CN109889127A - 马达控制装置 - Google Patents

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Abstract

本发明提供马达控制装置，该马达控制装置包括：第一PWM计数运算单元，对每个PWM周期运算针对第一系统的三相各相的第一PWM计数；以及第二PWM计数运算单元，基于针对第一系统的三相各相的PWM计数，对每个PWM周期，根据第一系统与第二系统的三相马达线圈的相位差，来运算第二系统的三相各相的第二PWM计数。以上下段开关元件成为从PWM周期的开始时刻按照上段导通状态、下段导通状态以及上段导通状态的顺序变化的第一模式的方式对第一系统的各相进行控制，以上下段开关元件成为从PWM周期的开始时刻按照下段导通状态、上段导通状态以及下段导通状态的顺序变化的第二模式的方式对第二系统的各相进行控制。

Description

马达控制装置
相关申请的交叉引用
本申请主张于2017年11月16日提出的日本专利申请2017-220994号的优先权，并在此引用其全部内容。
技术领域
本发明涉及一种马达控制装置，经由第一驱动电路和第二驱动电路来控制具有相位差为60度、180度或者300度的2个系统的三相马达线圈的电动马达，其中，上述第一驱动电路和上述第二驱动电路分别具有三相的量的上段以及下段开关元件的组，上述第一驱动电路驱动2个系统中的一方的第一系统的三相马达线圈，上述第二驱动电路驱动另一方的第二系统的三相马达线圈。
背景技术
在矢量控制三相电动马达的马达控制装置中，对每个电流控制周期运算二相电流指令值。基于该二相电流指令值与二相电流检测值的偏差来运算二相电压指令值。通过使用电动马达的旋转角对该二相电压指令值进行二相·三相转换。由此，运算U相、V相以及W相的相电压指令值(三相电压指令值)。然后，生成分别与该U相、V相以及W相的相电压指令值对应的占空比的U相PWM信号、V相PWM信号以及W相PWM信号，并供给至三相逆变器电路。
构成该三相逆变器电路的6个开关元件被U相PWM信号、V相PWM信号以及W相PWM信号控制。由此，对三相电动马达施加与三相电压指令值相当的电压。由此，控制为在三相电动马达中流动的马达电流与二相电流指令值相等。在这样的马达控制装置中，在各PWM周期中各相的输出电压(相电压)的上升时刻和下降时刻，电流在存在于三相电动马达与车架地线之间的寄生电容中流动。(参照日本特开平1－50766号公报)
由于该电流在车架地线中流动，所以有从车架地线放射噪声的情况。另外，在是安装于车辆的电动助力转向装置(EPS)上安装的马达控制装置的情况下，从车辆电源(电池)朝向EPS的正负电源供给线较长。因此，在车架地线中流动的噪声电流通过在正负电源供给线与车架地线之间形成的寄生电容，并在车辆电源的附近混入正负电源供给线。而且，由于噪声电流在较长的正负电源供给线中流动，所以从线中产生放射噪声。由此，产生共模噪声。
已知有使用用于向2个系统的三相马达线圈分别供给电力的2个系统的驱动电路来控制具有2个系统的三相马达线圈的三相电动马达(2个系统马达)的马达控制装置。在这样的控制2个系统马达的马达控制装置中，在2个系统的每个驱动电路中，在各PWM周期中在各相的输出电压(相电压)的上升时刻和下降时刻，电流都在存在于三相电动马达与车架地线之间的寄生电容中流动。因此，在控制2个系统马达的情况下，与驱动控制具有1个系统的三相马达线圈的三相电动马达(1个系统马达)的情况相比，共模噪声的产生频率升高。
发明内容
本发明的目的之一在于提供一种能够降低共模噪声的马达控制装置。
本发明的一个方式的马达控制装置经由第一驱动电路和第二驱动电路来控制具有相位差为60度、180度或者300度的2个系统的三相马达线圈的电动马达，上述第一驱动电路和上述第二驱动电路分别具有三相的量的上段以及下段开关元件的组，上述第一驱动电路驱动上述2个系统中的一方的第一系统的三相马达线圈，上述第二驱动电路驱动另一方的第二系统的三相马达线圈，该马达控制装置构成上的特征在于，包括：设定单元，设定与应在上述电动马达中流动的电流目标值对应的二相电流指令值；实际电流值运算单元，运算与在上述电动马达中流动的电流相应的二相实际电流值；第一PWM计数运算单元，基于上述二相电流指令值和上述二相实际电流值，对每个PWM周期，运算针对上述第一系统的三相各相的第一PWM计数；以及第二PWM计数运算单元，基于针对上述第一系统的三相各相的PWM计数，对每个PWM周期，根据上述相位差，运算上述第二系统的三相各相的第二PWM计数，以成为上下段开关元件从PWM周期的开始时刻按照上段导通状态、下段导通状态以及上段导通状态的顺序变化的第一模式对上述第一系统以及上述第二系统中的任意一方的系统的各相进行控制，以成为上下段开关元件从PWM周期的开始时刻按照下段导通状态、上段导通状态以及下段导通状态的顺序变化的第二模式对另一方的系统的各相进行控制。
附图说明
通过以下参照附图对本发明的优选实施方式进行的详细描述，本发明前述的和其它的特点和优点得以进一步明确。其中，附图标记表示本发明的要素，其中，
图1是表示应用本发明的一个实施方式的马达控制装置的电动助力转向装置的简要结构的示意图。
图2是表示ECU的电气结构的框图。
图3是主要表示第一马达驱动电路以及第二马达驱动电路的结构的电气电路图。
图4A是表示PWM信号的周期Tc与电流控制周期Ta的关系的示意图。
图4B是表示载波波形的波形图。
图4C是用于对PWM信号的生成方法进行说明的示意图。
图5是表示相对于检测转向操纵转矩T的辅助电流值Ia＊的设定例的图表。
图6是用于对由共模噪声降低部进行的共模噪声降低的基本思想进行说明的说明图。
图7是表示着眼于共模噪声电流的等效电路的电路图。
图8是用于对共模噪声降低部的动作的一个例子进行说明的流程图。
图9是主要表示FET控制用PWM计数与各系统的各相的上段FET指令以及下段FET指令的关系的示意图。
图10A是表示电流从上段FET和下段FET的连接点朝向电动马达侧流动的状态下的死区期间中的电流路径的图。
图10B是表示电流从电动马达侧朝向上段FET和下段FET的连接点流动的状态下的死区期间中的电流路径的图。
图11A是表示通过步骤S1和S2设定的各系统的各相的PWM周期单位的相电压对应PWM计数的一个例子的示意图。
图11B是表示通过步骤S3设定的各系统的各相的PWM周期单位的FET控制用PWM计数的一个例子的示意图。
图12是表示相对于转子旋转角的与第一系统的各相的相电压对应PWM计数对应的占空比[％]、相对于转子旋转角的与第二系统的各相的相电压对应PWM计数对应的占空比[％]的示意图。
图13是表示在PWM周期Tc中，第二系统的某个相电压的波形成为将第一系统的某个相电压的波形反转后的波形的例子的示意图。
具体实施方式
以下，参照附图对将本发明应用于电动助力转向装置的情况的实施方式进行详细说明。图1是表示应用本发明的一个实施方式的马达控制装置的电动助力转向装置的简要结构的示意图。电动助力转向装置(EPS:electric power steering)1具备方向盘2、转向机构4以及转向操纵辅助机构5。方向盘2是用于操纵车辆转向的转向操纵部件。转向机构4与方向盘2的旋转连动而使转向轮3转向。转向操纵辅助机构5辅助驾驶员的转向操纵。方向盘2和转向机构4经由转向轴6以及中间轴7机械连结。
转向轴6包含与方向盘2连结的输入轴8和与中间轴7连结的输出轴9。输入轴8和输出轴9经由扭杆10以能够相对旋转的方式连结。在扭杆10的附近配置有转矩传感器11。转矩传感器11基于输入轴8和输出轴9的相对旋转位移量，来检测对方向盘2赋予的转向操纵转矩T。在本实施方式中，由转矩传感器11检测的转向操纵转矩T例如将用于朝向右方的转向操纵的转矩检测为正值，将用于朝向左方的转向操纵的转矩检测为负值，其绝对值越大，转向操纵转矩的大小越大。
转向机构4由包含小齿轮轴13和作为转向轴的齿条轴14的齿条小齿轮机构构成。在齿条轴14的各端部，经由转向横拉杆15以及转向节臂(图示省略)连结有转向轮3。小齿轮轴13与中间轴7连结。小齿轮轴13与方向盘2的转向操纵连动而旋转。在小齿轮轴13的前端(图1中为下端)，连结有小齿轮16。
齿条轴14沿着汽车的左右方向延伸成直线状。在齿条轴14的轴向的中间部形成有与小齿轮16啮合的齿条17。通过该小齿轮16和齿条17，小齿轮轴13的旋转被转换为齿条轴14的轴向移动。通过使齿条轴14沿轴向移动，能够使转向轮3转向。
若方向盘2被转向操纵(旋转)，则该旋转经由转向轴6以及中间轴7传递至小齿轮轴13。而且，小齿轮轴13的旋转通过小齿轮16以及齿条17转换为齿条轴14的轴向移动。由此，转向轮3被转向。转向操纵辅助机构5包含转向操纵辅助用的电动马达18和用于将电动马达18的输出转矩传递至转向机构4的减速机构19。电动马达18是具有第一系统的三相马达线圈18A(参照图2、图3)和第二系统的三相马达线圈18B(参照图2、图3)的三相无刷马达(2个系统马达)。第一系统的三相马达线圈18A被后述的第一系统的马达驱动电路32A(参照图2、图3)驱动。第二系统的三相马达线圈18B被后述的第二系统的马达驱动电路32B(参照图2、图3)驱动。
以下，有将第一系统的三相马达线圈18A称为第一马达线圈18A，将第二系统的三相马达线圈18B称为第二马达线圈18B的情况。同样地，有将第一系统的马达驱动电路32A称为第一马达驱动电路32A，将第二系统的马达驱动电路32B称为第二马达驱动电路32B的情况。在电动马达18中，配置有用于检测电动马达18的转子的旋转角的例如由分解器构成的旋转角传感器23。减速机构19由包含蜗杆轴20和与该蜗杆轴20啮合的蜗轮21的蜗轮蜗杆机构构成。
蜗杆轴20被电动马达18旋转驱动。另外，蜗轮21以能够与转向轴6一体旋转的方式与其连结。蜗轮21被蜗杆轴20旋转驱动。若蜗杆轴20被电动马达18旋转驱动，则蜗轮21被旋转驱动，而转向轴6旋转。而且，转向轴6的旋转经由中间轴7传递至小齿轮轴13。小齿轮轴13的旋转被转换为齿条轴14的轴向移动。由此，转向轮3被转向。即，通过利用电动马达18旋转驱动蜗杆轴20，能够进行基于电动马达18的转向操纵辅助。
车辆中设置有用于检测车速V的车速传感器24。由转矩传感器11检测的转向操纵转矩T、由车速传感器24检测的车速V、旋转角传感器23的输出信号等被输入至ECU(电子控制单元：Electronic Control Unit)12。ECU12基于这些输入信号，来控制电动马达18。
图2是表示ECU12的整体的电气结构的框图。ECU12包含微型计算机31、第一马达驱动电路32A以及第二马达驱动电路32B。第一马达驱动电路32A被微型计算机31控制，向电动马达18的第一马达线圈18A供给电力。第二马达驱动电路32B被微型计算机31控制，向电动马达18的第二马达线圈18B供给电力。
图3是主要表示第一马达驱动电路32A和第二马达驱动电路32B的结构的电气电路图。第一马达线圈18A具有U相、V相以及W相的定子线圈18AU、18AV、18AW。第二马达线圈18B具有U相、V相以及W相的定子线圈18BU、18BV、18BW。在本实施方式中，第二三相马达线圈18B相对于第一三相马达线圈18A具有180度的相位差。
第一马达驱动电路32A是三相逆变器电路。第一马达驱动电路32A包含与电源(电池)100串联连接的第一平滑电容器101A、多个开关元件111A～116A以及多个二极管121A～126A。第一平滑电容器101A连接在电源100的两个端子间。在本实施方式中，各开关元件111A～116A由n沟道型的MOSFET(Metal Oxide Semiconductor Field EffectTransistor：金属氧化物半导体场效应晶体管)构成。以下，有将开关元件111A～116A称为FET111A～116A的情况。
多个FET111A～116A包含U相用的上段FET111A和与该U相用的上段FET111A串联连接的U相用的下段FET112A、V相用的上段FET113A和与该V相用的上段FET113A串联连接的V相用的下段FET114A、以及W相用的上段FET115A和与该W相用的上段FET115A串联连接的W相用的下段FET116A。各开关元件111A～116A分别与二极管121A～126A反并联连接。
上段FET111A、113A、115A的漏极与第一平滑电容器101A的正极侧端子连接。上段FET111A、113A、115A的源极分别与下段FET112A、114A、116A的漏极连接。下段FET112A、114A、116A的源极与第一平滑电容器101A的负极侧端子连接。
U相的上段FET111A和下段FET112A的连接点与第一马达线圈18A的U相定子线圈18AU连接。V相的上段FET113A和下段FET114A的连接点与第一马达线圈18A的V相定子线圈18AV连接。W相的上段FET115A和下段FET116A的连接点与第一马达线圈18A的W相定子线圈18AW连接。各FET111A～116A基于从后述的第一系统的PWM输出部48A(参照图2)输出的PWM信号来控制。
第二马达驱动电路32B是三相逆变器电路。第二马达驱动电路32B包含与电源(电池)100串联连接的第二平滑电容器101B、多个开关元件111B～116B以及多个二极管121B～126B。第二平滑电容器101B连接在电源100的两个端子间。在本实施方式中，各开关元件111B～116B由n沟道型的MOSFET构成。以下，有将开关元件111B～116B称为FET111B～116B的情况。
多个FET111B～116B包含U相用的上段FET111B和与该U相用的上段FET111B串联连接的U相用的下段FET112B、V相用的上段FET113B和与该V相用的上段FET113B串联连接的V相用的下段FET114B、以及W相用的上段FET115B和与该W相用的上段FET115B串联连接的W相用的下段FET116B。各开关元件111B～116B分别与二极管121B～126B反并联连接。
上段FET111B、113B、115B的漏极与第二平滑电容器101B的正极侧端子连接。上段FET111B、113B、115B的源极分别与下段FET112B、114B、116B的漏极连接。下段FET112B、114B、116B的源极与第二平滑电容器101B的负极侧端子连接。
U相的上段FET111B和下段FET112B的连接点与第二马达线圈18B的U相定子线圈18BU连接。V相的上段FET113B和下段FET114B的连接点与第二马达线圈18B的V相定子线圈18BV连接。W相的上段FET115B和下段FET116B的连接点与第二马达线圈18B的W相定子线圈18BW连接。各FET111B～116B基于从后述的第二系统的PWM输出部48B(参照图2)输出的PWM信号来控制。
在图3中，电源100被安装于车辆。电源100的负(－)极与车辆的金属性的车架(底盘)130电连接。因此，车架130与电源100的负极同电位。安装有电动马达18的电动助力转向装置1通过螺栓等安装于车架130。ECU的正电源线、负电源线分别通过较长的线与电源100的正负极连接。因此，在第一马达线圈18A、第二马达线圈18B与车架130之间，分别存在寄生电容C1、C2。在连接电源100和电动助力转向装置1的正负的电源线与车架地线之间存在寄生电容C3、C4。
返回到图2，在用于连接第一马达驱动电路32A和第一马达线圈18A的电力供给线上设置有2个电流传感器33、34。这些电流传感器33、34被设置为能够检测在用于连接第一马达驱动电路32A和第一马达线圈18A的3根电力供给线中的2根电力供给线中流动的相电流。
同样地，在用于连接第二马达驱动电路32B和第二马达线圈18B的电力供给线上设置有2个电流传感器35、36。这些电流传感器35、36被设置为能够检测在用于连接第二马达驱动电路32B和第二马达线圈18B的3根电力供给线中的2根电力供给线中流动的相电流。
微型计算机31具备CPU以及存储器(ROM、RAM、非易失性存储器等。)，通过执行规定的程序，作为多个功能处理部发挥功能。该多个功能处理部包括辅助电流值设定部41、电流指令值设定部42、电流偏差运算部43、PI(比例积分)控制部44、二相·三相转换部45、PWM占空比运算部(PWM Duty运算部)46、PWM计数运算部47、第一系统的PWM输出部48A、第二系统的PWM输出部48B、三相电流运算部49、三相·二相转换部50、旋转角运算部51、旋转速度运算部52以及旋转角推断部53。以下，有将第一系统的PWM输出部48A称为第一PWM输出部48A，将第二系统的PWM输出部48B称为第二PWM输出部48B的情况。
如图4A所示，PWM信号的周期(以下，称为“PWM周期”。)Tc比电流控制周期Ta小。在这里，所谓的电流控制周期Ta是马达电流的控制回路的运算周期。该电流控制周期Ta考虑程序的规模、微型计算机31的运算能力等来决定。在本实施方式中，在本次的电流控制周期Ta内的最初的时机通过PWM占空比运算部46来更新PWM占空比，并输出更新后的PWM占空比。在本实施方式中，Tc是Ta的1/10。换言之，电流控制周期Ta内包含10个周期的量的PWM周期Tc。由将10个周期的量的PWM周期Tc的最开始的周期称为第一个周期，将其以后的周期称为第二个、第三个、…、第九个、第十个周期的情况。有用i(i＝1、2、…、9、10)表示PWM周期的周期编号的情况。PWM信号的频率(＝1/Tc)被称为载波频率。
对本实施方式中的PWM波形生成方法进行说明。在微型计算机31内，用未图示的计数器向上计数以及向下计数由未图示的时钟产生器生成的PWM时钟频率的时钟。若在横轴上取时间、在纵轴上取计数值来图示该计数器的计数值，则如图4B所示。在这里，计数值被解释为无符号整数。有将计数值称为载波计数的情况。在本实施方式中，图4B的波形为载波波形。载波波形是三角波。三角波的1个周期与Tc相等。根据载波波形的最大值，换句话说计数值的最大值，来决定PWM信号的频率(载波频率)。在本实施方式中，PWM时钟频率为100[MHz]，PWM信号的频率(以下，称为“PWM频率”。)设定为100[kHz]。因此，计数值的最大值为100，000，000÷100，000÷2＝500。为了向上向下计数，100，000，000/100，000除以2。
如图4C所示，PWM输出部48A、48B(参照图2)对从PWM计数运算部47赋予的PWM计数和计数器的计数值进行比较，并对马达驱动电路32A、32B(参照图2)输出High信号或者Low信号。PWM输出部48A、48B例如在计数器的计数值≥PWM计数成立期间输出High信号(或者Low信号)，除此以外输出Low信号(或者High信号)。该High信号以及Low信号为PWM信号。
在本实施方式中，作为PWM周期Tc内的上段FET和下段FET的导通截止状态的变化模式(导通截止模式)，有以下的2个模式。
第一导通截止模式：从载波计数开始观察，按照上段FET导通状态→下段FET导通状态→上段FET导通状态变化的模式。
第二导通截止模式：从载波计数开始观察，按照下段FET导通状态→上段FET导通状态→下段FET导通状态变化的模式。
在本实施方式中，第一系统的各相的上下段FET被控制为成为第一导通截止模式，第二系统的各相的上下段FET被控制为成为第二导通截止模式。返回到图2，三相电流运算部49运算总U相电流、总V相电流以及总W相电流。具体而言，三相电流运算部49根据由电流传感器33、34检测的第一系统的2个相电流的检测值来运算第一系统的U相、V相以及W相的相电流Iu1、Iv1、Iw1。三相电流运算部49根据由电流传感器35、36检测的第二系统的2个相电流的检测值来运算第二系统的U相、V相以及W相的相电流Iu2、Iv2、Iw2。而且，三相电流运算部49基于第一系统的U相、V相以及W相的相电流Iu1、Iv1、Iw1以及第二系统的U相、V相以及W相的相电流Iu2、Iv2、Iw2，来运算总U相电流Iu、总V相电流Iv以及总W相电流Iw。在本实施方式中，第一三相马达线圈18A和第二三相马达线圈18B的相位差为180度。因此，三相电流运算部49基于下式(1)来运算电流控制用的总U相电流Iu、总V相电流Iv以及总W相电流Iw。
Iu＝Iu1－Iu2
Iv＝Iv1－Iv2
Iw＝Iw1－Iw2…(1)
旋转角运算部51基于旋转角传感器23的输出信号，对每个电流控制周期Ta运算电动马达18的转子的旋转角θ(电角度)。在本实施方式中，旋转角运算部51运算相对于第一系统的三相马达线圈18A的U相的电动马达18的转子的旋转角(电角度)作为转子旋转角θ。由旋转角运算部51运算的转子旋转角θ被赋予给三相·二相转换部50、旋转速度运算部52以及旋转角推断部53。在本实施方式中，获取(检测)转子旋转角θ的时机是电流控制周期Ta的中央时刻。
旋转速度运算部52通过对由旋转角运算部51运算的转子旋转角θ进行时间微分，来运算电动马达18的转子的旋转速度(角速度)ω。由旋转速度运算部52运算的旋转速度ω被赋予给旋转角推断部53。旋转角推断部53使用在前一次的电流控制周期Ta获取的前一次的电流控制周期Ta的中央时刻的转子旋转角θ(m－1)，基于下式(2)来推断下一次的电流控制周期Ta的中央时刻的转子旋转角θ(m+1)。
θ(m+1)＝θ(m－1)+ω·2Ta…(2)
由旋转角推断部53推断出的下一次的电流控制周期Ta中的转子旋转角θ(m+1)被赋予给二相·三相转换部45。辅助电流值设定部41基于由转矩传感器11检测的检测转向操纵转矩T和由车速传感器24检测的车速V，对每个电流控制周期Ta设定辅助电流值Ia＊。针对检测转向操纵转矩T的辅助电流值Ia＊的设定例如图5所述。对于检测转向操纵转矩T而言，例如用于向右方的转向操纵的转矩取为正值，用于向左方的转向操纵的转矩取负值。辅助电流值Ia＊在应从电动马达18产生用于右方转向操纵的转向操纵辅助力时取正值，在应从电动马达18产生左方转向操纵的转向操纵辅助力时取负值。辅助电流值Ia＊针对检测转向操纵转矩T的正值取正，针对检测转向操纵转矩T的负值取负。
在检测转向操纵转矩T为－T1～T1(例如，T1＝0.4N·m)的范围(转矩死区)的微小的值时，辅助电流值Ia＊为零。而且，在检测转向操纵转矩T为－T1～T1的范围外的值的情况下，辅助电流值Ia＊被设定为检测转向操纵转矩T的绝对值越大，其绝对值越大。辅助电流值Ia＊被设定为由车速传感器24检测的车速V越大，其绝对值越小。由此，在低速行驶时转向操纵辅助力被增大，在高速行驶时转向操纵辅助力被减小。
电流指令值设定部42基于由辅助电流值设定部41设定的辅助电流值Ia＊，将应在dq坐标系的坐标轴上流动的电流值设定为电流指令值。具体而言，电流指令值设定部42设定d轴电流指令值Id ＊以及q轴电流指令值Iq ＊(以下，在对它们进行统称时称为“二相电流指令值Idq ＊”。)。进一步具体而言，电流指令值设定部42将q轴电流指令值Iq ＊设为由辅助电流值设定部41设定的辅助电流值Ia＊，另一方面将d轴电流指令值Id ＊设为零。由电流指令值设定部42设定的二相电流指令值Idq ＊被赋予给电流偏差运算部43。
三相·二相转换部50将由三相电流运算部49运算的电流控制用的总U相电流Iu、总V相电流Iv以及总W相电流Iw坐标转换为dq坐标系的二相检测电流Idq。二相检测电流Idq由d轴检测电流Id和q轴检测电流Iq构成。在该坐标转换中，使用由旋转角运算部51运算的转子旋转角θ。
电流偏差运算部43运算d轴检测电流Id相对于d轴电流指令值Id ＊的偏差和q轴检测电流Iq相对于q轴电流指令值Iq ＊的偏差。这些偏差被赋予给PI控制部44。PI控制部44进行针对由电流偏差运算部43运算的电流偏差的PI运算。由此，生成应对电动马达18施加的二相电压指令值Vdq ＊(d轴电压指令值Vd ＊以及q轴电压指令值Vq ＊)。该二相电压指令值Vdq ＊被赋予给二相·三相转换部45。
二相·三相转换部45使用在本次的电流控制周期Ta中由旋转角推断部53运算的针对下一次的电流控制周期Ta的旋转角推断值θ(m+1)，对在本次的电流控制周期Ta中由PI控制部44运算的二相电压指令值Vdq ＊进行二相·三相转换。由此，运算针对下一次的电流控制周期Ta的三相电压指令值VUVW ＊。三相电压指令值VUVW ＊由U相电压指令值VU ＊、V相电压指令值VV ＊以及W相电压指令值VW ＊构成。由此，得到针对下一次的电流控制周期Ta的三相电压指令值VUVW ＊。
由二相·三相转换部45得到的针对下一次的电流控制周期Ta的三相电压指令值VUVW ＊被赋予给PWM占空比运算部46。PWM占空比运算部46基于针对下一次的电流控制周期Ta的三相电压指令值VUVW ＊，来运算针对下一次的电流控制周期Ta的第一系统的各相的PWM计数Cu1A、Cv1A、Cw1A。如后述那样，针对下一次的电流控制周期Ta的第一系统的各相的PWM计数Cu1A、Cv1A、Cw1A被设定为针对下一次的电流控制周期Ta内的各PWM周期的第一系统的各相的PWM计数Cu1C、Cv1C、Cw1C。因此，由PWM占空比运算部46运算的针对下一次的电流控制周期Ta的第一系统的各相的PWM计数也能够是针对下一次的电流控制周期Ta内的各PWM周期的第一系统的各相的PWM计数。
第一系统的U相PWM计数Cu1A例如以如下的方式求出。即，PWM占空比运算部46使用由二相·三相转换部45得到的针对某个电流控制周期Ta的U相电压指令值VU ＊和PWM最大计数数Cmax，基于下式(3)，来运算针对该电流控制周期Ta的第一系统的U相PWM计数Cu1A。
Cu1A＝VU ＊×(Cmax/Vb)
＝VU ＊×(500/Vb)…(3)
在上述式(3)中，Vb是马达驱动电路32的电源电压(电源100的输出电压)。第一系统的V相PWM计数Cv1A能够通过代替上述式(3)的右边的U相电压指令值VU ＊而使用V相电压指令值VV ＊来运算。第一系统的W相PWM计数Cw1A能够通过代替上述式(3)的右边的U相电压指令值VU ＊而使用W相电压指令值VW ＊来运算。
PWM计数运算部47基于由PWM占空比运算部46运算的针对下一次的电流控制周期Ta的第一系统的各相的PWM计数Cu1A、Cv1A、Cw1A，来运算针对下一次的电流控制周期Ta内的各PWM周期Tc的各系统的各相的最终的PWM计数Cu1、Cv1、Cw1、Cu2、Cv2、Cw2。关于PWM计数运算部47的动作的详细内容后述。
由PWM计数运算部47运算的针对下一次的电流控制周期Ta内的各PWM周期Tc的第一系统的各相的最终的PWM计数被赋予给第一PWM输出部48A。另一方面，由PWM计数运算部47运算的针对下一次的电流控制周期Ta内的各PWM周期Tc的第二系统的各相的最终的PWM计数被赋予给第二PWM输出部48B。
第一PWM输出部48A遍及多个电流控制周期存储从PWM计数运算部47赋予的针对电流控制周期Ta内的各PWM周期Tc的第一系统的各相的最终的PWM计数。第一PWM输出部48A基于在前一次的电流控制周期Ta从PWM计数运算部47赋予的针对本次的电流控制周期Ta内的各PWM周期Tc的第一系统的各相的最终的PWM计数，生成针对本次的电流控制周期Ta内的各PWM周期Tc的第一系统的各相的PWM信号，并供给至第一马达驱动电路32A。具体而言，第一PWM输出部48A对本次的电流控制周期Ta内的每个PWM周期Tc，生成与针对该电流控制周期Ta内的各PWM周期Tc的第一系统的U相的最终的PWM计数、V相的最终的PWM计数以及W相的最终的PWM计数分别对应的占空比的U相PWM信号、V相PWM信号以及W相PWM信号，并供给至第一马达驱动电路32A。
构成第一马达驱动电路32A的6个FET111A～116A被从第一PWM输出部48A赋予的PWM信号控制。由此，与每个PWM周期Tc的第一三相电压指令值V1UVW ＊相当的电压被施加给第一马达线圈18A的各相的定子线圈18AU、18AV、18AW。第二PWM输出部48B遍及多个电流控制周期存储从PWM计数运算部47赋予的针对电流控制周期Ta内的各PWM周期Tc的第二系统的各相的最终的PWM计数。第二PWM输出部48B基于在前一次的电流控制周期Ta中从PWM计数运算部47赋予的针对本次的电流控制周期Ta内的各PWM周期Tc的第二系统的各相的最终的PWM计数，生成针对本次的电流控制周期Ta内的各PWM周期Tc的第二系统的各相的PWM信号，并供给至第二马达驱动电路32B。具体而言，第二PWM输出部48B对本次的电流控制周期Ta内的每个PWM周期Tc，生成与针对该电流控制周期Ta内的各PWM周期Tc的第二系统的U相的最终的PWM计数、V相的最终的PWM计数以及W相的最终的PWM计数分别对应的占空比的U相PWM信号、V相PWM信号以及W相PWM信号，并供给至第二马达驱动电路32B。
构成第二马达驱动电路32B的6个FET111B～116B被从第二PWM输出部48B赋予的PWM信号控制。由此，与每个PWM周期Tc的第二三相电压指令值V2UVW ＊相当的电压被施加给第二马达线圈18B的各相的定子线圈18BU、18BV、18BW。以下，对PWM计数运算部47的动作进行详细说明。
在第一系统的某一相的输出电压(以下，称为第一相电压)的波形为图6(a)的情况下，由于第一相电压，而在存在于第一马达线圈18A与车架地线之间的寄生电容C1(参照图3)中流动的电流如图6(c)所示。换句话说，在第一相电压的下降时刻t1，负方向的电流在寄生电容C1中流动，在第一相电压的上升时刻t2，正方向的电流在寄生电容C1中流动。
因此，若将第二系统的某一相的输出电压(以下，称为第二相电压)的波形如图6(b)所示，设为使图6(a)的第一相电压的波形反转后的波形，则由于第二相电压，而在存在于第二马达线圈18B与车架地线之间的寄生电容C2(参照图3)中流动的电流如图6(d)所示。换句话说，在第二相电压的上升时刻t1，正方向的电流在寄生电容C2中流动，在第二相电压的下降时刻t2，负方向的电流在寄生电容C2中流动。因此，在时刻t1和时刻t2的各个时刻，由于第一相电压而在寄生电容C1中流动的电流和由于第二相电压而在寄生电容C2中流动的电流抵消。因此，如图6(e)所示，在存在于正负的电源线与车架地线之间的寄生电容C3、C4(参照图3)中流动的电流降低。
图7是着眼于共模噪声电流的等效电路。第一相电压、第二相电压能够视为噪声产生源。电源100能够视为在如共模噪声电流那样的交流上正负电极间被短路。在图7中，由于第一相电压，而共模噪声电流如实线箭头那样流动。由于第二相电压，而共模噪声电流如点划线的箭头那样流动。因此，由于在寄生电容C3、C4中流动的各共模噪声电流的朝向相互相反，所以相互抵消，作为结果，总的共模噪声电流降低。
在本实施方式中，PWM计数运算部47以在各PWM周期中，第二系统的各相的相电压的波形成为使第一系统的对应的相的相电压的波形反转后的波形的方式，运算各系统的各相的最终的PWM计数。图8是用于对PWM计数运算部47的动作的一个例子进行说明的流程图。
PWM计数运算部47将从PWM占空比运算部46赋予的针对下一次的电流控制周期Ta的第一系统的U相、V相以及W相的PWM计数Cu1A、Cv1A以及Cw1A分别设定为针对下一次的电流控制周期Ta内的各PWM周期Tc的第一系统的U相、V相以及W相的PWM计数Cu1C、Cv1C以及Cw1C(步骤S1)。在本实施方式中，这样设定的第一系统的U相、V相以及W相的PWM计数Cu1C、Cv1C以及Cw1C作为与第一系统的对应的相的相电压的电平变化时机对应的PWM计数的目标值亦即相电压对应PWM计数来处理。
PWM计数运算部47将从PWM占空比运算部46赋予的针对下一次的电流控制周期Ta的第一系统的U相、V相以及W相的PWM计数Cu1A、Cv1A以及Cw1A分别设定为针对下一次的电流控制周期Ta内的各PWM周期Tc的第二系统的U相、V相以及W相的PWM计数Cu2C、Cv2C以及Cw2C(步骤S2)。在本实施方式中，这样设定的第二系统的U相、V相以及W相的PWM计数Cu2C、Cv2C以及Cw2C作为与第二系统的对应的相的相电压的电平变化时机对应的PWM计数的目标值亦即相电压对应PWM计数来处理。
图11A是表示在步骤S1中设定的各PWM周期Tc中的第一系统的U相、V相以及W相的相电压对应PWM计数Cu1C、Cv1C以及Cw1C、和在步骤S2中设定的各PWM周期Tc中的第二系统的U相、V相以及W相的相电压对应PWM计数Cu2C、Cv2C以及Cw2C的一个例子的示意图。
接下来，PWM计数运算部47考虑死区时间，将在步骤S1和S2中设定的各系统的各相的相电压对应PWM计数转换为各系统的各相的最终的PWM计数(步骤S3)。各系统的各相的最终的PWM计数是用于控制对应的系统的对应的相的上下段FET的FET控制用PWM计数。以下，对步骤S3的处理进行说明。
图9是主要表示FET控制用PWM计数与各系统的各相的上段FET指令以及下段FET指令的关系的示意图。换言之，是用于对第一PWM输出部48A以及第二PWM输出部48B(参照图2)的针对各相的动作的一个例子进行说明的示意图。在本实施方式中，如上所述，载波波形是三角波，PWM计数的可输出计数被设定为0～500。另外，在本实施方式中，将与死区时间相当的计数值设为10。
对上下段FET被控制为成为第一导通截止模式的第一系统的各相的上段FET指令以及下段FET指令进行说明。在本实施方式中，在载波计数大于FET控制用PWM计数时，以第一系统的各相的上段FET指令成为截止指令的方式，设定第一系统的各相的上段FET的开关时机。换句话说，若在载波计数的向上计数中载波计数与FET控制用PWM计数相等(时刻t2)，则如图9(a)所示，上段FET指令从导通指令变化为截止指令。而且，若在载波计数的向下计数中载波计数等于FET控制用PWM计数(时刻t5)，则上段FET指令从截止指令变化为导通指令。
如图9(b)所示，若从时刻t2经过死区时间Td(时刻t3)，则下段FET指令从截止指令变化为导通指令。而且，在比时刻t5早死区时间Td的时刻(时刻t4)，下段FET指令从导通指令变化为截止指令。对上下段FET被控制为成为第二导通截止模式的第二系统的各相的上段FET指令以及下段FET指令进行说明。在本实施方式中，在载波计数大于FET控制用PWM计数时，以第二系统的各相的上段FET指令成为导通指令的方式，设定第二系统的各相的上段FET的开关时机。换句话说，若在载波计数的向上计数中载波计数与FET控制用PWM计数相等(时刻t2)，则如图9(e)所示，上段FET指令从截止指令变化为导通指令。而且，若在载波计数的向下计数中载波计数等于FET控制用PWM计数(时刻t5)，则上段FET指令从导通指令变化为截止指令。
如图9(f)所示，在比时刻t2早死区时间Td的时刻(时刻t1)，下段FET指令从导通指令变化为截止指令。若从时刻t5经过死区时间Td(时刻t6)，则下段FET指令从截止指令变化为导通指令。对于死区期间中的某一相的输出电压(相电压)，参照图10A和图10B进行说明。在这里，以第一系统的U相为例进行说明，但在第一系统的另外2个相、第二系统的各相中也相同。
如图10A的i所示，在电流从上段FET111A和下段FET112A的连接点朝向电动马达18侧流动的状态下，如箭头141所示，在死区期间中，电流流过与下段FET112A反并联连接的二极管122A。因此，在死区期间中，输出电压(相电压)Vu成为低电平。因此，相电压Vu的低电平的期间与上段FET111A的截止期间相同。
另一方面，如图10B的i所示，在电流从电动马达18侧朝向上段FET111A和下段FET112A的连接点流动的状态下，在死区期间中，如箭头142所示，电流流过与上段FET111A反并联连接的二极管121A。因此，在死区期间中，输出电压(相电压)Vu成为高电平。因此，相电压Vu的低电平的期间比上段FET111A的截止期间短。换言之，相电压Vu的高电平的期间比上段FET111A的导通期间长。
在第一系统中，在FET控制用PWM计数为PWM计数最大值的1/2以上(250以上)的情况下，与FET控制用PWM计数小于PWM计数最大值的1/2的情况相比，上段FET的导通时间长。因此，在本实施方式中为了便于说明，在FET控制用PWM计数为250以上的情况下，认为是电流从上段FET和下段FET的连接点朝向电动马达18侧流动的状态(图10A所示的状态)。因此，认为在死区期间中，输出电压(相电压)为低电平。因此，在该情况下，由于认为相电压如图9(c)所示那样变化，所以相电压的电平变化时机(相电压对应PWM计数)和上段FET的开关时机(FET控制用PWM计数)一致。
另一方面，在第一导通截止模式相，在FET控制用PWM计数小于PWM计数最大值的1/2(小于250)的情况下，与FET控制用PWM计数为PWM计数最大值的1/2以上的情况相比，上段FET的导通时间短。因此，在本实施方式中，为了便于说明，在FET控制用PWM计数小于250的情况下，认为是电流从电动马达18侧朝向上段FET和下段FET的连接点流动的状态(图10B所示的状态)。因此，认为在死区期间中，输出电压(相电压)为高电平。
因此，在该情况下，由于认为相电压如图9(d)所示那样变化，所以相电压的电平变化时机(相电压对应PWM计数)和上段FET的开关时机(FET控制用PWM计数)不一致。上段FET的开关时机与相电压的电平变化时机一致的PWM计数(相电压对应PWM计数)为对FET控制用PWM计数加上与死区时间相当的计数值(在本实施方式中为“10”)所得的值。因此，在这样的情况下，PWM计数运算部47需要将从相电压对应PWM计数减去与死区时间相当的计数值所得的值设定为FET控制用PWM计数。
在第二系统中，在FET控制用PWM计数为PWM计数最大值的1/2以上(250以上)的情况下，与FET控制用PWM计数小于PWM计数最大值的1/2的情况相比，上段FET的导通时间短。因此，在本实施方式中，为了便于说明，在FET控制用PWM计数为250以上的情况下，认为是电流从电动马达18侧朝向上段FET和下段FET的连接点流动的状态(图10B所示的状态)。因此，认为在死区期间中，输出电压(相电压)为高电平。因此，在该情况下，由于认为相电压如图9(g)所示那样变化，所以相电压的电平变化时机(相电压对应PWM计数)和上段FET的开关时机(FET控制用PWM计数)不一致。上段FET的开关时机与相电压的电平变化时机一致的相电压对应PWM计数为FET控制用PWM计数减去与死区时间相当的计数值(在本实施方式中为“10”)所得的值。因此，在这样的情况下，PWM计数运算部47需要将对相电压对应PWM计数加上与死区时间相当的计数值所得的值设定为FET控制用PWM计数。
另一方面，在第二导通截止模式相，在FET控制用PWM计数小于PWM计数最大值的1/2(小于250)的情况下，与FET控制用PWM计数为PWM计数最大值的1/2以上的情况相比，上段FET的导通时间长。因此，在本实施方式中，为了便于说明，在FET控制用PWM计数小于250的情况下，认为是电流从上段FET和下段FET的连接点朝向电动马达18侧流动的状态(图10A所示的状态)。因此，认为在死区期间中，输出电压(相电压)为低电平。因此，在该情况下，由于认为相电压如图9(h)所示那样变化，所以相电压的电平变化时机(相电压对应PWM计数)与上段FET的开关时机(FET控制用PWM计数)一致。
在本实施方式中，为了便于说明，在第一系统和第二系统中，基于PWM计数是否为PWM计数最大值的1/2以上来推断相电流的方向，但也可以检测相电流，并基于该检测值来推断相电流的方向。在步骤S3中，PWM计数运算部47对于针对下一次的电流控制周期Ta内的各PWM周期Tc的第一系统的各相的相电压对应PWM计数Cu1C、Cv1C以及Cw1C中250以上的相电压对应PWM计数，将其值保持原样设定为该相的最终的PWM计数(FET控制用PWM计数)Cu1、Cv1以及Cw1。
对于上述第一系统的各相的相电压对应PWM计数Cu1C、Cv1C以及Cw1C中小于250的相电压对应PWM计数，PWM计数运算部47将从其值减去与死区时间相当的计数值(在本实施方式中为“10”)所得的值设定为该相的最终的PWM计数(FET控制用PWM计数)Cu1、Cv1以及Cw1。
PWM计数运算部47对于针对下一次的电流控制周期Ta内的各PWM周期Tc的第二系统的各相的相电压对应PWM计数Cu2C、Cv2C以及Cw2C中250以上的PWM计数，将对其值加上与死区时间相当的计数值(在本实施方式中为“10”)所得的值设定为该相的最终的PWM计数(FET控制用PWM计数)Cu2、Cv2以及Cw2。
对于上述第二系统的各相的相电压对应PWM计数Cu2C、Cv2C以及Cw2C中小于250的PWM计数，PWM计数运算部47将其值保持原样设定为该相的最终的PWM计数(FET控制用PWM计数)Cu2、Cv2以及Cw2。
在通过步骤S1和S2设定的各系统的各相的PWM周期单位的相电压对应PWM计数为图11A的情况下，在图11B示出通过步骤S3设定的各系统的各相的PWM周期单位的FET控制用PWM计数。若对图11A和图11B进行比较可知，第一系统的V相的相电压对应PWM计数Cv1C的200被转换为FET控制用PWM计数Cv1的190，第一系统的W相的相电压对应PWM计数Cw1C的100被转换为FET控制用PWM计数Cw1的90。另外，可知第二系统的U相的相电压对应PWM计数Cu2C的400被转换为FET控制用PWM计数Cu2的410。
接下来，PWM计数运算部47将在步骤S3中得到的针对PWM周期的第一系统的U相、V相以及W相的最终的PWM计数(FET控制用PWM计数)Cu1、Cv1以及Cw1作为针对下一次的电流控制周期Ta内的各PWM周期Tc的第一系统的U相、V相以及W相的FET控制用PWM计数Cu1、Cv1以及Cw1，赋予给第一PWM输出部48A(步骤S4)。
PWM计数运算部47将在步骤S3中得到的针对PWM周期的第二系统的U相、V相以及W相的最终的PWM计数(FET控制用PWM计数)Cu2、Cv2以及Cw2作为针对下一次的电流控制周期Ta内的各PWM周期Tc的第二系统的U相、V相以及W相的FET控制用PWM计数Cu2、Cv2以及Cw2，赋予给第二PWM输出部48B(步骤S5)。而且，PWM计数运算部47结束本次的电流控制周期Ta的处理。
如上所述，在本实施方式中，第二三相马达线圈18B相对于第一三相马达线圈18A具有180度的相位差。因此，在如上所述设定了各系统的各相的FET控制用PWM计数的情况下，相对于转子旋转角的与第一系统的各相的相电压对应PWM计数对应的占空比[％]和相对于转子旋转角的与第二系统的各相的相电压对应PWM计数对应的占空比[％]如图12所示那样变化。因此，如图12中双箭头所示，在第一系统的某一相的占空比例如为80[％]时，第二系统的对应的相的占空比例如为20[％]。因此，如图13所示，在PWM周期Tc中，第二系统的该相电压的波形为使第一系统的该相电压的波形反转后的波形。对于其他相也相同，在PWM周期Tc中，第二系统的该相电压的波形为使第一系统的该相电压的波形反转后的波形。这样，在本实施方式中，由于在两个系统的对应的相间能够抵消噪声电流，所以能够高效地降低共模噪声。由于对转子赋予的转矩为通过各系统的三相马达线圈18A、18B对转子赋予的转矩的几乎2倍，所以能够高效地驱动电动马达18。
在上述的实施方式中，第二三相马达线圈18B相对于第一三相马达线圈18A具有180度的相位差。然而，第二三相马达线圈18B相对于第一三相马达线圈18A也可以具有300度的相位差。在该情况下，通过以如下的方式变更三相电流运算部49以及PWM计数运算部47的动作，能够高效地降低共模噪声，并且能够高效地驱动电动马达18。
即，三相电流运算部49基于下式(4)，来运算电流控制用的U相、V相以及W相的相电流Iu、Iv、Iw。
Iu＝Iu1－Iv2
Iv＝Iv1－Iw2
Iw＝Iw1－Iu2…(4)
PWM计数运算部47以在各PWM周期，由于第一系统的U相、V相以及W相的相电压而在寄生电容中流动的电流分别被由于第二系统的V相、W相以及U相的相电压而在寄生电容中流动的电流抵消的方式，设定各系统的各相的FET控制用PWM计数。具体而言，PWM计数运算部47在图8的步骤S1中，进行与上述的步骤S1相同的处理。换句话说，PWM计数运算部47将从PWM占空比运算部46赋予的针对下一次的电流控制周期Ta的第一系统的U相、V相以及W相的PWM计数Cu1A、Cv1A以及Cw1A分别设定为针对下一次的电流控制周期Ta内的各PWM周期Tc的第一系统的U相、V相以及W相的PWM计数(在本例中为相电压对应PWM计数)Cu1C、Cv1C以及Cw1C。
但是，PWM计数运算部47在图8的步骤S2中，进行与上述的步骤S2不同的处理。换句话说，PWM计数运算部47将从PWM占空比运算部46赋予的针对下一次的电流控制周期Ta的第一系统的U相、V相以及W相的相电压对应PWM计数Cu1A、Cv1A以及Cw1A分别设定为针对下一次的电流控制周期Ta内的各PWM周期Tc的第二系统的V相、W相以及U相的PWM计数(在本例中为相电压对应PWM计数)Cv2C、Cw2C以及Cu2C。步骤S3～S5的处理相同。
另外，第二三相马达线圈18B相对于第一三相马达线圈18A也可以具有60度的相位差。在该情况下，通过以如下的方式来变更三相电流运算部49以及PWM计数运算部47的动作，能够高效地降低共模噪声，并且能够高效地驱动电动马达18。即，三相电流运算部49基于下式(5)，来运算电流控制用的U相、V相以及W相的相电流Iu、Iv、Iw。
Iu＝Iu1－Iw2
Iv＝Iv1－Iu2
Iw＝Iw1－Iv2…(5)
PWM计数运算部47以在各PWM周期，由于第一系统的U相、V相以及W相的相电压而在寄生电容中流动的电流分别被由于第二系统的W相、U相以及V相的相电压而在寄生电容中流动的电流抵消的方式，设定各系统的各相的FET控制用PWM计数。具体而言，PWM计数运算部47在图8的步骤S1中，进行与上述的步骤S1相同的处理。换句话说，PWM计数运算部47将从PWM占空比运算部46赋予的针对下一次的电流控制周期Ta的第一系统的U相、V相以及W相的PWM计数Cu1A、Cv1A以及Cw1A分别设定为针对下一次的电流控制周期Ta内的各PWM周期Tc的第一系统的U相、V相以及W相的PWM计数(在本例中为相电压对应PWM计数)Cu1C、Cv1C以及Cw1C。
但是，PWM计数运算部47在图8的步骤S2中，进行与上述的步骤S2不同的处理。换句话说，PWM计数运算部47将从PWM占空比运算部46赋予的针对下一次的电流控制周期Ta的第一系统的U相、V相以及W相的PWM计数Cu1A、Cv1A以及Cw1A分别设定为针对下一次的电流控制周期Ta内的各PWM周期Tc的第二系统的W相、U相以及V相的PWM计数(在本例中为相电压对应PWM计数)Cw2C、Cu2C以及Cv2C。步骤S3～S5的处理相同。
在上述实施方式中，在图8的步骤S1中设定的第一系统的U相、V相以及W相的PWM计数Cu1C、Cv1C以及Cw1C作为第一系统的对应的相的相电压对应PWM计数来处理。在步骤S2中设定的第二系统的U相、V相以及W相的PWM计数Cu2C、Cv2C以及Cw2C作为第二系统的对应的相的相电压对应PWM计数来处理。
但是，在死区时间被设定为非常短的时间的情况下，也可以以如下的方式来处理在图8的步骤S1中设定的PWM计数Cu1C、Cv1C、Cw1C以及在步骤S2中设定的PWM计数Cu2C、Cv2C以及Cw2C。即，将在图8的步骤S1中设定的PWM计数Cu1C、Cv1C以及Cw1C作为第一系统的U相、V相以及W相的最终的PWM计数(FET控制用PWM计数)Cu1、Cv1以及Cw1来处理。将在图8的步骤S2中设定的第一系统的U相、V相以及W相的PWM计数Cu2C、Cv2以及Cw2C作为第二系统的U相、V相以及W相的最终的PWM计数(FET控制用PWM计数)Cu2、Cv2以及Cw2来处理。
在该情况下，省略图8的步骤S3。在图8的步骤S4中，将在图8的步骤S1中设定的PWM计数Cu1C、Cv1C以及Cw1C作为FET控制用PWM计数赋予给第一PWM输出部48A。在图8的步骤S5中，将在图8的步骤S2中设定的PWM计数Cu2C、Cv2C以及Cw2C作为FET控制用PWM计数赋予给第二PWM输出部48B。
此外，在2个系统中的1个系统发生了故障的情况下，也可以将正常的1个系统的电流指令值设为2倍。在上述实施方式中，对将本发明应用于电动助力转向装置的马达控制装置的情况进行了说明。然而，本发明也能够应用于电动助力转向装置以外所使用的马达控制装置。
另外，能够在权利要求书所记载的事项的范围内实施各种设计变更。

Claims (6)

1.一种马达控制装置，经由第一驱动电路和第二驱动电路来控制具有相位差为60度、180度或者300度的2个系统的三相马达线圈的电动马达，其中，上述第一驱动电路和上述第二驱动电路分别具有三相的量的上段以及下段开关元件的组，上述第一驱动电路驱动上述2个系统中的一方的第一系统的三相马达线圈，上述第二驱动电路驱动另一方的第二系统的三相马达线圈，上述马达控制装置包括：
设定单元，设定与应在上述电动马达中流动的电流目标值对应的二相电流指令值；
实际电流值运算单元，运算与在上述电动马达中流动的电流对应的二相实际电流值；
第一PWM计数运算单元，基于上述二相电流指令值和上述二相实际电流值，对每个PWM周期，运算针对上述第一系统的三相各相的第一PWM计数；以及
第二PWM计数运算单元，基于针对上述第一系统的三相各相的PWM计数，对每个PWM周期，根据上述相位差运算上述第二系统的三相各相的第二PWM计数，
以上下段开关元件成为从PWM周期的开始时刻按照上段导通状态、下段导通状态以及上段导通状态的顺序变化的第一模式的方式对上述第一系统以及上述第二系统中的任意一方的系统的各相进行控制，以上下段开关元件成为从PWM周期的开始时刻按照下段导通状态、上段导通状态以及下段导通状态的顺序变化的第二模式的方式对另一方的系统的各相进行控制。
2.根据权利要求1所述的马达控制装置，其中，
上述第一系统的三相马达线圈与上述第二系统的三相马达线圈的相位差为180度，
上述实际电流值运算单元包括：
三相电流运算单元，基于在上述第一系统的三相马达线圈中流动的U相电流和在上述第二系统的三相马达线圈中流动的U相电流来运算总U相电流，基于在上述第一系统的三相马达线圈中流动的V相电流和在上述第二系统的三相马达线圈中流动的V相电流来运算总V相电流，基于在上述第一系统的三相马达线圈中流动的W相电流和在上述第二系统的三相马达线圈中流动的W相电流来运算总W相电流；以及
三相二相转换单元，通过对由通过上述三相电流运算单元运算出的总U相电流、总V相电流以及总W相电流构成的三相电流进行三相二相转换，来运算上述二相实际电流值，
上述第二PWM计数运算单元构成为将上述第一系统的U相、V相以及W相的上述第一PWM计数分别作为上述第二系统的U相、V相以及W相的上述第二PWM计数来运算。
3.根据权利要求1所述的马达控制装置，其中，
上述第一系统的三相马达线圈与上述第二系统的三相马达线圈的相位差为300度，
上述实际电流值运算单元包括：
三相电流运算单元，基于在上述第一系统的三相马达线圈中流动的U相电流和在上述第二系统的三相马达线圈中流动的V相电流来运算总U相电流，基于在上述第一系统的三相马达线圈中流动的V相电流和在上述第二系统的三相马达线圈中流动的W相电流来运算总V相电流，基于在上述第一系统的三相马达线圈中流动的W相电流和在上述第二系统的三相马达线圈中流动的U相电流来运算总W相电流；以及
三相二相转换单元，通过对由通过上述三相电流运算单元运算出的总U相电流、总V相电流以及总W相电流构成的三相电流进行三相二相转换，来运算上述二相实际电流值，
上述第二PWM计数运算单元构成为将上述第一系统的U相、V相以及W相的上述第一PWM计数分别作为上述第二系统的V相、W相以及U相的第二PWM计数来运算。
4.根据权利要求1所述的马达控制装置，其中，
上述第一系统的三相马达线圈与上述第二系统的三相马达线圈的相位差为60度，
上述实际电流值运算单元包括：
三相电流运算单元，基于在上述第一系统的三相马达线圈中流动的U相电流和在上述第二系统的三相马达线圈中流动的W相电流来运算总U相电流，基于在上述第一系统的三相马达线圈中流动的V相电流和在上述第二系统的三相马达线圈中流动的U相电流来运算总V相电流，基于在上述第一系统的三相马达线圈中流动的W相电流和在上述第二系统的三相马达线圈中流动的V相电流来运算总W相电流；以及
三相二相转换单元，通过对由通过上述三相电流运算单元运算出的总U相电流、总V相电流以及总W相电流构成的三相电流进行三相二相转换，来运算上述二相实际电流值，
上述第二PWM计数运算单元构成为将上述第一系统的U相、V相以及W相的上述第一PWM计数分别作为上述第二系统的W相、U相以及V相的上述第二PWM计数来运算。
5.根据权利要求1～4中的任一项所述的马达控制装置，其中，
上述第一系统的各相的第一PWM计数是用于控制上述第一系统的对应的相的上下段开关元件的控制用PWM计数，
上述第二系统的各相的第二PWM计数是用于控制上述第二系统的对应的相的上下段开关元件的控制用PWM计数。
6.根据权利要求1～4中的任一项所述的马达控制装置，其中，
上述第一系统的各相的第一PWM计数是与上述第一系统的对应的相的相电压的电平变化时机对应的PWM计数的目标值亦即相电压对应PWM计数，
上述第二系统的各相的第二PWM计数是与上述第二系统的对应的相的相电压的电平变化时机对应的PWM计数的目标值亦即相电压对应PWM计数，
上述马达控制装置还包含第三PWM计数运算单元，该第三PWM计数运算单元以上述第一系统的各相的相电压的电平变化时机成为与该相的上述第一PWM计数相应的时机的方式来运算上述第一系统的各相的开关元件控制用PWM计数，并且以上述第二系统的各相的相电压的电平变化时机成为与该相的上述第二PWM计数相应的时机的方式来运算上述第二系统的各相的开关元件控制用PWM计数。
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