定部81设定的PWM计数如图15B所示。而且，PWM计数设定部81将像这样设定的PWM计数作为针对下一次的电流控制周期Ta内的各PWM周期Tc的PWM计数，赋予给第二PWM输出部82。
在上述的实施方式中，对针对A相以及B相的导通截止模式是第一导通截止模式的情况进行了说明。然而，针对A相以及B相的导通截止模式也可以是第二导通截止模式。在该情况下，消除电路控制部52内的第二PWM输出部82以PWM周期Tc内的上段FET44和下段FET45的导通截止状态的变化模式成为第一导通截止模式的方式生成PWM信号即可。
在上述实施方式中，对将本发明应用于电动助力转向装置的马达控制装置的情况进行了说明。然而，本发明也能够应用于在电动助力转向装置以外使用的马达控制装置。另外，能够在权利要求书所记载的事项的范围内实施各种设计变更。

Claims (3)

1.一种马达控制装置，包含：三相逆变器，用于驱动电动马达，该电动马达具有与连接有电源的负极端子的机架地线连接的壳体；以及控制部，在电流控制周期内包含多个PWM周期，该控制部基于在每个该PWM周期生成的单位PWM周期的PWM信号来控制上述三相逆变器，
上述马达控制装置包含：
PWM计数运算部，在每个上述电流控制周期，运算三相各相的单位电流控制周期的PWM计数；
噪声降低部，以上述电流控制周期内的单位PWM周期的PWM计数的每一相的合计值成为与对应的相的上述单位电流控制周期的PWM计数相应的值，并且在上述电流控制周期内的各PWM周期中，由于上述三相中的任意一个相的相电压而在上述机架地线中流动的电流被由于其它两个相中的任意一相的相电压而在上述机架地线中流动的电流抵消的方式，设定针对该PWM周期的单位PWM周期的PWM计数；以及
噪声消除电路，用于在上述电流控制周期内的各PWM周期中，针对由于上述其它两个相中的另一相的相电压而在上述机架地线中流动的电流产生相反相位的电流。
2.根据权利要求1所述的马达控制装置，其中，
上述噪声消除电路包含：
半桥电路，以与上述三相逆变器并联的方式与上述电源连接；以及
RLC电路，连接在上述半桥电路的中点与上述机架地线之间，由电阻、线圈以及电容器的串联电路构成。
3.根据权利要求1或2所述的马达控制装置，其中，
上述噪声降低部包含：
将针对上述电流控制周期的各相的单位电流控制周期的PWM计数设定为对应的相中的针对该电流控制周期内的各PWM周期的单位PWM周期的PWM计数的单元；以及
在上述电流控制周期内的各PWM周期中，变更上述其它两个相中的一相的单位PWM周期的PWM计数，以使得该相的输出电压波形为使上述任意一个相的输出电压波形反转后的波形的单元。
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Families Citing this family (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2023014918A (ja) * 2021-07-19 2023-01-31 サンデン株式会社 インバータ装置

Citations (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN1360392A (zh) * 2000-12-19 2002-07-24 富士电机株式会社 电功率转换装置的噪声降低装置
US20110260656A1 (en) * 2009-11-26 2011-10-27 Shun Kazama Load drive system, motor drive system, and vehicle control system
JP2012010596A (ja) * 2006-03-31 2012-01-12 Fujitsu General Ltd 電力変換装置
US20130062138A1 (en) * 2011-09-08 2013-03-14 Denso Corporation Rotating electrical machine control device and steering control system
JP2016100952A (ja) * 2014-11-20 2016-05-30 株式会社富士通ゼネラル モータ駆動装置
JP2017229217A (ja) * 2016-06-24 2017-12-28 株式会社ジェイテクト モータ制御装置
CN107834930A (zh) * 2016-09-16 2018-03-23 株式会社捷太格特 马达控制装置
CN107947682A (zh) * 2017-12-15 2018-04-20 华中科技大学 一种抑制共模噪声的三相交流电机驱动系统及方法

Family Cites Families (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS6450766A (en) 1987-08-21 1989-02-27 Toshiba Corp Pwm controller
JP3331881B2 (ja) * 1995-12-21 2002-10-07 三菱電機株式会社 インバータ装置、圧縮機
JP2006311697A (ja) * 2005-04-28 2006-11-09 Hitachi Ltd ブラシレスモータシステム
JP5203737B2 (ja) 2008-02-07 2013-06-05 株式会社日本自動車部品総合研究所 車両駆動装置

Patent Citations (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN1360392A (zh) * 2000-12-19 2002-07-24 富士电机株式会社 电功率转换装置的噪声降低装置
JP2012010596A (ja) * 2006-03-31 2012-01-12 Fujitsu General Ltd 電力変換装置
US20110260656A1 (en) * 2009-11-26 2011-10-27 Shun Kazama Load drive system, motor drive system, and vehicle control system
US20130062138A1 (en) * 2011-09-08 2013-03-14 Denso Corporation Rotating electrical machine control device and steering control system
JP2016100952A (ja) * 2014-11-20 2016-05-30 株式会社富士通ゼネラル モータ駆動装置
JP2017229217A (ja) * 2016-06-24 2017-12-28 株式会社ジェイテクト モータ制御装置
CN107834930A (zh) * 2016-09-16 2018-03-23 株式会社捷太格特 马达控制装置
CN107947682A (zh) * 2017-12-15 2018-04-20 华中科技大学 一种抑制共模噪声的三相交流电机驱动系统及方法

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
赵磊: "基于三相四桥臂逆变器的共模传导EMI抑制研究", 中国优秀硕士学位论文全文数据库 工程科技Ⅱ辑, no. 1, 15 January 2018 (2018-01-15), pages 042 - 408 *

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