CN109936325B - 马达控制装置 - Google Patents

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Abstract

本发明提供马达控制装置。该马达控制装置包含：PWM计数运算单元，在每个电流控制周期，运算各相的单位电流控制周期的PWM计数；PWM计数设定单元，将针对电流控制周期的各相的单位电流控制周期的PWM计数设定为针对对应的相中的该电流控制周期内的各PWM周期的单位PWM周期的PWM计数；以及PWM计数变更单元，在电流控制周期中，变更由PWM计数设定单元设定的各相的单位PWM周期的PWM计数中的至少一个相的单位PWM周期的PWM计数，以使与该相对应的开关元件的开关次数减少而不变更该电流控制周期内该相PWM计数的合计值。

Description

马达控制装置
相关申请的交叉引用
本申请主张于2017年12月19提出的日本专利申请2017-242896号的优先权，并在此引用其全部内容。
技术领域
本发明涉及用于对电动马达进行PWM(Pulse Width Modulation：脉冲宽度调制)驱动的马达控制装置。
背景技术
在对三相电动马达进行矢量控制的马达控制装置中，对每个电流控制周期运算二相电流指令值。基于该二相电流指令值与二相电流检测值的偏差来运算二相电压指令值。通过使用电动马达的旋转角对该二相电压指令值进行二相·三相转换，来运算U相、V相以及W相的相电压指令值(三相电压指令值)。而且，生成与该U相、V相以及W相的相电压指令值分别对应的占空比的U相PWM信号、V相PWM信号以及W相PWM信号，并供给至三相逆变电路(马达驱动电路)。
通过根据U相PWM信号、V相PWM信号以及W相PWM信号控制构成该三相逆变电路的6个开关元件，来对三相电动马达施加与三相电压指令值相当的电压。由此，控制为流过三相电动马达的马达电流与二相电流指令值相等。(参照日本特开平1－50766号公报)
在上述的马达控制装置中，由于三相逆变电路内的开关元件发热，所以设置有用于冷却开关元件的散热部件。因此，具有装置大型化的问题。
发明内容
本发明的目的在于提供一种能够抑制驱动电路的发热的马达控制装置。
本发明的一个方式的马达控制装置的结构上的特征在于包含用于向电动马达供给电力的驱动电路，该驱动电路具有设置于多个相的每一相的上段侧开关元件和下段侧开关元件的串联电路，上述串联电路与电源并联连接，电流控制周期内包含有多个PWM周期，该马达控制装置基于在电流控制周期内的每个PWM周期生成的PWM信号控制上述驱动电路内的开关元件，本发明的一个方式的马达控制装置的结构上的特征在于，包含：PWM计数运算单元，在每个电流控制周期，运算各相的单位电流控制周期的PWM计数；PWM计数设定单元，将针对上述电流控制周期的各相的单位电流控制周期的PWM计数设定为针对对应的相中的该电流控制周期内的各PWM周期的单位PWM周期的PWM计数；以及PWM计数变更单元，在上述电流控制周期中，变更由上述PWM计数设定单元设定的各相的单位PWM周期的PWM计数中的至少一个相的单位PWM周期的PWM计数，以使与该相对应的开关元件的开关次数减少而不变更该电流控制周期内该相PWM计数的合计值。
附图说明
通过以下参照附图对本发明的优选实施方式进行的详细描述，本发明前述的和其它的特点和优点得以进一步明确。其中，附图标记表示本发明的要素，其中，
图1是表示应用本发明的一个实施方式所涉及的马达控制装置的电动助力转向装置的简要结构的示意图。
图2是表示ECU的电气结构的框图。
图3是主要表示马达驱动电路的结构的电气电路图。
图4A是表示PWM信号的周期Tc与电流控制周期Ta的关系的示意图。
图4B是表示载波波形的波形图。
图4C是用于对PWM信号的生成方法进行说明的示意图。
图5是表示针对检测转向操纵转矩T的辅助电流值Ia＊的设定例的图。
图6是用于对由开关次数减少部进行的开关次数减少的基本想法进行说明的说明图。
图7是用于对在某个PWM周期中，在占空比为100％的相和占空比为0％的相混合的情况下，在该PWM周期的整个期间平滑电容器为放电模式进行说明的说明图。
图8是用于对开关次数减少部的动作的一个例子进行说明的流程图。
图9A是表示在载波波形为三角波的情况下，在步骤S1中设定的各相的单位PWM周期的PWM计数的一个例子的示意图。
图9B是表示两种振幅模式的一个例子的示意图。
图9C是表示各相的每个PWM周期的振幅的一个例子的示意图。
图9D是表示针对各PWM周期的各相的最终的PWM计数的一个例子的示意图。
图10是用于对由开关次数减少部进行的开关次数减少的基本想法进行说明的说明图。
图11A是表示载波波形的波形图。
图11B是用于对PWM信号的生成方法进行说明的示意图。
图12是用于对由开关次数减少部进行的开关次数减少的基本想法进行说明的说明图。
图13A是表示在载波波形为锯齿波的情况下，在步骤S1中设定的各相的单位PWM周期的PWM计数的一个例子的示意图。
图13B是表示两种振幅模式的一个例子的示意图。
图13C是表示各相的每个PWM周期的振幅的一个例子的示意图。
图13D是表示针对各PWM周期的各相的最终的PWM计数的一个例子的示意图。
图14是用于对由开关次数减少部进行的开关次数减少的基本想法进行说明的说明图。
具体实施方式
以下，参照附图对将本发明应用于电动助力转向装置的情况的实施方式进行详细说明。图1是表示应用本发明的一个实施方式的马达控制装置的电动助力转向装置的简要结构的示意图。电动助力转向装置(EPS:electric power steering)1具备方向盘2、转向机构4以及转向操纵辅助机构5。方向盘2是用于操控车辆方向的转向操纵部件。转向机构4与该方向盘2的旋转连动地使转向轮3转向。转向操纵辅助机构5辅助驾驶员的转向操纵。方向盘2和转向机构4经由转向轴6以及中间轴7机械地连结。
转向轴6包含与方向盘2连结的输入轴8以及与中间轴7连结的输出轴9。输入轴8和输出轴9经由扭杆10连结为能够相对旋转。在扭杆10的附近配置有转矩传感器11。转矩传感器11基于输入轴8以及输出轴9的相对旋转位移量，来检测对方向盘2赋予的转向操纵转矩T。在本实施方式中，由转矩传感器11检测的转向操纵转矩T例如将用于朝向右方的转向操纵的转矩检测为正值，将用于朝向左方的转向操纵的转矩检测为负值。其绝对值越大转向操纵转矩的大小越大。
转向机构4由包含小齿轮轴13和作为转向轴的齿条轴14的齿条小齿轮机构构成。在齿条轴14的各端部，经由转向横拉杆15以及转向节臂(省略图示)连结有转向轮3。小齿轮轴13与中间轴7连结。小齿轮轴13与方向盘2的转向操纵连动而旋转。在小齿轮轴13的前端(在图1中为下端)连接有小齿轮16。
齿条轴14沿着汽车的左右方向延伸成直线状。在齿条轴14的轴向的中间部形成有与小齿轮16啮合的齿条17。通过该小齿轮16以及齿条17，小齿轮轴13的旋转被转换为齿条轴14的轴向移动。通过使齿条轴14沿轴向移动，能够使转向轮3转向。
若方向盘2被转向操纵(旋转)，则该旋转经由转向轴6以及中间轴7传递至小齿轮轴13。而且，小齿轮轴13的旋转通过小齿轮16以及齿条17被转换为齿条轴14的轴向移动。由此，转向轮3被转向。转向操纵辅助机构5包含转向操纵辅助用的电动马达18、以及用于将电动马达18的输出转矩传递至转向机构4的减速机构19。在本实施方式中，电动马达18是三相无刷马达。在电动马达18中，配置有用于检测电动马达18的转子的旋转角的例如由分解器构成的旋转角传感器23。减速机构19由包含蜗杆轴20和与该蜗杆轴20啮合的蜗轮21的蜗轮蜗杆机构构成。
蜗杆轴20被电动马达18旋转驱动。蜗轮21被连结为能够与转向轴6能够一体旋转。蜗轮21被蜗杆轴20旋转驱动。若蜗杆轴20被电动马达18旋转驱动，则蜗轮21被旋转驱动，转向轴6旋转。而且，转向轴6的旋转经由中间轴7传递至小齿轮轴13。小齿轮轴13的旋转被转换为齿条轴14的轴向移动。由此，转向轮3被转向。即，通过电动马达18旋转驱动蜗杆轴20，从而能够进行基于电动马达18的转向操纵辅助。
在车辆设置有用于检测车速V的车速传感器24。由转矩传感器11检测的转向操纵转矩T、由车速传感器24检测的车速V、旋转角传感器23的输出信号等被输入至ECU(电子控制单元：Electronic Control Unit)12。ECU12基于这些输入信号来控制电动马达18。
图2是表示ECU12的整体的电气结构的框图。ECU12包含有微型计算机31、以及通过微型计算机31来控制并向电动马达18供给电力的马达驱动电路32。图3是主要表示马达驱动电路32的结构的电气电路图。电动马达18例如是三相无刷马达。电动马达18具备作为磁场的转子(省略图示)、以及包含U相、V相及W相的定子线圈18U、18V、18W的定子。
马达驱动电路32是三相逆变电路。马达驱动电路32包含与电源(电池)100串联连接的平滑电容器101、多个开关元件111～116、以及多个二极管121～126。平滑电容器101连接在电源100的两端子间。在本实施方式中，各开关元件111～116由n沟道型的FET(FieldEffect Transistor：场效应晶体管)构成。FET可以为以硅为主要成分的Si－FET，也可以为以碳化硅为主要成分的SiC－FET，也可以为以氮化镓为主要成分的GaN－FET。以下，有将开关元件111～116称为FET111～116的情况。
多个FET111～116包含U相用的上段FET111和与其串联连接的U相用的下段FET112、V相用的上段FET113和与其串联连接的V相用的下段FET114、以及W相用的上段FET115和与其串联连接的W相用的下段FET116。各开关元件111～116分别与二极管121～126反并联连接。
上段FET111、113、115的漏极与平滑电容器101的正极侧端子连接。上段FET111、113、115的源极分别与下段FET112、114、116的漏极连接。下段FET112、114、116的源极与平滑电容器101的负极侧端子连接。U相的上段FET111和下段FET112的连接点与电动马达18的U相定子线圈18U连接。V相的上段FET113和下段FET114的连接点与电动马达18的V相定子线圈18V连接。W相的上段FET115和下段FET116的连接点与电动马达18的W相定子线圈18W连接。各FET111～116基于从后述的PWM输出部48(参照图2)输出的PWM信号来控制。
返回到图2，在用于连接马达驱动电路32和电动马达18的电力供给线上设置有2个电流传感器33、34。这些电流传感器33、34设置为能够检测在用于连接马达驱动电路32和电动马达18的3根电力供给线中的2根电力供给线中流动的相电流。微型计算机31具备CPU以及存储器(ROM、RAM、非易失性存储器等。)。微型计算机31通过执行规定的程序来作为多个功能处理部发挥作用。该多个功能处理部包括辅助电流值设定部41、电流指令值设定部42、电流偏差运算部43、PI(比例积分)控制部44、二相·三相转换部45、PWM占空比运算部(PWMDuty运算部)46、开关次数减少部47、PWM输出部48、三相·二相转换部49、旋转角运算部50、旋转速度运算部51以及旋转角推断部52。
如图4A所示，PWM信号的周期(以下，称为“PWM周期”。)Tc比电流控制周期Ta小。在这里，所谓的电流控制周期Ta是马达电流的控制循环的运算周期。该电流控制周期Ta考虑程序的规模、微型计算机31的运算能力等来决定。在本实施方式中，在本次电流控制周期Ta内的最初的时机通过PWM占空比运算部46更新PWM计数。更新后的PWM计数Cu、Cv、Cw被输出。在本实施方式中，Tc是Ta的1/8。换言之，在电流控制周期Ta内包含8个周期的量的PWM周期Tc。有将8个周期的量的PWM周期Tc的最初的周期称为第一个周期，将其以后的周期称为第二个、第三个、…、第七个、第八个周期的情况。另外，有用i(i＝1、2、…、7、8)表示PWM周期的周期编号的情况。此外，PWM信号的频率(＝1/Tc)被称为载波频率。
对本实施方式中的PWM波形生成方法进行说明。在本实施方式中，在微型计算机31内，利用未图示的计数器向上计数以及向下计数由未图示的时钟产生器生成的PWM时钟频率的时钟。若在横轴上取时间、在纵轴上取计数值来图示该计数器的计数值，则如图4B所示。在这里，计数值解释为无符号整数。另外，有将计数值称为载波计数的情况。图4B的波形为载波波形。在本实施方式中，载波波形为三角波。三角波的1个周期与Tc相等。根据载波波形的最大值，换句话说计数值的最大值，来决定PWM信号的频率(载波频率)。在本实施方式中，PWM时钟频率为100[MHz]，PWM信号的频率(以下，称为“PWM频率”。)设定为100[kHz]。由此，PWM计数值的最大值(以下，有称为“PWM计数最大值”的情况)为100，000，000÷100，000÷2＝500。因为向上向下计数，所以将100，000，000/100，000除以2。PWM计数值的最小值(以下，有称为“PWM计数最小值”的情况)为0。
如图4C所示，PWM输出部48(参照图2)对被赋予的PWM计数和计数器的计数值进行比较，对马达驱动电路32(参照图2)输出高信号或者低信号。PWM输出部48例如在计数器的计数值≤PWM计数成立的期间输出高信号(或者低信号)，除此以外输出低信号(或者高信号)。该高信号以及低信号为PWM信号。
在载波波形为三角波的情况下，相对于载波周期(PWM周期)的中心对称地具有开关时机。作为PWM周期Tc内的上段FET111、113、115的导通截止状态的变化模式(导通截止模式)，有以下2个模式。第一导通截止模式：从载波计数开始来看，按照导通状态→截止状态→导通状态变化的模式。在第一导通截止模式下，某一相的三相电压指令值(从图2的二相·三相转换部45输出)越高，针对该相的单位电流控制周期Ta的PWM计数成为越大的值。在该情况下，某一相的单位PWM周期Tc的PWM计数越大，上段FET的导通时间相对于该相的该PWM周期之比(占空比)越大。
第二导通截止模式：从载波计数开始来看，按照截止状态→导通状态→截止状态变化的模式。在第二导通截止模式下，某一相的三相电压指令值越高，针对该相的电流控制周期Ta的PWM计数为越小的值。在该情况下，某一相的单位PWM周期Tc的PWM计数越大，上段FET的导通时间相对于该相的该PWM周期之比(占空比)越小。
此外，PWM周期内的下段FET112、114、116的导通截止模式与上段FET的导通截止模式相反。在本实施方式中，U相、V相以及W相的上段FET111、113、115被控制为成为第一导通截止模式。返回到图2，旋转角运算部50基于旋转角传感器23的输出信号，对每个电流控制周期Ta运算电动马达18的转子的旋转角θ(电角度)。由旋转角运算部50运算的转子旋转角θ被赋予给三相·二相转换部49、旋转速度运算部51以及旋转角推断部52。在本实施方式中，获取(检测)转子旋转角θ的时机为电流控制周期Ta的中央时刻。
旋转速度运算部51通过对由旋转角运算部50运算的转子旋转角θ进行时间微分，来运算电动马达18的转子的旋转速度(角速度)ω。由旋转速度运算部51运算的旋转速度ω被赋予给旋转角推断部52。旋转角推断部52使用在前一次的电流控制周期Ta中获取的前一次的电流控制周期Ta的中央时刻的转子旋转角θ(m－1)，基于下式(1)，来推断下一次的电流控制周期Ta的中央时刻的转子旋转角θ(m+1)。
θ(m+1)＝θ(m－1)+ω·2Ta…(1)
通过旋转角推断部52推断出的下一次的电流控制周期Ta中的转子旋转角θ(m+1)被赋予给二相·三相转换部45。辅助电流值设定部41基于由转矩传感器11检测的检测转向操纵转矩T和由车速传感器24检测的车速V，对每个电流控制周期Ta设定辅助电流值Ia＊。在图5示出针对检测转向操纵转矩T的辅助电流值Ia＊的设定例。对于检测转向操纵转矩T而言，例如将用于朝向右方的转向操纵的转矩取为正值，将用于朝向左方的转向操纵的转矩取为负值。另外，对于辅助电流值Ia＊而言，在应使电动马达18产生用于右方转向操纵的转向操纵辅助力时设为正值，在应使电动马达18产生用于左方转向操纵的转向操纵辅助力时设为负值。对于辅助电流值Ia＊而言，针对检测转向操纵转矩T的正值取正，针对检测转向操纵转矩T的负值取负。
在检测转向操纵转矩T为－T1～T1(例如，T1＝0.4N·m)的范围(转矩死区)的微小值时，辅助电流值Ia＊被设为零。而且，在检测转向操纵转矩T为－T1～T1的范围外的值的情况下，设定为检测转向操纵转矩T的绝对值越大，辅助电流值Ia＊的绝对值越大。另外，设定为由车速传感器24检测的车速V越大，辅助电流值Ia＊的绝对值越小。由此，在低速行驶时转向操纵辅助力增大，在高速行驶时转向操纵辅助力减小。
电流指令值设定部42基于由辅助电流值设定部41设定的辅助电流值Ia＊，将应流过dq坐标系的坐标轴的电流值设定为电流指令值。具体而言，电流指令值设定部42设定d轴电流指令值Id ＊以及q轴电流指令值Iq ＊(以下，在对它们进行统称时，称为“二相电流指令值Idq ＊”。)。更具体而言，电流指令值设定部42将q轴电流指令值Iq ＊设为由辅助电流值设定部41设定的辅助电流值Ia＊，另一方面，将d轴电流指令值Id ＊设为零。由电流指令值设定部42设定的二相电流指令值Idq ＊被赋予给电流偏差运算部43。
三相·二相转换部49首先根据由电流传感器33、34检测的2相的量的相电流，来运算U相电流IU、V相电流IV以及W相电流IW(以下，在对它们进行统称时，称为“三相检测电流IUVW”。)。而且，三相·二相转换部49将UVW坐标系的三相检测电流IUVW坐标转换为dq坐标系的二相检测电流Idq。二相检测电流Idq由d轴检测电流Id以及q轴检测电流Iq构成。在该坐标转换中，使用由旋转角运算部50运算的转子旋转角θ。
电流偏差运算部43运算d轴检测电流Id相对于d轴电流指令值Id ＊的偏差以及q轴检测电流Iq相对于q轴电流指令值Iq ＊的偏差。这些偏差被赋予给PI控制部44。PI控制部44进行针对由电流偏差运算部43运算出的电流偏差的PI运算。由此，PI控制部44生成应对电动马达18施加的二相电压指令值Vdq ＊(d轴电压指令值Vd ＊以及q轴电压指令值Vq ＊)。该二相电压指令值Vdq ＊被赋予给二相·三相转换部45。
二相·三相转换部45使用在本次的电流控制周期Ta中由旋转角推断部52运算出的针对下一次的电流控制周期Ta的旋转角推断值θ(m+1)对在本次的电流控制周期Ta中由PI控制部44运算出的二相电压指令值Vdq ＊进行二相·三相转换。由此，二相·三相转换部45运算针对下一次的电流控制周期Ta的三相电压指令值VUVW ＊。三相电压指令值VUVW ＊由U相电压指令值VU ＊、V相电压指令值VV ＊以及W相电压指令值VW ＊构成。由此，得到针对下一次的电流控制周期Ta的三相电压指令值VUVW ＊。
通过二相·三相转换部45获得的针对下一次的电流控制周期Ta的三相电压指令值VUVW ＊被赋予给PWM占空比运算部46。PWM占空比运算部46基于针对下一次的电流控制周期Ta的三相电压指令值VUVW ＊，生成针对下一次的电流控制周期Ta的U相PWM计数(PWM占空比)、V相PWM计数以及W相PWM计数，并赋予给开关次数减少部47。
在本实施方式中，各相的上段FET111、113、115被控制为成为第一导通截止模式。因此，U相的PWM计数例如如以下那样求出。即，PWM占空比运算部46使用通过二相·三相转换部45获得的针对某一电流控制周期Ta的U相电压指令值VU ＊、以及PWM计数最大值，基于下式(2)，运算针对该电流控制周期Ta的U相PWM计数Cu。
Cu＝VU ＊×(PWM计数最大值/Vb)
＝VU ＊×(500/Vb)…(2)
在上述式(2)中，Vb是马达驱动电路32的电源电压(电源100的输出电压)。V相PWM计数Cv能够通过代替上述式(2)的右边的U相电压指令值VU ＊而使用V相电压指令值VV ＊来运算。另外，W相PWM计数Cw能够通过代替上述式(2)的右边的U相电压指令值VU ＊而使用W相电压指令值VW ＊来运算。
开关次数减少部47是为了通过减少与UVW这3相中的至少一个相对应的开关元件的电流控制周期Ta内的开关次数，来减少该相的开关元件的开关损失而设置的。若能够减少与至少一个相对应的开关元件的开关损失，则能够抑制马达驱动电路32的发热。
开关次数减少部47对由PWM占空比运算部46赋予的针对下一次的电流控制周期Ta的U相PWM计数Cu、V相PWM计数Cv以及W相PWM计数Cw，进行用于减少电流控制周期Ta内的开关次数的处理(开关次数减少处理)。由此，得到针对下一次的电流控制周期Ta内的各PWM周期Tc的U相PWM计数、V相PWM计数以及W相PWM计数。有关开关次数减少部47的动作的详细内容将在后面描述。
由开关次数减少部47进行的开关次数减少处理后的针对下一次的电流控制周期Ta内的各PWM周期Tc的U相PWM计数、V相PWM计数以及W相PWM计数被赋予给PWM输出部48。PWM输出部48遍及多个电流控制周期存储有由开关次数减少部47赋予的针对电流控制周期Ta内的各PWM周期Tc的U相PWM计数、V相PWM计数以及W相PWM计数。
PWM输出部48基于在前一次的电流控制周期Ta中由开关次数减少部47赋予的针对本次的电流控制周期Ta内的各PWM周期Tc的U相PWM计数、V相PWM计数以及W相PWM计数，生成针对本次的电流控制周期Ta内的各PWM周期Tc的U相PWM信号、V相PWM信号以及W相PWM信号，并供给至马达驱动电路32。具体而言，PWM输出部48对本次的电流控制周期Ta内的每个PWM周期Tc，生成与针对该电流控制周期Ta内的各PWM周期Tc的U相PWM计数、V相PWM计数以及W相PWM计数分别对应的占空比的U相PWM信号、V相PWM信号以及W相PWM信号，并供给至马达驱动电路32。
通过由PWM输出部48赋予的PWM信号来控制构成马达驱动电路32的6个FET111～116。由此，与每个PWM周期Tc的三相电压指令值VUVW ＊相当的电压被施加给电动马达18的各相的定子线圈18U、18V、18W。电流偏差运算部43以及PI控制部44构成电流反馈控制单元。通过该电流反馈控制单元的动作，流过电动马达18的马达电流被控制为接近通过电流指令值设定部42设定的二相电流指令值Idq ＊。
以下，对开关次数减少部47进行详细说明。首先，参照图6，对由开关次数减少部47进行的开关次数减少的基本想法进行说明。如后述那样，开关次数减少部47首先将由PWM占空比运算部46赋予的针对下一次的电流控制周期Ta的U相、V相以及W相的PWM计数Cu、Cv以及Cw设定为针对下一次的电流控制周期Ta内的各PWM周期Tc的U相、V相以及W相的PWM计数Cu、Cv以及Cw。之后，开关次数减少部47为了减少马达驱动电路32内的FET111～116的开关次数，变更针对下一次的电流控制周期Ta内的各PWM周期Tc的U相、V相以及W相的PWM计数中的至少一个相的PWM计数。
图6(a1)示出了单位PWM周期的PWM计数被设定之后，且单位PWM周期的PWM计数被变更之前的某一电流控制周期Ta内的各PWM周期Tc中的U相的上段FET111的导通截止状态。在图6(a1)的例子中，示出了上段FET111的导通时间相对于PWM周期之比(占空比)大于50％的情况下的例子。
考虑变更电流控制周期Ta内的各PWM周期的PWM计数，以满足针对电流控制周期Ta内的一半的PWM周期的占空比为100％，并且该电流控制周期Ta内的各PWM周期的占空比(PWM计数)的总和不变的第一条件。图6(a2)示出了将第奇数个PWM周期中的占空比变更为100％，并减少第偶数个PWM周期的占空比，以满足上述第一条件的情况下的例子。在该情况下，可知电流控制周期Ta内的上段FET111的开关次数被减少。
图6(a3)示出了变更电流控制周期Ta内的各PWM周期的占空比，以满足上述第一条件并且占空比为100％的PWM周期每次连续2个周期的情况下的例子。在这种情况下，也可知电流控制周期Ta内的上段FET111的开关次数被减少。图6(b1)示出了单位PWM周期的PWM计数被设定之后，且单位PWM周期的PWM计数被变更之前的某一电流控制周期Ta内的各PWM周期Tc中的U相的上段FET111的导通截止状态。在图6(b1)的例子中，示出了上段FET111的导通时间相对于PWM周期之比(占空比)小于50％的情况下的例子。
考虑变更电流控制周期Ta内的各PWM周期的PWM计数，以满足针对电流控制周期Ta内的一半的PWM周期的占空比为0％，并且该电流控制周期Ta内的各PWM周期的占空比(PWM计数)的总和不变的第二条件。图6(b2)示出了将第奇数个PWM周期中的占空比变更为0％，并增加第偶数个PWM周期的占空比，以满足上述第二条件情况下的例子。在该情况下，可知电流控制周期Ta内的上段FET111的开关次数并未减少。
图6(b3)示出了变更电流控制周期Ta内的各PWM周期的占空比，以满足上述第二条件并且占空比为0％的PWM周期每次连续2个周期的情况下的例子。在该情况下，可知电流控制周期Ta内的上段FET111的开关次数被减少。换句话说，在载波波形为三角波，各相的上段FET111、113、115被控制为成为第一导通截止模式的情况下，在至少一个相中，若变更电流控制周期Ta内的PWM周期的PWM计数以满足以下的条件A1或者条件B1，则能够减少该相的FET的开关次数。
条件A1：针对电流控制周期Ta内的至少一个PWM周期的占空比为100％，并且该电流控制周期Ta内的各PWM周期的占空比的总和不变的条件
条件B1：在电流控制周期Ta内占空比为0％的PWM周期连续2个以上，并且该电流控制周期Ta内的各PWM周期的占空比的总和不变的条件
此外，在某一PWM周期中，在占空比为100％的相和占空比为0％的相混合的情况下，在该PWM周期的整个期间平滑电容器101(参照图3)成为放电模式。这样，存在平滑电容器101中不蓄积有电荷，平滑电容器101不发挥作用的可能。因此，在各PWM周期中，优选变更PWM计数，以使占空比为100％的相和占空比为0％的相不混合。
关于这一点，参照图7进行说明。图7(a)示出了与对某一PWM周期设定的PWM计数相应的U相、V相以及W相的上段FET111、113、115的导通截止状态、和平滑电容器101的充放电模式。平滑电容器101在所有相的上段FET111、113、115导通时或者所有相的上段FET111、113、115截止时成为充电模式。另一方面，在存在上段FET111、113、115导通的相和上段FET111、113、115截止的相时，平滑电容器101成为放电模式。在图7(a)的PWM周期中，平滑电容器101的充电和放电交替地进行。图7(b)以及图7(c)示出了变更与图7(a)对应的PWM计数，以使在相同的PWM周期中占空比100％的相和占空比0％的相不混合的情况下的例子。图7(b)所示的UVW相的上段FET111、113、115的导通截止模式和图7(c)所示的UVW各相的上段FET111、113、115的导通截止模式例如每2个周期切换。
在图7(b)中，针对U相的上段FET111的占空比设定为100％，针对V相以及W相的上段FET113、115的占空比设定为大于0％并且小于100％的值。在图7(c)中，针对V相以及W相的上段FET113、115的占空比设定为0％，针对U相的上段FET111的占空比设定为大于0％并且小于100％的值。在应用图7(b)的导通截止模式的PWM周期以及应用图7(c)的导通截止模式的PWM周期的任意一个中，平滑电容器101的充电和放电交替地进行。
图7(d)示出了占空比100％的相和占空比0％的相在相同的PWM周期中混合的情况下的例子。如图7(d)所示，占空比100％的相和占空比0％的相在相同的PWM周期中混合。在该情况下，由于一直存在上段FET导通的相和上段FET截止的相，所以在该PWM周期中仅进行平滑电容器101的放电。
图8是用于对开关次数减少部的动作的一个例子进行说明的流程图。开关次数减少部47(参照图2)首先将由PWM占空比运算部46赋予的针对下一次的电流控制周期Ta的U相、V相以及W相的PWM计数Cu、Cv以及Cw设定为针对下一次的电流控制周期Ta内的各PWM周期Tc的U相、V相以及W相的PWM计数Cu、Cv以及Cw(步骤S1)。
图9A是表示在步骤S1中设定的电流控制周期Ta内的各PWM周期Tc中的U相、V相以及W相的PWM计数Cu、Cv以及Cw的一个例子的示意图。接下来，开关次数减少部47对UVW的各相设定用于减少开关次数的振幅(步骤S2)。换言之，开关次数减少部47设定用于在各相中变更PWM计数以满足上述条件A1或者B1的振幅。
关于某一相，为了以电流控制周期Ta内的单位PWM周期的PWM计数的合计值不被变更的方式变更PWM计数，对该相的PWM计数例如加上与图9B的第一振幅模式相应的振幅或者与图9B的第二振幅模式相应的振幅即可。图9B内的x是用于规定振幅的绝对值的振幅规定值。在本实施方式中，对各相(U相、V相以及W相)分配第二振幅模式，以使能够满足上述条件B1内的“占空比为0％的PWM周期连续2个以上”这样的条件。
开关次数减少部47以如下方式运算针对各相的振幅规定值x。即，开关次数减少部47首先将UVW的各相分为在步骤S1中设定的单位PWM周期的PWM计数(在本实施方式中，与由PWM占空比运算部46赋予的单位电流控制周期的PWM计数相同)为PWM计数最大值的1/2以上的高计数相、和小于PWM计数最大值的1/2的低计数相。在本例中，由于PWM计数最大值为500，所以PWM计数最大值的1/2为250。
此外，开关次数减少部47也可以分为在步骤S1中设定的单位PWM周期的PWM计数大于PWM计数最大值的1/2的相亦即高计数相、和在步骤S1中设定的单位PWM周期的PWM计数为PWM计数最大值的1/2以下的低计数相。接下来，关于属于高计数相的相，开关次数减少部47将该相的单位PWM周期的PWM计数与PWM计数最大值之差(PWM计数最大值－该相的单位PWM周期的PWM计数)设定为针对该相的振幅规定值x。关于属于低计数相的相，开关次数减少部47将该相的单位PWM周期的PWM计数与PWM计数最小值(0)之差(该相的单位PWM周期的PWM计数－PWM计数最小值)设定为针对该相的振幅规定值x。
在图9A的例子中，U相的PWM计数为400，由于为PWM计数最大值的1/2以上，所以针对U相的振幅规定值x为100(＝500－400)。另外，V相的PWM计数为300，由于为PWM计数最大值的1/2以上，所以针对V相的振幅规定值x为200(＝500－300)。另外，W相的PWM计数为100，由于小于PWM计数最大值的1/2，所以针对W相的振幅规定值x为100(＝100－0)。
开关次数减少部47基于这样运算出的针对各相的振幅规定值x和该相中应用的振幅模式(在本例中各相均为第二振幅模式)，设定针对各相的各PWM周期Tc的振幅。在图9C示出基于图9A所示的各相的单位PWM周期的PWM计数设定的U相、V相以及W相的各PWM周期Tc的振幅。
接下来，开关次数减少部47进行用于变更各相的PWM计数的PWM计数变更处理(步骤S3)。具体而言，开关次数减少部47根据针对各相的振幅，变更通过步骤S1设定的各相的PWM计数。更具体而言，开关次数减少部47通过对通过步骤S1设定的针对各相的各PWM周期Tc的PWM计数加上对应的相的振幅，来变更针对各相的各PWM周期Tc的PWM计数。由此，PWM计数变更处理结束。
接下来，开关次数减少部47将步骤S3的PWM计数变更处理后的针对各PWM周期的U相、V相以及W相的PWM计数Cu、Cv以及Cw作为针对下一次的电流控制周期Ta内的各PWM周期Tc的最终的U相、V相以及W相的PWM计数Cu、Cv以及Cw，并赋予给PWM输出部48(步骤S4)。然后，开关次数减少部47结束本次的电流控制周期Ta中的开关次数减少处理。
在通过步骤S1设定的各相的单位PWM周期的PWM计数为图9A所示的值，各相的振幅为图9C所示的值的情况下，各相的单位PWM周期的最终的PWM计数如图9D所示。如图9D所示，在周期编号i为1、2、5以及6的PWM周期中，U相以及V相的PWM计数被变更为500。换句话说，在周期编号i为1、2、5以及6的PWM周期中，U相以及V相的占空比被变更为100％。另外，在周期编号i为3、4、7以及8的PWM周期中，W相的PWM计数被变更为0。换句话说，在周期编号i为3、4、7以及8的PWM周期中，W相的占空比被变更为0％。然而，各相中的电流控制周期Ta内的单位PWM周期的PWM计数的合计值与图9A的对应的相的合计值相同。
换句话说，在图9A～图9D所示的例子中，对于U相以及V相，变更电流控制周期Ta内的各PWM周期的PWM计数，以满足上述条件A1。另外，对于W相，变更电流控制周期Ta内的各PWM周期的PWM计数，以满足上述条件B1。因此，在本例中，能够减少马达驱动电路32内的所有的相的FET111～116的开关次数。
如图9D所示，在所有的PWM周期中，PWM计数为500的相和PWM计数为0的相不混合。因此，在各PWM周期中，进行平滑电容器101的充电以及放电。这样的情况通过如下方法来实现，即，作为针对在部分PWM周期中PWM计数变更为PWM计数最大值的相的振幅模式以及针对在部分PWM周期中PWM计数变更为PWM计数最小值的相的振幅模式，使用相同的振幅模式。
以上，对本发明的一个实施方式进行了说明，但本发明也能够进一步以其它方式来实施。例如，在上述的实施方式中，对载波波形为三角波，各相的上段FET111、113、115被控制为成为第一导通截止模式的情况进行了说明。但是，本发明也能够应用于载波波形是三角波，各相的上段FET111、113、115被控制为成为第二导通截止模式的情况。
在该情况下，U相的单位电流控制周期的PWM计数例如如以下那样求出。即，PWM占空比运算部46使用通过二相·三相转换部45获得的针对某一电流控制周期Ta的U相电压指令值VU ＊和PWM计数最大值，基于下式(3)，来运算针对该电流控制周期Ta的U相PWM计数Cu。
Cu＝PWM计数最大值－{VU ＊×(PWM计数最大值/Vb)}
＝500－{VU ＊×(500/Vb)}…(3)
在上述式(3)中，Vb是马达驱动电路32的电源电压(电源100的输出电压)。V相PWM计数Cv能够通过代替上述式(3)的右边的U相电压指令值VU ＊而使用V相电压指令值VV ＊来运算。另外，W相PWM计数Cw能够通过代替上述式(3)的右边的U相电压指令值VU ＊而使用W相电压指令值VW ＊来运算。
对载波波形是三角波，各相的上段FET111、113、115被控制为成为第二导通截止模式的情况下的开关次数减少部47进行说明。参照图10，对由开关次数减少部47进行的开关次数减少的基本想法进行说明。图10(a1)示出了在单位PWM周期的PWM计数被设定之后，且单位PWM周期的PWM计数被变更之前的某一电流控制周期Ta内的各PWM周期Tc中的U相的上段FET111的导通截止状态。在图10(a1)的例子中，示出了上段FET111的导通时间相对于PWM周期之比(占空比)大于50％的情况下的例子。
考虑变更电流控制周期Ta内的各PWM周期的PWM计数，以满足针对电流控制周期Ta内的一半的PWM周期的占空比为100％，并且该电流控制周期Ta内的各PWM周期的占空比(PWM计数)的总和不变的第一条件。图10(a2)示出了将第奇数个PWM周期中的占空比变更为100％，并减少第偶数个PWM周期的占空比，以满足上述第一条件的情况下的例子。在该情况下，可知电流控制周期Ta内的上段FET111的开关次数并未减少。
图10(a3)示出了变更电流控制周期Ta内的各PWM周期的占空比，以满足上述第一条件并且占空比为100％的PWM周期每次连续2个周期的情况下的例子。在该情况下，可知电流控制周期Ta内的上段FET111的开关次数被减少。图10(b1)示出了单位PWM周期的PWM计数被设定之后，且单位PWM周期的PWM计数被变更之前的某一电流控制周期Ta内的各PWM周期Tc中的U相的上段FET111的导通截止状态。在图10(b1)的例子中，示出了上段FET111的导通时间相对于PWM周期之比(占空比)小于50％的情况下的例子。
考虑变更电流控制周期Ta内的各PWM周期的PWM计数，以满足针对电流控制周期Ta内的一半的PWM周期的占空比为0％，并且该电流控制周期Ta内的各PWM周期的占空比(PWM计数)的总和不变的第二条件。图10(b2)示出了将第奇数个PWM周期中的占空比变更为0％，并增加第偶数个PWM周期的占空比，以满足上述第二条件的情况下的例子。在该情况下，可知电流控制周期Ta内的上段FET111的开关次数被减少。
图10(b3)示出了变更电流控制周期Ta内的各PWM周期的占空比，以满足上述第二条件并且占空比为0％的PWM周期每次连续2个周期的情况下的例子。在这种情况下，也可知电流控制周期Ta内的上段FET111的开关次数被减少。换句话说，在载波波形为三角波，各相的上段FET111、113、115被控制为成为第二导通截止模式的情况下，在至少一个相中，若变更电流控制周期Ta内的PWM周期的PWM计数以满足以下的条件A2或者条件B2，则能够减少该相的FET的开关次数。
条件A2：在电流控制周期Ta内占空比为100％的PWM周期连续2个以上，并且该电流控制周期Ta内的各PWM周期的占空比的总和不变的条件
条件B2：针对电流控制周期Ta内的至少一个PWM周期的占空比为0％，并且该电流控制周期Ta内的各PWM周期的占空比的总和不变的条件
在这种情况下，为了避免在某个PWM周期的整个期间平滑电容器101(参照图3)成为放电模式，优选在各PWM周期中变更PWM计数，以使占空比为100％的相和占空比为0％的相不混合。
在载波波形为三角波，各相的上段FET被控制为成为第二导通截止模式的情况下的开关次数减少部47的动作与在载波波形为三角波，各相的上段FET被控制为成为第一导通截止模式的情况下的开关次数减少部47的动作(参照图8)相同。但是，在该情况下，在PWM计数被变更为PWM计数最大值(500)的PWM周期中占空比为0％，在PWM计数被变更为PWM计数最小值(0)的PWM周期中，占空比为100％。
进一步，本发明也能够应用于载波波形为锯齿波的情况。在载波波形为锯齿波的情况下，在微型计算机31内，反复利用未图示的计数器向上计数由未图示的时钟产生器生成的PWM时钟频率的时钟，若计数值达到最大值则将计数器复位这样的动作。若在横轴上取时间、在纵轴上取计数值来图示该计数器的计数值，则如图11A所示，载波波形成为锯齿。锯齿波的1个周期与PWM周期Tc相等。根据载波波形的最大值，换句话说计数值的最大值，来决定PWM信号的频率(载波频率)。在本实施方式中，PWM时钟频率为100[MHz]，PWM信号的频率(以下，称为“PWM频率”。)设定为100[kHz]。由此，PWM计数值的最大值(以下，有称为“PWM计数最大值”的情况)为100，000，000÷100，000＝1，000。PWM计数值的最小值(以下，有称为“PWM计数最小值”的情况)0。
如图11B所示，PWM输出部48(参照图2)对被赋予的PWM计数和计数器的计数值进行比较，对马达驱动电路32(参照图2)输出高信号或者低信号。PWM输出部48例如在计数器的计数值≤PWM计数成立期间输出高信号(或者低信号)，除此以外输出低信号(或者高信号)。该高信号以及低信号为PWM信号。
在载波波形为锯齿波的情况下，在开始载波计数时具有FET的导通截止的切换，直到载波计数的复位再一次具有FET的导通截止的切换。作为PWM周期Tc内的上段FET111、113、115的导通截止状态的变化模式(导通截止模式)，具有以下2个模式。
第一导通截止模式：从载波计数开始来看，按照导通状态→截止状态变化的模式。在第一导通截止模式下，某一相的三相电压指令值越高，针对该相的单位电流控制周期Ta的PWM计数成为越大的值。在该情况下，某一相的单位PWM周期Tc的PWM计数越大，上段FET的导通时间相对于该相的该PWM周期之比(占空比)越大。
第二导通截止模式：从载波计数开始来看，按照截止状态→导通状态变化的模式。在第二导通截止模式下，某一相的三相电压指令值越高，针对该相的电流控制周期Ta的PWM计数成为越小的值。在该情况下，某一相的单位PWM周期Tc的PWM计数越大，上段FET的导通时间相对于该相的该PWM周期之比(占空比)越小。
此外，PWM周期Tc内的下段FET112、114、116的导通截止模式与上段FET的导通截止模式相反。首先，对各相的上段FET111、113、115被控制为成为第一导通截止模式的情况进行说明。在该情况下，U相的单位电流控制周期的PWM计数例如以如下方式求出。即，PWM占空比运算部46使用通过二相·三相转换部45得到的针对某一电流控制周期Ta的U相电压指令值VU ＊、和PWM计数最大值，基于下式(4)，来运算针对该电流控制周期Ta的U相PWM计数Cu。
Cu＝VU ＊×(PWM计数最大值/Vb)
＝VU ＊×(1，000/Vb)}…(4)
在上述式(4)中，Vb是马达驱动电路32的电源电压(电源100的输出电压)。V相PWM计数Cv能够通过代替上述式(4)的右边的U相电压指令值VU ＊而使用V相电压指令值VV ＊来运算。另外，W相PWM计数Cw能够通过代替上述式(4)的右边的U相电压指令值VU ＊而使用W相电压指令值VW ＊来运算。
对载波波形为锯齿波，各相的上段FET111、113、115被控制为成为第一导通截止模式的情况下的开关次数减少部47进行说明。参照图12，对由开关次数减少部47进行的开关次数减少的基本想法进行说明。图12(a1)示出了单位PWM周期的PWM计数被设定之后，单位PWM周期的PWM计数被变更之前的某一电流控制周期Ta内的各PWM周期Tc中的U相的上段FET111的导通截止状态。在图12(a1)的例子中，示出了上段FET111的导通时间相对于PWM周期之比(占空比)大于50％的情况下的例子。
考虑变更电流控制周期Ta内的各PWM周期的PWM计数，以满足针对电流控制周期Ta内的一半的PWM周期的占空比为100％，并且该电流控制周期Ta内的各PWM周期的占空比(PWM计数)的总和不变的第一条件。图12(a2)示出了将第奇数个PWM周期中的占空比变更为100％，并减少第偶数个PWM周期的占空比，以满足上述第一条件的情况下的例子。在该情况下，可知电流控制周期Ta内的上段FET111的开关次数被减少。
图12(a3)示出了变更电流控制周期Ta内的各PWM周期的占空比，以满足上述第一条件并且占空比为100％的PWM周期每次连续2个周期的情况下的例子。在这种情况下，也可知电流控制周期Ta内的上段FET111的开关次数被减少。图12(b1)示出了单位PWM周期的PWM计数被设定之后，单位PWM周期的PWM计数被变更之前的某一电流控制周期Ta内的各PWM周期Tc中的U相的上段FET111的导通截止状态。在图12(b1)的例子中，示出了上段FET111的导通时间相对于PWM周期之比(占空比)小于50％的情况下的例子。
考虑变更电流控制周期Ta内的各PWM周期的PWM计数，以满足针对电流控制周期Ta内的一半的PWM周期的占空比为0％，并且该电流控制周期Ta内的各PWM周期的占空比(PWM计数)的总和不变的第二条件。图12(b2)示出了将第奇数个PWM周期中的占空比变更为0％，并增加第偶数个PWM周期的占空比，以满足上述第二条件的情况下的例子。在该情况下，可知电流控制周期Ta内的上段FET111的开关次数被减少。
图12(b3)示出了变更电流控制周期Ta内的各PWM周期的占空比，以满足上述第二条件并且占空比为0％的PWM周期每次连续2个周期的情况下的例子。在这种情况下，也可知电流控制周期Ta内的上段FET111的开关次数被减少。换句话说，在载波波形为锯齿波，各相的上段FET111、113、115被控制为成为第一导通截止模式的情况下，在至少一个相中，若变更电流控制周期Ta内的PWM周期的PWM计数以满足以下的条件A3或者条件B3，则能够减少马达驱动电路32内的FET的开关次数。
条件A3：针对电流控制周期Ta内的至少一个PWM周期的占空比为100％，并且该电流控制周期Ta内的各PWM周期的占空比的总和不变的条件
条件B3：针对电流控制周期Ta内的至少一个PWM周期的占空比为0％，并且该电流控制周期Ta内的各PWM周期的占空比的总和不变的条件
在这种情况下，为了避免在某一PWM周期的整个期间平滑电容器101(参照图3)成为放电模式，优选在各PWM周期中变更PWM计数，以使占空比为100％的相和占空比为0％的相不混合。
使用图8的流程图，对载波波形是锯齿波，各相的上段FET被控制为成为第一导通截止模式的情况下的开关次数减少部47的动作进行说明。开关次数减少部47(参照图2)首先，将由PWM占空比运算部46赋予的针对下一次的电流控制周期Ta的U相、V相以及W相的PWM计数Cu、Cv以及Cw设定为针对下一次的电流控制周期Ta内的各PWM周期Tc的U相、V相以及W相的PWM计数Cu、Cv以及Cw(步骤S1)。
图13A是表示在步骤S1中设定的电流控制周期Ta内的各PWM周期Tc中的U相、V相以及W相的PWM计数Cu、Cv以及Cw的一个例子的示意图。接下来，开关次数减少部47对UVW的各相设定用于减少开关次数的振幅(步骤S2)。换言之，开关次数减少部47设定用于在各相中变更PWM计数以满足上述条件A3或者B3的振幅。
关于某一相，在以电流控制周期Ta内的单位PWM周期的PWM计数的合计值不被变更的方式变更PWM计数时，对该计数变更对象相的PWM计数例如加上与图13B的第一振幅模式相应的振幅或者与图13B的第二振幅模式相应的振幅即可。图13B内的x是用于规定振幅的绝对值的振幅规定值。在载波波形为锯齿波，各相的上段FET被控制为成为第一导通截止模式的情况下，使用第一振幅模式以及第二振幅模式的任意一个，都能够满足上述条件A3以及B3，但在这里对各相(U相、V相以及W相)，分配第一振幅模式。
开关次数减少部47以如下方式运算针对各相的振幅规定值x。即，开关次数减少部47首先将UVW的各相分为在步骤S1中设定的单位PWM周期的PWM计数(在本实施方式中，与由PWM占空比运算部46赋予的单位电流控制周期的PWM计数相同)为PWM计数最大值的1/2以上的高计数相、和小于PWM计数最大值的1/2的低计数相。在本例子，由于PWM计数最大值是1，000，所以PWM计数最大值的1/2为500。
此外，开关次数减少部47也可以分为在步骤S1中设定的单位PWM周期的PWM计数大于PWM计数最大值的1/2的相亦即高计数相、以及在步骤S1中设定的单位PWM周期的PWM计数为PWM计数最大值的1/2以下的低计数相。接下来，关于属于高计数相的相，开关次数减少部47将该相的单位PWM周期的PWM计数与PWM计数最大值之差(PWM计数最大值－该相的单位PWM周期的PWM计数)设定为针对该相的振幅规定值x。关于属于低计数相的相，开关次数减少部47将该相的单位PWM周期的PWM计数与PWM计数最小值(0)之差(该相的单位PWM周期的PWM计数－PWM计数最小值)设定为针对该相的振幅规定值x。
在图13A的例子中，U相的PWM计数为800，为PWM计数最大值的1/2以上。由此，针对U相的振幅规定值x为200(＝1，000－800)。另外，V相的PWM计数为600，为PWM计数最大值的1/2以上。由此，针对V相的振幅规定值x为400(＝1，000－600)。另外，W相的PWM计数为200，小于PWM计数最大值的1/2。由此，针对W相的振幅规定值x为200(＝200－0)。
开关次数减少部47基于这样运算出的针对各相的振幅规定值x和在该相中应用的振幅模式(在本例中各相均为第一振幅模式)，设定针对各相的各PWM周期Tc的振幅。在图13C示出基于图13A所示的各相的单位PWM周期的PWM计数设定的U相、V相以及W相的各PWM周期Tc的振幅。
接下来，开关次数减少部47进行用于变更各相的PWM计数的PWM计数变更处理(步骤S3)。具体而言，开关次数减少部47根据针对各相的振幅，来变更通过步骤S1设定的各相的PWM计数。更具体而言，开关次数减少部47通过对通过步骤S1设定的针对各相的各PWM周期Tc的PWM计数加上对应的相的振幅，来变更针对各相的各PWM周期Tc的PWM计数。由此，PWM计数变更处理结束。
接下来，开关次数减少部47将针对步骤S3的PWM计数变更处理后的各PWM周期的U相、V相以及W相的PWM计数Cu、Cv以及Cw，作为针对下一次的电流控制周期Ta内的各PWM周期Tc的最终的U相、V相以及W相的PWM计数Cu、Cv以及Cw，并赋予给PWM输出部48(步骤S4)。然后，开关次数减少部47结束本次电流控制周期Ta中的开关次数减少处理。
在通过步骤S1设定的各相的单位PWM周期的PWM计数是图13A所示的值，各相的振幅是图13C所示的值的情况下，各相的单位PWM周期的最终的PWM计数如图13D所示。如图13D所示，在周期编号i为1、3、5以及7的PWM周期中，U相以及V相的PWM计数变更为1，000。换句话说，在周期编号i为1、3、5以及7的PWM周期中，U相以及V相的占空比变更为100％。另外，在周期编号i为2、4、6以及8的PWM周期中，W相的PWM计数变更为0。换句话说，在周期编号i为2、4、6以及8的PWM周期中，W相的占空比变更为0％。然而，各相的电流控制周期Ta内的单位PWM周期的PWM计数的合计值与图13A相同。
换句话说，在图13A～图13D所示的例子中，对U相以及V相变更电流控制周期Ta内的PWM周期的PWM计数，以满足条件A3。另外，对W相变更电流控制周期Ta内的PWM周期的PWM计数，以满足条件B3。因此，在本例中，能够减少马达驱动电路32内的所有的相的FET111～116的开关次数。
另外，如图13D所示，在所有的PWM周期中，PWM计数为1，000的相和PWM计数为0的相不混合。因此，在各PWM周期中，进行平滑电容器101的充电以及放电。这样的情况通过如下的方法来实现，即，作为针对在部分PWM周期中PWM计数被变更为1，000的相的振幅模式以及针对在部分PWM周期中PWM计数被变更为0的相的振幅模式，使用相同的振幅模式。
接下来，对载波波形为锯齿波，各相的上段FET111、113、115被控制为成为第二导通截止模式的情况进行说明。在该情况下，U相的单位电流控制周期的PWM计数例如以如下的方式求出。即，PWM占空比运算部46使用通过二相·三相转换部45得到的针对某一电流控制周期Ta的U相电压指令值VU ＊、和PWM计数最大值，基于下式(5)，来运算针对该电流控制周期Ta的U相PWM计数Cu。
Cu＝PWM计数最大值－{VU ＊×(PWM计数最大值/Vb)}
＝1，000－{VU ＊×(1，000/Vb)}…(5)
在上述式(5)中，Vb是马达驱动电路32的电源电压(电源100的输出电压)。V相PWM计数Cv能够通过代替上述式(5)的右边的U相电压指令值VU ＊而使用V相电压指令值VV ＊来运算。另外，W相PWM计数Cw能够通过代替上述式(5)的右边的U相电压指令值VU ＊而使用W相电压指令值VW ＊来运算。
对载波波形为锯齿波，各相的上段FET111、113、115被控制为成为第二导通截止模式的情况下的开关次数减少部47进行说明。参照图14，对由开关次数减少部47进行的开关次数减少的基本想法进行说明。图14(a1)示出了单位PWM周期的PWM计数被设定之后，单位PWM周期的PWM计数被变更之前的某一电流控制周期Ta内的各PWM周期Tc中的U相的上段FET111的导通截止状态。在图14(a1)的例子中，示出了上段FET111的导通时间相对于PWM周期之比(占空比)大于50％的情况下的例子。
考虑变更电流控制周期Ta内的各PWM周期的PWM计数，以满足针对电流控制周期Ta内的一半的PWM周期的占空比为100％，并且该电流控制周期Ta内的各PWM周期的占空比(PWM计数)的总和不变的第一条件。图14(a2)示出了将第奇数个PWM周期中的占空比变更为100％，并减少第偶数个PWM周期的占空比，以满足上述第一条件的情况下的例子。在该情况下，可知电流控制周期Ta内的上段FET111的开关次数被减少。
图14(a3)示出了变更电流控制周期Ta内的各PWM周期的占空比，以满足上述第一条件并且占空比为100％的PWM周期每次连续2个周期的情况下的例子。在这种情况下，也可知电流控制周期Ta内的上段FET111的开关次数被减少。图14(b1)示出了单位PWM周期的PWM计数被设定之后，单位PWM周期的PWM计数被变更之前的某一电流控制周期Ta内的各PWM周期Tc中的U相的上段FET111的导通截止状态。在图14(b1)的例子中，示出了上段FET111的导通时间相对于PWM周期之比(占空比)小于50％的情况下的例子。
考虑变更电流控制周期Ta内的各PWM周期的PWM计数，以满足针对电流控制周期Ta内的一半的PWM周期的占空比为0％，并且该电流控制周期Ta内的各PWM周期的占空比(PWM计数)的总和不变的第二条件。图14(b2)示出了将第奇数个PWM周期中的占空比变更为0％，并增加第偶数个PWM周期的占空比，以满足上述第二条件的情况下的例子。在该情况下，可知电流控制周期Ta内的上段FET111的开关次数被减少。
图14(b3)示出了变更电流控制周期Ta内的各PWM周期的占空比，以满足上述第二条件并且占空比为0％的PWM周期每次连续2个周期的情况下的例子。在这种情况下，也可知电流控制周期Ta内的上段FET111的开关次数被减少。换句话说，在载波波形为锯齿波，各相的上段FET111、113、115被控制为成为第二导通截止模式的情况下，在至少一个相中，若变更电流控制周期Ta内的PWM周期的PWM计数以满足以下的条件A4或者条件B4，则能够减少该相的FET的开关次数。
条件A4：针对电流控制周期Ta内的至少一个PWM周期的占空比为100％，并且该电流控制周期Ta内的各PWM周期的占空比的总和不变的条件
条件B4：针对电流控制周期Ta内的至少一个PWM周期的占空比为0％，并且该电流控制周期Ta内的各PWM周期的占空比的总和不变的条件
条件A4与前述的条件A3相同，条件B4与前述的条件B3相同。
在这种情况下，为了避免在某个PWM周期的整个期间平滑电容器101(参照图3)为放电模式，也优选在各PWM周期中变更PWM计数，以使占空比为100％的相和占空比为0％的相不混合。在载波波形为锯齿波，各相的上段FET被控制为成为第二导通截止模式的情况下的开关次数减少部47的动作与在载波波形为锯齿波，各相的上段FET被控制为成为第一导通截止模式的情况下的开关次数减少部47的动作相同。但是，在该情况下，在PWM计数被变更为PWM计数最大值(1，000)的PWM周期中，占空比为0％，在PWM计数被变更为PWM计数最小值(0)的PWM周期中，占空比为100％。
在上述实施方式中，对各相应用相同的振幅模式，但也可以在任意的2个相间应用不同的振幅模式。在上述实施方式中，对将本发明应用于电动助力转向装置的马达控制装置的情况进行了说明，但本发明也能够应用于用于电动助力转向装置以外的马达控制装置。
另外，能够在权利要求书所记载的事项的范围内实施各种设计变更。

Claims (2)

1.一种马达控制装置，包含用于向电动马达供给电力的驱动电路，该驱动电路具有设置于多个相的每一相的上段侧开关元件和下段侧开关元件的串联电路，上述串联电路分别与电源并联连接，电流控制周期内包含有多个PWM周期，该马达控制装置基于在电流控制周期内的每个PWM周期生成的PWM信号控制上述驱动电路内的开关元件，
该马达控制装置包含：
PWM计数运算单元，在每个电流控制周期，运算各相的单位电流控制周期的PWM计数；
PWM计数设定单元，将针对上述电流控制周期的各相的单位电流控制周期的PWM计数设定为针对对应的相中的该电流控制周期内的各PWM周期的单位PWM周期的PWM计数；以及
PWM计数变更单元，在上述电流控制周期中，变更由上述PWM计数设定单元设定的各相的单位PWM周期的PWM计数中的至少一个相的单位PWM周期的PWM计数，以使与该相对应的开关元件的开关次数减少而不变更该电流控制周期内该相PWM计数的合计值，
上述PWM计数变更单元构成为通过在上述电流控制周期所包含的多个PWM周期中由上述PWM计数设定单元设定的上述至少一个相的单位PWM周期的PWM计数加上或减去PWM计数偏差，来变更该相的单位PWM周期的PWM计数，其中，上述PWM计数偏差由上述PWM计数设定单元设定的上述至少一个相的单位PWM周期的PWM计数与PWM计数最大值或者PWM计数最小值之差构成，
上述PWM计数变更单元构成为：
在由上述PWM计数设定单元设定的上述至少一个相的单位PWM周期的PWM计数大于上述PWM计数最大值的1/2的情况下，使用该相的该单位PWM周期的PWM计数与上述PWM计数最大值之差作为上述PWM计数偏差，
在由上述PWM计数设定单元设定的上述至少一个相的单位PWM周期的PWM计数小于上述PWM计数最大值的1/2的情况下，使用该相的该单位PWM周期的PWM计数与上述PWM计数最小值之差作为上述PWM计数偏差，
在由上述PWM计数设定单元设定的上述至少一个相的单位PWM周期的PWM计数为上述PWM计数最大值的1/2的情况下，使用该相的该单位PWM周期的PWM计数与上述PWM计数最大值之差以及该相的该单位PWM周期的PWM计数与上述PWM计数最小值之差中的任意一方作为上述PWM计数偏差。
2.根据权利要求1所述的马达控制装置，其中，
上述PWM计数变更单元构成为在上述电流控制周期内在每2个以上的PWM周期交替地进行向上述单位PWM周期的PWM计数加上上述PWM计数偏差、和从上述单位PWM周期的PWM计数中减去上述PWM计数偏差。
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