CN109981024A - 马达控制装置 - Google Patents

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Abstract

本发明提供马达控制装置。共模噪声降低部包含：第一降低单元，在第一系统内进行第一降噪处理；第二降低单元，在第二系统内进行第二降噪处理；以及第三降低单元，在进行了第一降低单元的第一降噪处理以及第二降低单元的第二降噪处理之后，在电流控制周期内的至少一个PWM周期中，在两系统间存在寄生电容中流动的电流未被抵消的相的情况下，进行第三降噪处理，该第三降噪处理使第一系统的各相的PWM计数偏移第一规定量，并且使第二系统的各相的PWM计数偏移第二规定量，以使在该PWM周期中由于两系统间的这些相而在寄生电容中流动的电流被抵消。

Description

马达控制装置
相关申请的交叉引用
本申请主张于2017年11月16日申请的日本专利申请2017-220993号的优先权，并在此引用其全部内容。
技术领域
该发明涉及控制具有两个系统的三相马达线圈的电动马达的马达控制装置。
背景技术
在对三相电动马达进行向量控制的马达控制装置中，在每个电流控制周期，对二相电流指令值进行运算。基于该二相电流指令值与二相电流检测值的偏差对二相电压指令值进行运算。使用电动马达的旋转角对该二相电压指令值进行二相·三相转换。由此，运算出U相、V相以及W相的相电压指令值(三相电压指令值)。然后，生成分别与该U相、V相以及W相的相电压指令值对应的占空比的U相PWM信号、V相PWM信号以及W相PWM信号，并供给至三相逆变器电路。
通过U相PWM信号、V相PWM信号以及W相PWM信号控制构成该三相逆变器电路的六个开关元件。由此，相当于三相电压指令值的电压施加给三相电动马达。由此，控制三相电动马达中流动的马达电流与二相电流指令值相等。在这样的马达控制装置中，在各PWM周期中在各相的输出电压(相电压)的上升时刻和下降时刻，在存在于三相电动马达与车架地线之间的寄生电容中流动电流。(参照日本特开平1－50766号公报)
由于该电流在车架地线流动，所以有从车架地线辐射噪声的情况。另外，在安装于车辆的电动助力转向装置(EPS)所安装的马达控制装置的情况下，从车辆电源(电池)到EPS的正负电源供给线较长。因此，在车架地线流动的噪声电流通过在正负电源供给线与车架地线之间形成的寄生电容，在车辆电源的附近混入正负电源供给线。而且，由于噪声电流在较长的正负电源供给线流动，因而从线产生辐射噪声。由此，产生共模噪声。
已知有使用分别用于对两个系统的三相马达线圈供给电力的两个系统的驱动电路控制具有两个系统的三相马达线圈的三相电动马达(两个系统马达)的马达控制装置。在这样的控制两个系统马达的马达控制装置中，对于两个系统的每个驱动电路，在各PWM周期中在各相的输出电压(相电压)的上升时刻和下降时刻，在存在于三相电动马达与车架地线之间的寄生电容中流动电流。因此，在控制两个系统马达的情况下，与对具有一个系统的三相马达线圈的三相电动马达(一个系统马达)进行驱动控制的情况相比，共模噪声的产生频率变高。
发明内容
本发明的目的之一在于提供能够使共模噪声降低的马达控制装置。
控制具有第一系统以及第二系统的两个系统的三相马达线圈的电动马达的本发明的一方式的马达控制装置的构成上的特征在于，包含：PWM计数运算单元，对包含多个PWM周期的每个电流控制周期，对各系统的各相的PWM计数进行运算；PWM计数设定单元，将针对上述电流控制周期的各系统的各相的PWM计数设定为针对对应的系统以及相的该电流控制周期内的各PWM周期的PWM计数；以及共模噪声降低单元，上述共模噪声降低单元包含：第一降低单元，在上述第一系统中进行第一降噪处理，该第一降噪处理以在上述电流控制周期内的至少一个PWM周期中，由于一个相的输出电压而在寄生电容中流动的电流被由于其它的两相中的至少一个相的输出电压而在寄生电容中流动的电流抵消的方式，变更针对该其它的两相中的至少一个相的PWM周期的PWM计数；第二降低单元，在上述第二系统中进行第二降噪处理，该第二降噪处理以在上述电流控制周期内的至少一个PWM周期中，由于一个相的输出电压而在寄生电容中流动的电流被由于其它的两相中的至少一个相的输出电压而在寄生电容中流动的电流抵消的方式，变更针对该其它的两相中的至少一个相的PWM周期的PWM计数；以及第三降低单元，在进行了上述第一降低单元的第一降噪处理以及上述第二降低单元的第二降噪处理之后，在上述电流控制周期内的至少一个PWM周期中，在上述两系统间存在寄生电容中流动的电流未被抵消的相的情况下，进行第三降噪处理，该第三降噪处理使上述第一系统的各相的PWM计数偏移第一规定量，并且使上述第二系统的各相的PWM计数偏移第二规定量，以使在该PWM周期中由于上述两系统间的这些相而在寄生电容中流动的电流被抵消。
附图说明
通过以下参照附图对本发明的优选实施方式进行的详细描述，本发明前述的和其它的特点和优点得以进一步明确。其中，附图标记表示本发明的要素，其中，
图1是表示应用了本发明的一实施方式所涉及的马达控制装置的电动助力转向装置的概略结构的示意图。
图2是表示ECU的电气结构的框图。
图3主要是表示第一马达驱动电路以及第二马达驱动电路的构成的电路图。
图4是表示各系统以及各相PWM计数运算部的构成的框图。
图5A是表示PWM信号的周期Tc与电流控制周期Ta的关系的示意图。
图5B是表示载波波形的波形图。
图5C是用于说明PWM信号的生成方法的示意图。
图6是表示相对于检测转向操纵转矩T的辅助电流值Ia＊的设定例的图表。
图7是用于说明由共模噪声降低部进行的共模噪声降低的基本想法的说明图。
图8A是用于说明共模噪声降低部的动作的一个例子的流程图的一部分。
图8B是用于说明共模噪声降低部的动作的一个例子的流程图的一部分。
图9主要是表示PWM计数与各系统的各相的上段FET指令以及下段FET指令的关系的示意图。
图10A是表示电流从上段FET以及下段FET的连接点朝向电动马达侧流动的状态下的死区时间期间中的电流路径的图。
图10B是表示电流从电动马达侧朝向上段FET以及下段FET的连接点流动的状态下的死区时间期间中的电流路径的图。
图11A是表示通过步骤S1以及S2设定的各系统的各相的PWM周期单位的PWM计数的一个例子的示意图。
图11B是表示通过图8A的步骤S3设定的各系统的各相的PWM周期单位的PWM计数的一个例子的示意图。
图12A是表示两种幅度模式的一个例子的示意图。
图12B是表示第一系统的U相、第一系统的V相、第二系统的U相以及第二系统的W相的每个PWM周期的幅度的一个例子的示意图。
图12C是表示第一PWM计数变更处理后的第一系统的各相的PWM周期单位的PWM计数以及第四PWM计数变更处理后的第二系统的各相的PWM周期单位的PWM计数的一个例子的示意图。
图13A是表示图8B的步骤S13的处理后的针对各PWM周期的各系统的各相的PWM计数的一个例子的示意图。
图13B是表示针对各PWM周期的各系统的各相的最终的PWM计数的一个例子的示意图。
具体实施方式
以下，参照附图对将该发明应用于电动助力转向装置的情况下的实施方式进行详细说明。图1是表示应用了本发明的一实施方式所涉及的马达控制装置的电动助力转向装置的概略结构的示意图。电动助力转向装置(EPS:electric power steering)1具备方向盘2、转向机构4、以及转向操纵辅助机构5。方向盘2是用于操纵车辆转向的转向操纵部件。转向机构4与方向盘2的旋转联动地对转向轮3进行转向。转向操纵辅助机构5辅助驾驶员的转向操纵。方向盘2与转向机构4经由转向轴6以及中间轴7机械连结。
转向轴6包含与方向盘2连结的输入轴8和与中间轴7连结的输出轴9。输入轴8与输出轴9经由扭杆10以能够相对旋转的方式连结。在扭杆10的附近配置有转矩传感器11。转矩传感器11基于输入轴8以及输出轴9的相对旋转位移量，检测对方向盘2给予的转向操纵转矩T。在该实施方式中，对于由转矩传感器11检测出的转向操纵转矩T来说，例如将用于向右方向转向操纵的转矩检测为正值，并将用于向左方向转向操纵的转矩检测为负值。其绝对值越大转向操纵转矩的大小越大。
转向机构4由包含小齿轮轴13和作为转向轴的齿条轴14的齿条小齿轮机构构成。在齿条轴14的各端部经由转向横拉杆15以及转向臂(图示省略)连结有转向轮3。小齿轮轴13与中间轴7连结。小齿轮轴13与方向盘2的转向操纵联动地旋转。在小齿轮轴13的前端(在图1中是下端)连结有小齿轮16。
齿条轴14沿着汽车的左右方向直线状地延伸。在齿条轴14的轴向的中间部形成有与小齿轮16啮合的齿条17。通过该小齿轮16以及齿条17，小齿轮轴13的旋转转换为齿条轴14的轴向移动。通过使齿条轴14沿轴向移动，能够将转向轮3转向。
若方向盘2被转向操纵(旋转)，则该旋转经由转向轴6以及中间轴7传递到小齿轮轴13。然后，小齿轮轴13的旋转通过小齿轮16以及齿条17转换为齿条轴14的轴向移动。由此，转向轮3被转向。转向操纵辅助机构5包含转向操纵辅助用的电动马达18、和用于将电动马达18的输出转矩传递到转向机构4的减速机构19。电动马达18是具有第一系统的三相马达线圈18A(参照图2、图3)和第二系统的三相马达线圈18B(参照图2、图3)的三相无刷马达(双系统马达)。第一系统的三相马达线圈18A被后述的第一系统的马达驱动电路32A(参照图2、图3)驱动。第二系统的三相马达线圈18B被后述的第二系统的马达驱动电路32B(参照图2、图3)驱动。
以下，有时将第一系统的三相马达线圈18A称为第一马达线圈18A，将第二系统的三相马达线圈18B称为第二马达线圈18B。同样地，有时将第一系统的马达驱动电路32A称为第一马达驱动电路32A，将第二系统的马达驱动电路32B称为第二马达驱动电路32B。在电动马达18配置有用于检测电动马达18的转子的旋转角的例如由解析器构成的旋转角传感器23。减速机构19由包含蜗杆轴20和与该蜗杆轴20啮合的蜗轮21的蜗轮蜗杆机构构成。
蜗杆轴20被电动马达18旋转驱动。蜗轮21与转向轴6以能够一体地旋转的方式连结。蜗轮21被蜗杆轴20旋转驱动。若通过电动马达18旋转驱动蜗杆轴20，则蜗轮21被旋转驱动，转向轴6旋转。然后，转向轴6的旋转经由中间轴7传递到小齿轮轴13。小齿轮轴13的旋转被转换为齿条轴14的轴向移动。由此，转向轮3被转向。即，通过电动马达18旋转驱动蜗杆轴20，从而能够进行通过电动马达18进行的转向操纵辅助。
在车辆设置有用于检测车速V的车速传感器24。由转矩传感器11检测出的转向操纵转矩T、由车速传感器24检测出的车速V、以及旋转角传感器23的输出信号等输入到ECU(电子控制单元：Electronic Control Unit)12。ECU12基于这些输入信号控制电动马达18。
图2是表示ECU12的整体的电气结构的框图。ECU12包含微型计算机31、第一马达驱动电路32A、以及第二马达驱动电路32B。第一马达驱动电路32A被微型计算机31控制，向电动马达18的第一马达线圈18A供给电力。第二马达驱动电路32B被微型计算机31控制，向电动马达18的第二马达线圈18B供给电力。
图3主要是表示第一马达驱动电路32A以及第二马达驱动电路32B的构成的电路图。第一马达线圈18A具有U相、V相以及W相的定子线圈18AU、18AV、18AW。第二马达线圈18B具有U相、V相以及W相的定子线圈18BU、18BV、18BW。优选第一马达线圈18A与第二马达线圈18B之间的相位差为0度、120度或者240度。
第一马达驱动电路32A是三相逆变器电路。第一马达驱动电路32A包含与电源(电池)100串联连接的第一平滑电容器101A、多个开关元件111A～116A、以及多个二极管121A～126A。第一平滑电容器101A连接于电源100的两端子间。在该实施方式中，各开关元件111A～116A由n沟道型的MOSFET(Metal Oxide Semiconductor Field EffectTransistor：金属氧化物半导体场效应晶体管)构成。以下，有时将开关元件111A～116A称为FET111A～116A。
多个FET111A～116A包含U相用的上段FET111A、与其串联连接的U相用的下段FET112A、V相用的上段FET113A、与其串联连接的V相用的下段FET114A、W相用的上段FET115A、以及与其串联连接的W相用的下段FET116A。对于各开关元件111A～116A分别反并联连接有二极管121A～126A。
上段FET111A、113A、115A的漏极与第一平滑电容器101A的正极侧端子连接。上段FET111A、113A、115A的源极分别与下段FET112A、114A、116A的漏极连接。下段FET112A、114A、116A的源极与第一平滑电容器101A的负极侧端子连接。
U相的上段FET111A与下段FET112A的连接点与第一马达线圈18A的U相定子线圈18AU连接。V相的上段FET113A与下段FET114A的连接点与第一马达线圈18A的V相定子线圈18AV连接。W相的上段FET115A与下段FET116A的连接点与第一马达线圈18A的W相定子线圈18AW连接。基于从后述的第一系统的PWM输出部43A(参照图2)输出的PWM信号控制各FET111A～116A。
第二马达驱动电路32B是三相逆变器电路。第二马达驱动电路32B包含与电源(电池)100串联连接的第二平滑电容器101B、多个开关元件111B～116B、以及多个二极管121B～126B。第二平滑电容器101B连接于电源100的两端子间。在该实施方式中，各开关元件111B～116B由n沟道型的MOSFET构成。以下，有时将开关元件111B～116B称为FET111B～116B。
多个FET111B～116B包含U相用的上段FET111B、与其串联连接的U相用的下段FET112B、V相用的上段FET113B、与其串联连接的V相用的下段FET114B、W相用的上段FET115B、以及与其串联连接的W相用的下段FET116B。对于各开关元件111B～116B分别反并联连接有二极管121B～126B。
上段FET111B、113B、115B的漏极与第二平滑电容器101B的正极侧端子连接。上段FET111B、113B、115B的源极分别与下段FET112B、114B、116B的漏极连接。下段FET112B、114B、116B的源极与第二平滑电容器101B的负极侧端子连接。
U相的上段FET111B与下段FET112B的连接点与第二马达线圈18B的U相定子线圈18BU连接。V相的上段FET113B与下段FET114B的连接点与第二马达线圈18B的V相定子线圈18BV连接。W相的上段FET115B与下段FET116B的连接点与第二马达线圈18B的W相定子线圈18BW连接。基于从后述的第二系统的PWM输出部43B(参照图2)输出的PWM信号控制各FET111B～116B。
在图3中，电源100安装于车辆。电源100的负(－)极与车辆的金属性的车架(底盘)130电连接。因此，车架130与电源100的负极同电位。安装了电动马达18的电动助力转向装置1利用螺栓等安装于车架130。ECU的+电源线、－电源线分别通过较长的线与电源100的正负极连接。因此，在第一、第二马达线圈18A、18B与车架130之间分别存在寄生电容C1、C2。在连接电源100和电动助力转向装置1的正负的电源线与车架地线之间存在寄生电容C3、C4。
返回到图2，在用于连接第一马达驱动电路32A与第一马达线圈18A的供电线设置有两个电流传感器33、34。这些电流传感器33、34设置为能够检测在用于连接第一马达驱动电路32A与第一马达线圈18A的三条供电线中的两条供电线流动的相电流。
同样地，在用于连接第二马达驱动电路32B与第二马达线圈18B的供电线设置有两个电流传感器35、36。这些电流传感器35、36设置为能够检测在用于连接第二马达驱动电路32B与第二马达线圈18B的三条供电线中的两条供电线流动的相电流。
微型计算机31具备CPU以及存储器(ROM、RAM、非易失性存储器等。)，通过执行规定的程序，作为多个功能处理部发挥作用。在该多个功能处理部包含有各系统以及各相PWM计数运算部41、共模噪声降低部42、第一系统的PWM输出部43A、以及第二系统的PWM输出部43B。以下，有时将第一系统的PWM输出部43A称为第一PWM输出部43A，将第二系统的PWM输出部43B称为第二PWM输出部43B。
图4是表示各系统以及各相PWM计数运算部41的构成的框图。各系统以及各相PWM计数运算部41对各系统的各相的每个电流控制周期的PWM计数进行运算。各系统以及各相PWM计数运算部41包含辅助电流值设定部51、电流指令值设定部52、指令值分配部53、第一系统用运算部70A、第二系统用运算部70B、旋转角运算部59、旋转速度运算部60、以及旋转角估计部61。
第一系统用运算部70A包含第一电流偏差运算部54A、第一PI(比例积分)控制部55A、第一二相·三相转换部56A、第一PWM占空比运算部(PWM Duty运算部)57A、以及第一三相·二相转换部58A。第二系统用运算部70B包含第二电流偏差运算部54B、第二PI(比例积分)控制部55B、第二二相·三相转换部56B、第二PWM占空比运算部(PWM Duty运算部)57B、以及第二三相·二相转换部58B。
如图5A所示，PWM信号的周期(以下，称为“PWM周期”。)Tc比电流控制周期Ta小。这里，电流控制周期Ta是指马达电流的控制回路的运算周期。换句话说，在图4中，是第一系统用运算部70A、和第二系统用运算部70B所分别包含的各模块的运算周期。该电流控制周期Ta考虑程序的规模、微型计算机31的运算能力等决定。在该实施方式中，在这次的电流控制周期Ta内的最开始的定时通过PWM占空比运算部57A、57B更新PWM占空比，并输出更新后的PWM占空比Cu1、Cv1、Cw1、Cu2、Cv2、Cw2。在该实施方式中，Tc是Ta的1/10。换句话说，在电流控制周期Ta内包含十个周期的PWM周期Tc。有时将十个周期的PWM周期Tc的第一个周期称为第一周期，将其以后的周期称为第二、第三…、第九、第十周期。有时以i(i＝1、2、…、9、10)表示PWM周期的周期编号。PWM信号的频率(＝1/Tc)被称为载波频率。
对本实施方式中的PWM波形生成方法进行说明。在微型计算机31内，通过未图示的计数器对由未图示的时钟产生器生成的PWM时钟频率的时钟进行向上计数以及向下计数。若在横轴取时间，在纵轴取计数值来对该计数器的计数值进行图示，则如图5B所示。这里，计数值没有符号并解释为整数。有时将计数值称为载波计数。在该实施方式中，图5B的波形为载波波形。载波波形是三角波。三角波的一个周期与Tc相等。根据载波波形的最大值，也就是计数值的最大值，决定PWM信号的频率(载波频率)。在本实施方式中，PWM时钟频率是100[MHz]，PWM信号的频率(以下，称为“PWM频率”。)设定为100[kHz]。因此，计数值的最大值为100，000，000÷100，000÷2＝500。由于进行加减计数，所以将100，000，000/100，000除以2。
如图5C所示，PWM输出部43A、43B(参照图2)对给予的PWM计数和计数器的计数值进行比较，并对马达驱动电路32A、32B(参照图2)输出High信号或者Low信号。PWM输出部43A、43B例如在计数器的计数值≥PWM计数成立的期间输出High信号(或者Low信号)，除此以外输出Low信号(或者High信号)。该High信号以及Low信号为PWM信号。
在该实施方式中，作为PWM周期Tc内的上段FET和下段FET的导通截止状态的变化模式(导通截止模式)有以下的两个模式。
第一导通截止模式：从载波计数开始来看，变化为上段FET导通状态→下段FET导通状态→上段FET导通状态的模式。
第二导通截止模式：从载波计数开始来看，变化为下段FET导通状态→上段FET导通状态→下段FET导通状态的模式。
在该实施方式中，在各系统中，U相、V相以及W相中的两个相的上下段FET被控制为成为第一导通截止模式以及第二导通截止模式中的任意一方的相同的模式，剩余的一个相的上下段FET被控制为成为另一方的导通截止模式。在该实施方式中，在第一系统中，U相、V相以及W相中的两个相的上下段FET被控制为成为第一导通截止模式，剩余的一个相的上下段FET被控制为成为第二导通截止模式。另一方面，在第二系统中，U相、V相以及W相中的两个相的上下段FET被控制为成为第二导通截止模式，剩余的一个相的上下段FET被控制为成为第一导通截止模式。
在各系统中，有时将上下段FET被控制为成为相同的导通截止模式的两个相中的一方的相称为A相，将另一方的相称为B相，并将剩余的一个相称为C相。在第一系统中，A相以及B相的上下段FET被控制为成为第一导通截止模式，C相的上下段FET被控制为成为第二导通截止模式。与此相对，在第二系统中，A相以及B相的上下段FET被控制为成为第二导通截止模式，C相的上下段FET被控制为成为第一导通截止模式。
返回到图4，旋转角运算部59基于旋转角传感器23的输出信号，在每个电流控制周期Ta对电动马达18的转子的旋转角θ(电角度)进行运算。由旋转角运算部59运算出的转子旋转角θ被给予第一以及第二三相·二相转换部58A、58B、旋转速度运算部60以及旋转角估计部61。在该实施方式中，获取(检测)转子旋转角θ的定时是电流控制周期Ta的中央时刻。
旋转速度运算部60通过对由旋转角运算部59运算出的转子旋转角θ进行时间微分，来对电动马达18的转子的旋转速度(角速度)ω进行运算。由旋转速度运算部60运算出的旋转速度ω被给予旋转角估计部61。旋转角估计部61使用在上一次的电流控制周期Ta获取的上一次的电流控制周期Ta的中央时刻的转子旋转角θ(m－1)，并基于下式(1)，估计下次的电流控制周期Ta的中央时刻的转子旋转角θ(m+1)。
θ(m+1)＝θ(m－1)+ω/2Ta…(1)
由旋转角估计部61估计出的下次的电流控制周期Ta的转子旋转角θ(m+1)被给予第一以及第二二相·三相转换部56A、56B。辅助电流值设定部51基于由转矩传感器11检测出的检测转向操纵转矩T、和由车速传感器24检测出的车速V，对每个电流控制周期Ta设定辅助电流值Ia＊。相对于检测转向操纵转矩T的辅助电流值Ia＊的设定例如图6所示。对于检测转向操纵转矩T来说，例如将用于向右方向转向操纵的转矩取为正值，并将用于向左方向转向操纵的转矩取为负值。对于辅助电流值Ia＊来说，在应该从电动马达18产生用于右方向转向操纵的转向操纵辅助力时取为正值，在应该从电动马达18产生用于左方向转向操纵的转向操纵辅助力时取为负值。辅助电流值Ia＊相对于检测转向操纵转矩T的正值而取为正，相对于检测转向操纵转矩T的负值而取为负。
在检测转向操纵转矩T为－T1～T1(例如，T1＝0.4N/m)的范围(转矩死区时间)的微小值时，辅助电流值Ia＊为零。而且，在检测转向操纵转矩T为－T1～T1的范围外的值的情况下，对于辅助电流值Ia＊来说，检测转向操纵转矩T的绝对值越大，越较大地设定其绝对值。对于辅助电流值Ia＊来说，由车速传感器24检测出的车速V越大，越较小地设定其绝对值。由此，在低速行驶时转向操纵辅助力较大，在高速行驶时转向操纵辅助力较小。
电流指令值设定部52基于由辅助电流值设定部51设定的辅助电流值Ia＊，设定应该在dq坐标系的坐标轴流动的电流值作为电流指令值。具体而言，电流指令值设定部52设定d轴电流指令值Id ＊以及q轴电流指令值Iq ＊(以下，在对它们进行总称时称为“二相电流指令值Idq ＊”。)。更具体而言，电流指令值设定部52使q轴电流指令值Iq ＊为由辅助电流值设定部51设定的辅助电流值Ia＊，另一方面使d轴电流指令值Id ＊为零。由电流指令值设定部52设定的二相电流指令值Idq ＊被给予电流偏差运算部53。
指令值分配部53将二相电流指令值Idq ＊分配给第一系统用运算部70A以及第二系统用运算部70B。在该实施方式中，指令值分配部53将二相电流指令值Idq ＊向第一系统用运算部70A以及第二系统用运算部70B各分配二分之一。换句话说，在该实施方式中，二相电流指令值Idq ＊的向第一系统用运算部70A的分配率以及二相电流指令值Idq ＊的向第二系统用运算部70B的分配率均为50％。将分配给第一系统用运算部70A的二相电流指令值称为第一二相电流指令值I1dq ＊。第一二相电流指令值I1dq ＊由第一d轴电流指令值I1d ＊以及第一q轴电流指令值I1q ＊构成。将分配给第二系统用运算部70B的二相电流指令值称为第二二相电流指令值I2dq ＊。第二二相电流指令值I2dq ＊由第二d轴电流指令值I2d ＊以及第二q轴电流指令值I2q ＊构成。
接下来，对第一系统用运算部70A进行说明。第一三相·二相转换部58A首先根据由电流传感器33、34检测出的两相的相电流，对第一系统的U相电流I1U、V相电流I1V以及W相电流I1W(以下，在对它们进行总称时，称为“三相检测电流I1UVW”。)进行运算。然后，第一三相·二相转换部58A将第一系统的UVW坐标系的三相检测电流I1UVW坐标转换为第一系统的dq坐标系的二相检测电流I1dq。第一系统的二相检测电流I1dq由第一d轴检测电流I1d以及第一q轴检测电流I1q构成。该坐标转换使用由旋转角运算部59运算出的转子旋转角θ。
第一电流偏差运算部54A对第一d轴检测电流I1d相对于第一d轴电流指令值I1d ＊的偏差以及第一q轴检测电流I1q相对于第一q轴电流指令值I1q ＊的偏差进行运算。这些偏差被给予第一PI控制部55A。第一PI控制部55A进行对由第一电流偏差运算部54A运算出的电流偏差的PI运算，由此生成应该施加给第一马达线圈18A的第一二相电压指令值V1dq ＊(第一d轴电压指令值V1d ＊以及第一q轴电压指令值V1q ＊)。第一二相电压指令值V1dq ＊被给予第一二相·三相转换部56A。
第一二相·三相转换部56A使用在这次的电流控制周期Ta中由旋转角估计部61运算出的针对下次的电流控制周期Ta的旋转角估计值θ(m+1)，对在这次的电流控制周期Ta中由第一PI控制部55A运算出的第一二相电压指令值V1dq ＊进行二相·三相转换，由此运算出针对下次的电流控制周期Ta的第一三相电压指令值V1UVW ＊。第一三相电压指令值V1UVW ＊由第一U相电压指令值V1U ＊、第一V相电压指令值V1V ＊以及第一W相电压指令值V1W ＊构成。由此，得到针对下次的电流控制周期Ta的第一三相电压指令值V1UVW ＊。
通过第一二相·三相转换部56A得到的针对下次的电流控制周期Ta的第一三相电压指令值V1UVW ＊被给予第一PWM占空比运算部57A。第一PWM占空比运算部57A基于针对下次的电流控制周期Ta的第一三相电压指令值V1UVW ＊，生成针对下次的电流控制周期Ta的第一U相PWM计数(PWM占空比)Cu1、第一V相PWM计数Cv1以及第一W相PWM计数Cw1，并给予共模噪声降低部42(参照图2)。
如以下那样求出控制上下段FET成为第一导通截止模式的第一U相PWM计数Cu1。即，第一PWM占空比运算部57A使用通过第一二相·三相转换部56A得到的针对某个电流控制周期Ta的第一U相电压指令值V1U ＊、和PWM计数的最大值(在该例子中是500)，并基于下式(2)，对针对该电流控制周期Ta的第一U相PWM计数Cu1进行运算。
Cu1＝V1U ＊×(PWM计数的最大值/Vb)
＝V1U ＊×(500/Vb)…(2)
在上述式(2)中Vb是第一马达驱动电路32A的电源电压(电源100的输出电压)。能够通过代替上述式(2)的右边的第一U相电压指令值V1U ＊而使用第一V相电压指令值V1V ＊来对控制上下段FET成为第一导通截止模式的第一V相PWM计数Cv1进行运算。
如以下那样求出控制上下段FET成为第二导通截止模式的第一W相PWM计数Cw1。即，第一PWM占空比运算部57A使用通过第一二相·三相转换部56A得到的针对某个电流控制周期Ta的第一W相电压指令值V1W ＊、和PWM计数的最大值(在该例子中是500)，并基于下式(3)，对针对该电流控制周期Ta的第一W相PWM计数Cw1进行运算。
Cw1＝PWM计数的最大值－{V1W ＊×(PWM计数的最大值/Vb)
＝500－{V1W ＊×(500/Vb)}…(3)
在上述式(3)中Vb是第一马达驱动电路32A的电源电压(电源100的输出电压)。接下来，对第二系统用运算部70B进行说明。第二三相·二相转换部58B首先根据由电流传感器35、36检测出的两相的相电流，对第二系统的U相电流I2U、V相电流I2V以及W相电流I2W(以下，在对它们进行总称时，称为“三相检测电流I2UVW”。)进行运算。然后，第二三相·二相转换部58B将第二系统的UVW坐标系的三相检测电流I2UVW坐标转换为第二系统的dq坐标系的二相检测电流I2dq。第二系统的二相检测电流I2dq由第二d轴检测电流I2d以及第二q轴检测电流I2q构成。该坐标转换使用由旋转角运算部59运算出的转子旋转角θ。
第二电流偏差运算部54B对第二d轴检测电流I2d相对于第二d轴电流指令值I2d ＊的偏差以及第二q轴检测电流I2q相对于第二q轴电流指令值I2q ＊的偏差进行运算。这些偏差被给予第二PI控制部55B。第二PI控制部55B进行对由第二电流偏差运算部54B运算出的电流偏差的PI运算。由此，生成应该施加给第二马达线圈18B的第二二相电压指令值V2dq ＊(第二d轴电压指令值V2d ＊以及第二q轴电压指令值V2q ＊)。第二二相电压指令值V2dq ＊被给予第二二相·三相转换部56B。
第二二相·三相转换部56B使用在这次的电流控制周期Ta中由旋转角估计部61运算出的针对下次的电流控制周期Ta的旋转角估计值θ(m+1)，对在这次的电流控制周期Ta中由第二PI控制部55B运算出的第二二相电压指令值V2dq ＊进行二相·三相转换。由此，运算出针对下次的电流控制周期Ta的第二三相电压指令值V2UVW ＊。第二三相电压指令值V2UVW ＊由第二U相电压指令值V2U ＊、第二V相电压指令值V2V ＊以及第二W相电压指令值V2W ＊构成。由此，得到针对下次的电流控制周期Ta的第二三相电压指令值V2UVW ＊。
通过第二二相·三相转换部56B得到的针对下次的电流控制周期Ta的第二三相电压指令值V2UVW ＊被给予第二PWM占空比运算部57B。第二PWM占空比运算部57B基于针对下次的电流控制周期Ta的第二三相电压指令值V2UVW ＊，生成针对下次的电流控制周期Ta的第二U相PWM计数(PWM占空比)Cu2、第二V相PWM计数Cv2以及第二W相PWM计数Cw2，并给予共模噪声降低部42(参照图2)。
如以下那样求出控制上下段FET成为第一导通截止模式的第二U相PWM计数Cu2。即，第二PWM占空比运算部57B使用通过第二二相·三相转换部56B得到的针对某个电流控制周期Ta的第二U相电压指令值V2U ＊、和PWM计数的最大值(在该例子中是500)，并基于下式(4)，对针对该电流控制周期Ta的第二U相PWM计数Cu2进行运算。
Cu2＝V2U ＊×(PWM计数的最大值/Vb)
＝V2U ＊×(500/Vb)…(4)
在上述式(4)中Vb是第二马达驱动电路32B的电源电压(电源100的输出电压)。如以下那样求出控制上下段FET成为第二导通截止模式的第二V相PWM计数Cv2。即，第二PWM占空比运算部57B使用通过第二二相·三相转换部56B得到的针对某个电流控制周期Ta1的第二V相电压指令值V2V ＊、和PWM计数的最大值(在该例子中是500)，并基于下式(5)，对针对该电流控制周期Ta的第二V相PWM计数Cv2进行运算。
Cv2＝PWM计数的最大值－{V2V ＊×(PWM计数的最大值/Vb)
＝500－{V2V ＊×(500/Vb)}…(5)
能够通过代替上述式(5)的右边的第二V相电压指令值V2V ＊而使用第二W相电压指令值V2W ＊来对控制上下段FET成为第二导通截止模式的第二W相PWM计数Cw2进行运算。
共模噪声降低部42在第一系统内，对于由于第一马达驱动电路32A内的至少一个相的开关元件的导通截止而产生的噪声电流的一部分，通过由于其它的相的开关元件的导通截止而产生的噪声电流的一部分来抵消。由此，能够降低共模噪声。另外，共模噪声降低部42在第二系统内，对于由于第二马达驱动电路32B内的至少一个相的开关元件的导通截止而产生的噪声电流的一部分，通过由于其它的相的开关元件的导通截止而产生的噪声电流的一部分来抵消。由此，能够降低共模噪声。并且，共模噪声降低部42在两系统存在在系统内不能够抵消噪声电流的相的情况下在两系统间抵消由于这些相而产生的噪声电流的至少一部分。由此，能够降低共模噪声。
共模噪声降低部42对从第一以及第二PWM占空比运算部57A、57B给予的针对下次的电流控制周期Ta的第一以及第二U相PWM计数Cu1、Cu2、V相PWM计数Cv1、Cv2以及W相PWM计数Cw1、Cw2进行用于降低共模噪声的处理(降噪处理)。由此，得到针对下次的电流控制周期Ta内的各PWM周期Tc的第一U相PWM计数、V相PWM计数以及W相PWM计数、和针对下次的电流控制周期Ta内的各PWM周期Tc的第二U相PWM计数、V相PWM计数以及W相PWM计数。后面描述共模噪声降低部42的动作的详细。
共模噪声降低部42的降噪处理后的、针对下次的电流控制周期Ta内的各PWM周期Tc的第一U相PWM计数、V相PWM计数以及W相PWM计数被给予第一PWM输出部43A。另一方面，共模噪声降低部42的降噪处理后的、针对下次的电流控制周期Ta内的各PWM周期Tc的第二U相PWM计数、V相PWM计数以及W相PWM计数被给予第二PWM输出部43B。
第一PWM输出部43A存储多个电流控制周期的从共模噪声降低部42给予的针对电流控制周期Ta内的各PWM周期Tc的第一U相PWM计数、V相PWM计数以及W相PWM计数。第一PWM输出部43A基于在上一次的电流控制周期Ta中从共模噪声降低部42给予的针对这次的电流控制周期Ta内的各PWM周期Tc的第一U相PWM计数、V相PWM计数以及W相PWM计数，生成针对这次的电流控制周期Ta内的各PWM周期Tc的第一U相PWM信号、V相PWM信号以及W相PWM信号，并供给至第一马达驱动电路32A。具体而言，第一PWM输出部43A对这次的电流控制周期Ta内的每个PWM周期Tc，生成分别与针对该电流控制周期Ta内的各PWM周期Tc的第一U相PWM计数、V相PWM计数以及W相PWM计数对应的占空比的U相PWM信号、V相PWM信号以及W相PWM信号，并供给至第一马达驱动电路32A。
通过从第一PWM输出部43A给予的PWM信号控制构成第一马达驱动电路32A的六个FET111A～116A。由此，相当于每个PWM周期Tc的第一三相电压指令值V1UVW ＊的电压施加给第一马达线圈18A的各相的定子线圈18AU、18AV、18AW。第一电流偏差运算部54A以及第一PI控制部55A构成电流反馈控制单元。通过该电流反馈控制单元的动作控制在第一马达线圈18A流动的马达电流接近由指令值分配部53分配给第一系统用运算部70A的第一二相电流指令值I1dq ＊。
第二PWM输出部43B存储多个电流控制周期的从共模噪声降低部42给予的针对电流控制周期Ta内的各PWM周期Tc的第二U相PWM计数、V相PWM计数以及W相PWM计数。第二PWM输出部43B基于在上一次的电流控制周期Ta从共模噪声降低部42给予的针对这次的电流控制周期Ta内的各PWM周期Tc的第二U相PWM计数、V相PWM计数以及W相PWM计数，生成针对这次的电流控制周期Ta内的各PWM周期Tc的第二U相PWM信号、V相PWM信号以及W相PWM信号，并供给至第二马达驱动电路32B。具体而言，第二PWM输出部43B对这次的电流控制周期Ta内的每个PWM周期Tc，生成分别与针对该电流控制周期Ta内的各PWM周期Tc的第二U相PWM计数、V相PWM计数以及W相PWM计数对应的占空比的U相PWM信号、V相PWM信号以及W相PWM信号，并供给至第二马达驱动电路32B。
通过从第二PWM输出部43B给予的PWM信号控制构成第二马达驱动电路32B的六个FET111B～116B。由此，相当于每个PWM周期Tc的第二三相电压指令值V2UVW ＊的电压施加给第二马达线圈18B的各相的定子线圈18BU、18BV、18BW。第二电流偏差运算部54B以及第二PI控制部55B构成电流反馈控制单元。通过该电流反馈控制单元的动作控制在第二马达线圈18B流动的马达电流接近由指令值分配部53分配给第二系统用运算部70B的第二二相电流指令值I2dq ＊。
以下，对共模噪声降低部42进行详细说明。首先，参照图7，对共模噪声降低部42的共模噪声降低的基本想法进行说明。在第一系统的V相的输出电压(第一V相电压)的波形为图7所示那样的波形的情况下，在第一V相电压的下降时刻t2在寄生电容C1(参照图3)流动－方向的电流，在第一V相电压的上升时刻t5在寄生电容C1流动+方向的电流。
因此，如图7所示，若使第一系统的W相的输出电压(第一W相电压)的波形为使第一V相电压的波形反转后的波形，则在第一W相电压的上升时刻t2在寄生电容C1流动+方向的电流，在第一W相电压的下降时刻t5在寄生电容C1流动－方向的电流。因此，在时刻t2以及时刻t5的各个时刻，由于第一V相电压而在寄生电容C1流动的电流与由于第一W相电压而在寄生电容C1流动的电流抵消。因此，在存在于正负的电源线与车架地线之间的寄生电容C3、C4(参照图3)流动的电流降低。
同样地，在第二系统的U相的输出电压(第二U相电压)的波形为图7所示那样的波形的情况下，在第二U相电压的下降时刻t3在寄生电容C2(参照图3)流动－方向的电流，在第二U相电压的上升时刻t4在寄生电容C2流动+方向的电流。因此，如图7所示，若使第二系统的W相的输出电压(第二W相电压)的波形为使第二U相电压的波形反转后的波形，则在第二W相电压的上升时刻t3在寄生电容C2流动+方向的电流，在第二W相电压的下降时刻t4在寄生电容C2流动－方向的电流。因此，在时刻t3以及时刻t4的各个时刻，由于第二U相电压而在寄生电容C2流动的电流与由于第二W相电压而在寄生电容C2流动的电流抵消。因此，在存在于正负的电源线与车架地线之间的寄生电容C3、C4流动的电流降低。
在第一系统的U相的输出电压(第一U相电压)的波形是图7所示那样的波形的情况下，在第一U相电压的下降时刻t1在寄生电容C1流动－方向的电流，在第一U相电压的上升时刻t6在寄生电容C1流动+方向的电流。因此，如图7所示，若使第二系统的V相的输出电压(第二V相电压)的波形为使第一U相电压的波形反转后的波形，则在第二V相电压的上升时刻t1在寄生电容C2流动+方向的电流，在第二V相电压的下降时刻t6在寄生电容C2流动－方向的电流。因此，在时刻t1以及时刻t6的各个时刻，由于第一U相电压而在寄生电容C1流动的电流与由于第二V相电压而在寄生电容C2流动的电流抵消。因此，在存在于正负的电源线与车架地线之间的寄生电容C3、C4(参照图3)流动的电流降低。
图8A以及图8B是用于说明共模噪声降低部的动作的一个例子的流程图。共模噪声降低部42(参照图2)首先将从第一PWM占空比运算部57A(参照图4)给予的针对下次的电流控制周期Ta的第一U相、V相以及W相的PWM计数Cu1、Cv1以及Cw1设定为针对下次的电流控制周期Ta内的各PWM周期Tc的第一U相、V相以及W相的PWM计数Cu1、Cv1以及Cw1(步骤S1)。
同样地，共模噪声降低部42将从第二PWM占空比运算部57B给予的针对下次的电流控制周期Ta的第二U相、V相以及W相的PWM计数Cu2、Cv2以及Cw2设定为针对下次的电流控制周期Ta内的各PWM周期Tc的第二U相、V相以及W相的PWM计数Cu2、Cv2以及Cw2(步骤S2)。
图11A是表示在步骤S1设定的电流控制周期Ta内的各PWM周期Tc的第一U相、V相以及W相的PWM计数Cu1、Cv1以及Cw1、和在步骤S2设定的电流控制周期Ta内的各PWM周期Tc的第二U相、V相以及W相的PWM计数Cu2、Cv2以及Cw2的一个例子的示意图。接下来，共模噪声降低部42对各系统的每一相，设定考虑了死区时间的开关定时(步骤S3)。
图9主要是表示PWM计数与各系统的各相的上段FET指令以及下段FET指令的关系的示意图。换句话说，是用于说明第一PWM输出部43A以及第二PWM输出部43B(参照图2)的对各相的动作的一个例子的示意图。在该实施方式中，如上述那样，载波波形为三角波，PWM计数的可输出计数设定为0～500。在该实施方式中，将相当于死区时间的计数值设为10。
对控制上下段FET成为第一导通截止模式的第一系统的U相以及V相及第二系统的U相(以下，有时对这些相进行总称而称为“第一导通截止模式相”)的上段FET指令以及下段FET指令进行说明。在该实施方式中，在载波计数比PWM计数大时，以第一导通截止模式相的上段FET指令成为截止指令的方式，设定第一导通截止模式相的上段FET的开关定时。换句话说，若在载波计数的向上计数中载波计数与PWM计数相等(时刻t2)，则如图9(a)所示，上段FET指令从导通指令变化为截止指令。而且，若在载波计数的向下计数中载波计数与PWM计数相等(时刻t5)，则上段FET指令从截止指令变化为导通指令。
如图9(b)所示，若从时刻t2开始经过死区时间Td(时刻t3)，则下段FET指令从截止指令变化为导通指令。然后，在相对于时刻t5提前死区时间Td的时刻(时刻t4)，下段FET指令从导通指令变化为截止指令。对控制上下段FET成为第二导通截止模式的第一系统的W相及第二系统的V相以及W相(以下，有时对这些相进行总称而称为“第二导通截止模式相”)的上段FET指令以及下段FET指令进行说明。在该实施方式中，在载波计数比PWM计数大时，以第二导通截止模式相的上段FET指令成为导通指令的方式，设定第二导通截止模式相的上段FET的开关定时。换句话说，若在载波计数的向上计数中载波计数与PWM计数相等(时刻t2)，则如图9(e)所示，上段FET指令从截止指令变化为导通指令。而且，若在载波计数的向下计数中载波计数与PWM计数相等(时刻t5)，则上段FET指令从导通指令变化为截止指令。
如图9(f)所示，在相对于时刻t2提前死区时间Td的时刻(时刻t1)，下段FET指令从导通指令变化为截止指令。若从时刻t5开始经过死区时间Td(时刻t6)，则下段FET指令从截止指令变化为导通指令。参照图10A以及图10B对死区时间期间中的某一相的输出电压(相电压)进行说明。这里，以第一系统的U相为例进行说明，但在第一系统的其它的两个相、第二系统的各相中也相同。
如图10A的i所示，在电流从上段FET111A以及下段FET112A的连接点朝向电动马达18侧流动的状态下，在死区时间期间中，如箭头141所示，电流流过与下段FET112A反并联连接的二极管122A。因此，在死区时间期间中，输出电压(相电压)Vu成为L电平。因此，相电压Vu的L电平的期间与上段FET111A的截止期间相同。
另一方面，如图10B的i所示，在电流从电动马达18侧朝向上段FET111A以及下段FET112A的连接点流动的状态下，在死区时间期间中，如箭头142所示，电流流过与上段FET111A反并联连接的二极管121A。因此，在死区时间期间中，输出电压(相电压)Vu成为H电平。因此，相电压Vu的L电平的期间比上段FET111A的截止期间短。换句话说，相电压Vu的H电平的期间比上段FET111A的导通期间长。
在第一导通截止模式相中，在PWM计数为PWM计数最大值的1/2以上(250以上)的情况下，与PWM计数小于PWM计数最大值的1/2的情况相比，上段FET的导通时间较长。因此，在该实施方式中为了方便说明，在PWM计数为250以上的情况下，考虑是电流从上段FET以及下段FET的连接点朝向电动马达18侧流动的状态(图10A所示的状态)。因此，在死区时间期间中，考虑输出电压(相电压)为L电平。因此，在该情况下，考虑相电压如图9(c)所示那样变化，所以相电压的电平变化定时与上段FET的开关定时一致。
另一方面，在第一导通截止模式相中，在PWM计数小于PWM计数最大值的1/2(小于250)的情况下，与PWM计数为PWM计数最大值的1/2以上的情况相比，上段FET的导通时间较短。因此，在该实施方式中为了方便说明，在PWM计数小于250的情况下，考虑是电流从电动马达18侧朝向上段FET以及下段FET的连接点流动的状态(图10B所示的状态)。因此，考虑在死区时间期间中，输出电压(相电压)成为H电平。因此，在该情况下，考虑相电压如图9(d)所示那样变化，所以相电压的电平变化定时与上段FET的开关定时不一致。上段FET的开关定时与相电压的电平变化定时一致的假想的PWM计数(考虑了死区时间的开关定时)是对实际的PWM计数加上相当于死区时间的计数值(在该实施方式中是“10”)后的值。
在第二导通截止模式相中，在PWM计数为PWM计数最大值的1/2以上(250以上)的情况下，与PWM计数小于PWM计数最大值的1/2的情况相比，上段FET的导通时间较短。因此，在该实施方式中为了方便说明，在PWM计数为250以上的情况下，考虑是电流从电动马达18侧朝向上段FET以及下段FET的连接点流动的状态(图10B所示的状态)。因此，考虑在死区时间期间中，输出电压(相电压)为H电平。因此，在该情况下，考虑相电压如图9(g)所示那样变化，所以相电压的电平变化定时与上段FET的开关定时不一致。上段FET的开关定时与相电压的电平变化定时一致的假想的PWM计数(考虑了死区时间的开关定时)是从实际的PWM计数减去相当于死区时间的计数值(在该实施方式中“10”)后的值。
另一方面，在第二导通截止模式相中，在PWM计数小于PWM计数最大值的1/2(小于250)的情况下，与PWM计数为PWM计数最大值的1/2以上的情况相比，上段FET的导通时间较长。因此，在该实施方式中为了方便说明，在PWM计数小于250的情况下，考虑是电流从上段FET以及下段FET的连接点朝向电动马达18侧流动的状态(图10A所示的状态)。因此，考虑在死区时间期间中，输出电压(相电压)成为L电平。因此，在该情况下，考虑相电压如图9(h)所示那样变化，所以相电压的电平变化定时与上段FET的开关定时一致。
在该实施方式中，为了方便说明，在第一系统以及第二系统中，基于PWM计数是否为PWM计数最大值的1/2以上来估计相电流的方向，但也可以检测相电流，并基于该检测值估计相电流的方向。在步骤S3中，共模噪声降低部42对在步骤S1以及S2设定的各系统的各相的PWM周期Tc的每个PWM计数，对与该相的输出电压(相电压)的电平变化定时对应的PWM计数(实际定时的PWM计数)进行运算。
具体而言，共模噪声降低部42对于针对下次的电流控制周期Ta内的各PWM周期Tc的第一系统的U相以及V相及第二系统的U相的PWM计数Cu1、Cv1以及Cu2中250以上的PWM计数，将其值按原样设定为与该相的输出电压(相电压)的电平变化定时对应的PWM计数。
对于上述第一系统的U相以及V相及第二系统的U相的PWM计数Cu1、Cv1以及Cu2中小于250的PWM计数，共模噪声降低部42将对其值加上相当于死区时间的计数值(在该实施方式中是“10”)后的值设定为与该相的输出电压(相电压)的电平变化定时对应的PWM计数。
共模噪声降低部42对于针对下次的电流控制周期Ta内的各PWM周期Tc的第一系统的W相及第二系统的V相以及W相的PWM计数Cw1、Cv2以及Cw2中250以上的PWM计数，将从其值减去相当于死区时间的计数值(在该实施方式中是“10”)后的值设定为与该相的输出电压(相电压)的电平变化定时对应的PWM计数。
对于上述第一系统的W相及第二系统的V相以及W相的PWM计数Cw1、Cv2以及Cw2中小于250的PWM计数，共模噪声降低部42将其值按原样设定为与该相的输出电压(相电压)的电平变化定时对应的PWM计数。在通过步骤S1以及S2设定的各系统的各相的PWM周期单位的PWM计数为图11A的情况下，通过步骤S3设定的各系统的各相的PWM周期单位的PWM计数如图11B所示。对图11A和图11B进行比较，可知第一系统的W相的PWM计数Cw1从400变化为390。另外，可知第二系统的U相的PWM计数Cu2从200变化为210，第二系统的W相的PWM计数Cw2从300变化为290。
接下来，共模噪声降低部42将第一系统的各相中通过步骤S3的处理设定的PWM计数最接近PWM计数最大值(在该实施方式中是“500”)或者最小值(在该实施方式中是“0”)的相设定为第一基准相(步骤S4)。在图11B的例子中，第一系统的W相(相当于C相)的PWM计数Cw1(Cw1＝390)最接近500或者0，所以设定第一系统的C相(W相)作为第一基准相。在该实施方式中，在设定第一系统或者第二系统的C相作为基准相(第一基准相或者后述的第二基准相)的情况下，将该系统的C相以外的两个相中的任意一方称为该系统的A相，并将另一方称为该系统的B相。如上述那样在设定第一系统的C相作为第一基准相的情况下，将作为第一系统的C相以外的两个相的第一系统的U相以及V相中的U相称为第一系统的A相，并将V相称为第一系统的B相。
接下来，共模噪声降低部42辨别第一基准相是否是第一系统的C相(步骤S5)。在图11B的例子中，设定第一系统的W相作为第一基准相，所以辨别为第一基准相是C相。在辨别为第一基准相是C相的情况下(步骤S5：是)，共模噪声降低部42进行第一PWM计数变更处理(步骤S6)。
以图11A以及图11B为例，对第一PWM计数变更处理进行详细说明。在图11B的例子中，如上述那样，设定第一系统的W相作为第一基准相。在第一PWM计数变更处理中，共模噪声降低部42首先将第一系统的A相(U相)以及B相(V相)的两个相分配为为了抵消作为第一基准相的第一系统的C相(W相)的噪声电流而变更PWM计数的计数变更对象相。以下，将第一系统的A相(U相)称为第一计数变更对象相，并将第一系统的B相(V相)称为第二计数变更对象相。
然后，共模噪声降低部42对第一系统的各计数变更对象相(在该例子中，是第一系统的A相(U相)以及B相(V相))，设定用于抵消噪声电流的幅度。关于某个计数变更对象相，为了以不变更电流控制周期Ta内的PWM计数值的合计值的方式变更PWM计数值，只要对该计数变更对象相的PWM计数值例如加上图12A所示的与第一幅度模式对应的幅度或者与第二幅度模式对应的幅度即可。图12A内的x是用于规定幅度的绝对值的幅度规定值。
第一系统的第一计数变更对象相(A相(U相))和第二计数变更对象相(B相(V相))由于上下段FET的导通截止模式相同，所以分配不同的幅度模式。在该实施方式中，对第一系统的第一计数变更对象相(A相(U相))分配第一幅度模式，并对第二计数变更对象相(B相(V相))分配第二幅度模式。
共模噪声降低部42基于通过步骤S3的处理设定的第一系统的PWM计数，如以下那样对分别针对作为第一计数变更对象相的A相(U相)以及作为第二计数变更对象相的B相(V相)的幅度规定值x进行运算。共模噪声降低部42对A相(U相)的PWM计数与应该抵消噪声电流的C相(W相)的PWM计数之差的绝对值进行运算作为针对A相(U相)的幅度规定值x。在该例中，针对A相(U相)的幅度规定值x为90(＝390－300)。共模噪声降低部42对B相(V相)的PWM计数与应该抵消噪声电流的C相(W相)的PWM计数之差的绝对值进行运算作为针对B相(V相)的幅度规定值x。在该例中，针对B相(V相)的幅度规定值x成为40(＝390－350)。
共模噪声降低部42基于这样运算出的针对各计数变更对象相的幅度规定值x和分配给该相的幅度模式，设定针对各计数变更对象相的各PWM周期Tc的幅度。基于图11B所示的第一系统的PWM计数设定的第一系统的U相以及V相的各PWM周期Tc的幅度如图12B所示。
接下来，共模噪声降低部42根据针对各计数变更对象相的幅度，变更通过步骤S3设定的第一系统的计数变更对象相的PWM计数。更具体而言，共模噪声降低部42通过对通过步骤S3设定的针对各PWM周期Tc的第一系统的计数变更对象相的PWM计数加上计数变更对象相的幅度，来变更针对各PWM周期Tc的第一系统的计数变更对象相的PWM计数。由此，第一PWM计数变更处理结束。然后，共模噪声降低部42移至步骤S8。
在通过步骤S3设定的第一系统的各相的PWM周期单位的PWM计数是图11B所示那样的值，而第一系统的各计数变更对象相的幅度为图12B所示那样的值的情况下，第一PWM计数变更处理后的第一系统的各相的PWM周期单位的PWM计数如图12C所示。在上述步骤S5中，在辨别为第一基准相不是第一系统的C相的情况下(步骤5：否)，共模噪声降低部42进行第二PWM计数变更处理(步骤S7)。后面描述第二PWM计数变更处理。若第二PWM计数变更处理结束，则共模噪声降低部42移至步骤S8。
在步骤S8中，共模噪声降低部42将第二系统的各相中通过步骤S3的处理设定的PWM计数最接近PWM计数最大值(在该实施方式中是“500”)或者最小值(在该实施方式中是“0”)的相设定为第二基准相。在图11B的例子中，第二系统的V相的PWM计数Cv2(Cv2＝100)最接近500或者0，所以设定第二系统的V相(相当于A相或者B相)作为第二基准相。在该实施方式中，在设定第一系统或者第二系统的A相以及B相中的一方作为基准相(第一基准相或者第二基准相)的情况下，将设定为基准相的相称为该系统的A相，将另一方称为该系统的B相。如上述那样在设定第二系统的V相作为第二基准相的情况下，第二系统的V相为第二系统的A相，第二系统的W相为第二系统的B相。
接下来，共模噪声降低部42辨别第二基准相是否是第二系统的C相(步骤S9)。在图11B的例子中，由于设定第二系统的V相作为第二基准相，所以辨别为第二基准相不是C相。在辨别为第二基准相不是C相的情况下(步骤S9：否)，共模噪声降低部42进行第四PWM计数变更处理(步骤S11)。在第四PWM计数变更处理中，共模噪声降低部42将第二系统的C相(U相)分配为为了抵消作为第二基准相的A相(V相)的噪声电流而变更PWM计数的第一计数变更对象相。共模噪声降低部42将第二系统的A相以及B相中与第二基准相不同的一方的相(在该例子中是B相(W相))分配为为了抵消计数变更后的C相(U相)的噪声电流的第二计数变更对象相。
共模噪声降低部42对第二系统的各计数变更对象相(在该例子中，是C相(U相)以及B相(W相))设定用于抵消噪声电流的幅度。关于某个计数变更对象相，为了以不变更电流控制周期Ta内的PWM计数值的合计值的方式变更PWM计数值，只要对该计数变更对象相的PWM计数值例如加上图12A所示的与第一幅度模式对应的幅度或者与第二幅度模式对应的幅度即可。
第二系统的第一计数变更对象相(C相(U相))与第二计数变更对象相(B相(W相))的上下段FET的导通截止模式不同。因此，分配相同的幅度模式。在该实施方式中，对第二系统的第一计数变更对象相(C相(U相))和第二计数变更对象相(B相(W相))分配第一幅度模式。
共模噪声降低部42基于通过步骤S3的处理设定的第二系统的PWM计数，如以下那样对分别针对作为第一计数变更对象相的(C相(U相))以及作为第二计数变更对象相的(B相(W相))的幅度规定值x进行运算。共模噪声降低部42对C相(U相)的PWM计数与应该抵消噪声电流的第二基准相(A相(V相))的PWM计数之差的绝对值进行运算作为针对C相(U相)的幅度规定值x。在该例子中，针对C相(U相)的幅度规定值x为110(＝210－100)。由此，对C相(U相)的PWM计数加上针对C相(U相)的幅度规定值x后的第一运算值为320(＝210+110)，从C相(U相)的PWM计数减去针对C相(U相)的幅度规定值x后的第二运算值为100(＝210－110)。
共模噪声降低部42对第一运算值以及第二运算值中与作为第二基准相的A相(V相)的PWM计数值不同的一方的值(在该例子中是第一运算值)与B相(W相)的PWM计数之差的绝对值进行运算，作为针对B相(W相)的幅度规定值x。在该例子中，针对B相(W相)的幅度规定值x为30(＝320－290)。
共模噪声降低部42基于像这样运算出的针对第二系统的各计数变更对象相的幅度规定值x和分配给该相的幅度模式，设定针对第二系统的各计数变更对象相的各PWM周期Tc的幅度。基于图11B所示的第二系统的PWM计数设定的C相(U相)以及B相(W相)的各PWM周期Tc的幅度如图12B所示。
接下来，共模噪声降低部42根据针对各计数变更对象相的幅度，变更通过步骤S3设定的第二系统的计数变更对象相的PWM计数。更具体而言，共模噪声降低部42通过对通过步骤S3设定的针对第二系统的各PWM周期Tc的计数变更对象相的PWM计数加上计数变更对象相的幅度，来变更针对各PWM周期Tc的计数变更对象相的PWM计数。由此，第四PWM计数变更处理结束。然后，共模噪声降低部42移至步骤S12。
在通过步骤S3设定的第二系统的各相的PWM周期单位的PWM计数是图11B所示那样的值，第二系统的各计数变更对象相的幅度是图12B所示那样的值的情况下，第四PWM计数变更处理后的第二系统的各相的PWM周期单位的PWM计数如图12C所示。在上述步骤S9中，辨别为第二基准相是第二系统的C相的情况下(步骤9：是)，共模噪声降低部42进行第三PWM计数变更处理(步骤S10)。然后，共模噪声降低部42移至步骤S12。第三PWM计数变更处理与上述的步骤S6的第一PWM计数变更处理相同。换句话说，将上述的步骤S6的说明中的第一系统的A相、B相以及C相分别置换为第二系统的A相、B相以及C相即可。该情况下，在该实施方式中，第二系统的U相成为C相，第二系统的V相以及W相中的任意一方成为第二系统的A相，另一方成为第二系统的B相。
步骤S7的第二PWM计数变更处理与上述的步骤S11的第四PWM计数变更处理相同。换句话说，将上述的步骤S11的说明中的第二系统的A相、B相以及C相分别置换为第一系统的A相、B相以及C相即可。该情况下，在该实施方式中，第一系统的W相成为第一系统的C相，第一系统的U相以及V相中在步骤S4设定为第一基准相的相成为第一系统的A相，另一方成为第一系统的B相。
以下，有时将通过步骤S6或者S7变更了PWM计数之后的针对第一系统的各相的各PWM周期Tc的PWM计数以及通过步骤S10或者S11变更了PWM计数之后的针对第二系统的各相的各PWM周期Tc的PWM计数称为“系统内消除用PWM计数”。在步骤S12中，共模噪声降低部42进行用于在系统间降低共模噪声的PWM计数偏移量运算处理。具体而言，共模噪声降低部42基于“系统内消除用PWM计数”对用于在系统间抵消在系统内未抵消噪声电流的部分的PWM计数偏移量进行运算。
以下，以“系统内消除用PWM计数”是图12C所示那样的值的情况为例，对PWM计数偏移量运算处理进行说明。在图12C中，对通过步骤S6或者S7的PWM计数变更处理以及步骤S10或者S11的变更处理而在系统内抵消了噪声电流的相彼此的PWM计数附加下划线。
在第奇数个PWM周期Tc中，第一系统的V相和第二系统的V相是通过上述的PWM计数变更处理在系统内未被抵消噪声电流的相。在第偶数个PWM周期Tc中，第一系统的U相和第二系统的W相是通过上述的PWM计数变更处理在系统内未被抵消噪声电流的相。共模噪声降低部42在第奇数个PWM周期Tc中，对用于通过由第二系统的V相电压产生的噪声电流抵消由第一系统的V相的相电压产生的噪声电流的PWM计数偏移量进行运算。具体而言，共模噪声降低部42在第奇数个PWM周期Tc中，对用于使第一系统的V相PWM计数与第二系统的V相PWM计数之差为零的第一系统用的偏移量(以下，称为“第一偏移量”)、和第二系统用的偏移量(以下，称为“第二偏移量”)进行运算。
例如，共模噪声降低部42求出第奇数个PWM周期Tc的第一系统的V相PWM计数与第二系统的V相PWM计数之差的绝对值的1/2。在该例子中，两者之差的绝对值的1/2为105(＝(310－100)/2)。然后，共模噪声降低部42将第一偏移量设定为－105，并将第二偏移量设定为105。
共模噪声降低部42在第偶数个PWM周期Tc中，对用于通过由第二系统的W相电压产生的噪声电流抵消由第一系统的U相的相电压产生的噪声电流的PWM计数偏移量进行运算。具体而言，共模噪声降低部42在第偶数个PWM周期Tc中，对用于使第一系统的U相PWM计数与第二系统的W相PWM计数之差为零的第一系统用的偏移量(以下，称为“第三偏移量”)、和第二系统用的偏移量(以下，称为“第四偏移量”)进行运算。
例如，共模噪声降低部42求出第偶数个PWM周期Tc的第一系统的U相PWM计数与第二系统的W相PWM计数之差的绝对值的1/2。在该例子中，两者之差的绝对值的1/2为25(＝(260－210)/2)。然后，共模噪声降低部42将第三偏移量设定为25，并将第四偏移量设定为－25。
接下来，共模噪声降低部42基于在步骤S12设定的第一～第四偏移量，变更“系统内消除用PWM计数”(步骤S13)。具体而言，共模噪声降低部42针对“系统内消除用PWM计数”，使第奇数个PWM周期Tc的第一系统的各相的PWM计数偏移(加上)第一偏移量。共模噪声降低部42针对“系统内消除用PWM计数”，使第奇数个PWM周期Tc的第二系统的各相的PWM计数偏移(加上)第二偏移量。
共模噪声降低部42针对“系统内消除用PWM计数”，使第偶数个PWM周期Tc的第一系统的各相的PWM计数偏移(加上)第三偏移量。共模噪声降低部42针对“系统内消除用PWM计数”，使第偶数个PWM周期Tc的第二系统的各相的PWM计数偏移(加上)第四偏移量。
在“系统内消除用PWM计数”是图12C所示那样的值，第一偏移量、第二偏移量、第三偏移量以及第四偏移量分别为－105、105、25以及－25的情况下，步骤S13的处理后的PWM计数如图13A所示。接下来，共模噪声降低部42根据步骤S13的处理后的针对各PWM周期的各系统的各相的PWM计数对针对各PWM周期的各系统的各相的最终的PWM计数进行运算(步骤S14)。
如上述那样，在步骤S1以及S2设定的针对各PWM周期的各系统的各相的PWM计数在步骤S3中，转换为实际定时的PWM计数(与相电压的电平变化定时对应的PWM计数)。然后，基于该实际定时的PWM计数，求出步骤S13的处理后的针对各PWM周期的各系统的各相的PWM计数。
因此，共模噪声降低部42针对步骤S13的处理后的针对各PWM周期的各系统的各相的PWM计数，对在步骤S3中加上了10的PWM计数减去10，并对减去了10的PWM计数加上10。在图13A的例子中，共模噪声降低部42对第一系统的W相的PWM计数以及第二系统的W相加上10，并对第二系统的U相减去10。其结果，针对各PWM周期的各系统的各相的最终的PWM计数如图13B所示。
最后，共模噪声降低部42将在步骤S14得到的针对PWM周期的第一系统的最终的U相、V相以及W相的PWM计数Cu1、Cv1以及Cw1作为针对下次的电流控制周期Ta内的各PWM周期Tc的第一系统的U相、V相以及W相的PWM计数Cu1、Cv1以及Cw1，并给予第一PWM输出部43A。共模噪声降低部42将在步骤S14得到的针对PWM周期的第二系统的最终的U相、V相以及W相的PWM计数Cu2、Cv2以及Cw2作为针对下次的电流控制周期Ta内的各PWM周期Tc的第二系统的U相、V相以及W相的PWM计数Cu2、Cv2以及Cw2，并给予第二PWM输出部43B(步骤S15)。然后，共模噪声降低部42结束这次的电流控制周期Ta的处理。
如图13A所示，在第奇数个PWM周期Tc，第一系统的U相(第一导通截止模式相)的实际定时的PWM计数与第一系统的W相(第二导通截止模式相)的实际定时的PWM计数一致。因此，在第奇数个PWM周期Tc中，由于第一系统的U相的输出电压(相电压)而在第一马达线圈18A侧的寄生电容C1(参照图3)流动的噪声电流被由于第一系统的W相的输出电压(相电压)而在第一马达线圈18A侧的寄生电容C1流动的噪声电流抵消。由此，降低共模噪声。
在第奇数个PWM周期Tc，第二系统的U相(第一导通截止模式相)的实际定时的PWM计数与第二系统的W相(第二导通截止模式相)的实际定时的PWM计数一致。因此，在第奇数个PWM周期Tc，由于第二系统的U相的输出电压(相电压)而在第二马达线圈18B侧的寄生电容C2(参照图3)流动的噪声电流被由于第二系统的W相的输出电压(相电压)而在第二马达线圈18B侧的寄生电容C2流动的噪声电流抵消。由此，降低共模噪声。
并且，在第奇数个PWM周期Tc，第一系统的V相(第一导通截止模式相)的实际定时的PWM计数与第二系统的V相(第二导通截止模式相)的实际定时的PWM计数一致。因此，在第奇数个PWM周期Tc，由于第一系统的V相的输出电压(相电压)而在第一马达线圈18A侧的寄生电容C1(参照图3)流动的噪声电流被由于第二系统的V相的输出电压(相电压)而在第二马达线圈18B侧的寄生电容C2流动的噪声电流抵消。由此，降低共模噪声。
在第偶数个PWM周期Tc中，第一系统的V相(第一导通截止模式相)的实际定时的PWM计数与第一系统的W相(第二导通截止模式相)的实际定时的PWM计数一致。因此，在第偶数个PWM周期Tc，由于第一系统的V相的输出电压(相电压)而在第一马达线圈18A侧的寄生电容C1(参照图3)流动的噪声电流被由于第一系统的W相的输出电压(相电压)而在第一马达线圈18A侧的寄生电容C1流动的噪声电流抵消。由此，降低共模噪声。
在第偶数个PWM周期Tc中，第二系统的U相(第一导通截止模式相)的实际定时的PWM计数与第二系统的V相(第二导通截止模式相)的实际定时的PWM计数一致。因此，在第偶数个PWM周期Tc中，由于第二系统的U相的输出电压(相电压)而在第二马达线圈18B侧的寄生电容C2(参照图3)流动的噪声电流被由于第二系统的V相的输出电压(相电压)而在第二马达线圈18B侧的寄生电容C2流动的噪声电流抵消。由此，降低共模噪声。
并且，在第偶数个PWM周期Tc，第一系统的U相(第一导通截止模式相)的实际定时的PWM计数与第二系统的W相(第二导通截止模式相)的实际定时的PWM计数一致。因此，在第偶数个PWM周期Tc中，由于第一系统的U相的输出电压(相电压)而在第一马达线圈18A侧的寄生电容C1(参照图3)流动的噪声电流被由于第二系统的W相的输出电压(相电压)而在第二马达线圈18B侧的寄生电容C2流动的噪声电流抵消。由此，降低共模噪声。
图13B的第一系统的最终的PWM计数的合计值的两相间之差与图11A的第一系统的最终的PWM计数的合计值的两相间之差相同，图13B的第二系统的最终的PWM计数的合计值的两相间之差与图11A的第二系统的最终的PWM计数的合计值的两相间之差相同。因此，即使通过共模噪声降低部42变更PWM计数，也能够施加想要的电压作为相间电压。
在上述实施方式中，对将该发明应用于电动助力转向装置的马达控制装置的情况进行了说明。然而，该发明也能够应用于电动助力转向装置以外所使用的马达控制装置。另外，在权利要求书所记载的事项的范围能够实施各种设计变更。

Claims (3)

1.一种马达控制装置，控制具有第一系统以及第二系统这两个系统的三相马达线圈的电动马达，其中，上述马达控制装置包含：
PWM计数运算单元，对包含多个PWM周期的每个电流控制周期，运算各系统的各相的PWM计数；
PWM计数设定单元，将针对上述电流控制周期的各系统的各相的PWM计数设定为针对对应的系统以及相的该电流控制周期内的各PWM周期的PWM计数；以及
共模噪声降低单元，
上述共模噪声降低单元包含：
第一降低单元，在上述第一系统中进行第一降噪处理，该第一降噪处理以在上述电流控制周期内的至少一个PWM周期中，由于一个相的输出电压而在寄生电容中流动的电流被由于其它的两相中的至少一个相的输出电压而在寄生电容中流动的电流抵消的方式，变更针对该其它的两相中的至少一个相的PWM周期的PWM计数；
第二降低单元，在上述第二系统中进行第二降噪处理，该第二降噪处理以在上述电流控制周期内的至少一个PWM周期中，由于一个相的输出电压而在寄生电容中流动的电流被由于其它的两相中的至少一个相的输出电压而在寄生电容中流动的电流抵消的方式，变更针对该其它的两相中的至少一个相的PWM周期的PWM计数；以及
第三降低单元，在进行了上述第一降低单元的第一降噪处理以及上述第二降低单元的第二降噪处理之后，在上述电流控制周期内的至少一个PWM周期中，在上述两系统间存在寄生电容中流动的电流未被抵消的相的情况下，进行第三降噪处理，该第三降噪处理使上述第一系统的各相的PWM计数偏移第一规定量，并且使上述第二系统的各相的PWM计数偏移第二规定量，以使在该PWM周期中由于上述两系统间的这些相而在寄生电容中流动的电流被抵消。
2.根据权利要求1所述的马达控制装置，其中，
上述第一降低单元包含：
第一变更单元，变更PWM周期的PWM计数，以使在上述电流控制周期内的规定的一半的PWM周期中，由于作为上述第一系统的一个相的第一相的输出电压而在寄生电容中流动的电流被由于作为其它的两个相中的一相的第二相的输出电压而在寄生电容中流动的电流抵消，且在上述电流控制周期内的上述规定的一半的PWM周期以外的另一半的PWM周期中，由于上述第一相的输出电压而在寄生电容中流动的电流被由于作为其它的两个相中的另一相的第三相的输出电压而在寄生电容中流动的电流抵消；
第二变更单元，变更PWM周期的PWM计数，以使在上述电流控制周期内的规定的一半的PWM周期中，由于作为上述第一系统的一个相的第一相的输出电压而在寄生电容中流动的电流被由于作为其它的两个相中的一相的第二相的输出电压而在寄生电容中流动的电流抵消，且在上述电流控制周期内的上述规定的一半的PWM周期以外的另一半的PWM周期中，由于该第二相的输出电压而在寄生电容中流动的电流被由于作为其它的两个相中的另一相的第三相的输出电压而在寄生电容中流动的电流抵消；以及
第一选择单元，对每个上述电流控制周期，根据规定的判定基准，选择上述第一变更单元以及上述第二变更单元中的任意一方作为用于变更PWM周期的PWM计数的变更单元。
3.根据权利要求2所述的马达控制装置，其中，
上述第二降低单元包含：
第三变更单元，变更PWM周期的PWM计数，以使在上述电流控制周期内的规定的一半的PWM周期中，由于作为上述第二系统的一个相的第四相的输出电压而在寄生电容中流动的电流被由于作为其它的两个相中的一相的第五相的输出电压而在寄生电容中流动的电流抵消，且在上述电流控制周期内的上述规定的一半的PWM周期以外的另一半的PWM周期中，由于上述第四相的输出电压而在寄生电容中流动的电流被由于作为其它的两个相中的另一相的第六相的输出电压而在寄生电容中流动的电流抵消；
第四变更单元，变更PWM周期的PWM计数，以使在上述电流控制周期内的规定的一半的PWM周期中，由于作为上述第二系统的一个相的第四相的输出电压而在寄生电容中流动的电流被由于作为其它的两个相中的一相的第五相的输出电压而在寄生电容中流动的电流抵消，且在上述电流控制周期内的上述规定的一半的PWM周期以外的另一半的PWM周期中，由于该第五相的输出电压而在寄生电容中流动的电流被由于作为其它的两个相中的另一相的第六相的输出电压而在寄生电容中流动的电流抵消；以及
第二选择单元，对每个上述电流控制周期，根据规定的判定基准，选择上述第三变更单元以及上述第四变更单元中的任意一方作为用于变更PWM周期的PWM计数的变更单元。
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