JP2019092345A - モータ制御装置 - Google Patents

モータ制御装置 Download PDF

Info

Publication number
JP2019092345A
JP2019092345A JP2017220994A JP2017220994A JP2019092345A JP 2019092345 A JP2019092345 A JP 2019092345A JP 2017220994 A JP2017220994 A JP 2017220994A JP 2017220994 A JP2017220994 A JP 2017220994A JP 2019092345 A JP2019092345 A JP 2019092345A
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
phase
pwm
current
pwm count
count
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
JP2017220994A
Other languages
English (en)
Other versions
JP7054435B2 (ja
Inventor
寛 須増
Hiroshi Sumasu
寛 須増
弘 北本
Hiroshi Kitamoto
弘 北本
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
JTEKT Corp
Original Assignee
JTEKT Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by JTEKT Corp filed Critical JTEKT Corp
Priority to JP2017220994A priority Critical patent/JP7054435B2/ja
Priority to US16/185,856 priority patent/US10560046B2/en
Priority to EP18206495.6A priority patent/EP3486138B1/en
Priority to CN201811358357.1A priority patent/CN109889127A/zh
Publication of JP2019092345A publication Critical patent/JP2019092345A/ja
Application granted granted Critical
Publication of JP7054435B2 publication Critical patent/JP7054435B2/ja
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
    • H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
    • H02P27/06—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters
    • H02P27/08—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters with pulse width modulation
    • B—PERFORMING OPERATIONS; TRANSPORTING
    • B62—LAND VEHICLES FOR TRAVELLING OTHERWISE THAN ON RAILS
    • B62D—MOTOR VEHICLES; TRAILERS
    • B62D5/00—Power-assisted or power-driven steering
    • B62D5/04—Power-assisted or power-driven steering electrical, e.g. using an electric servo-motor connected to, or forming part of, the steering gear
    • B—PERFORMING OPERATIONS; TRANSPORTING
    • B62—LAND VEHICLES FOR TRAVELLING OTHERWISE THAN ON RAILS
    • B62D—MOTOR VEHICLES; TRAILERS
    • B62D5/00—Power-assisted or power-driven steering
    • B62D5/04—Power-assisted or power-driven steering electrical, e.g. using an electric servo-motor connected to, or forming part of, the steering gear
    • B62D5/0457—Power-assisted or power-driven steering electrical, e.g. using an electric servo-motor connected to, or forming part of, the steering gear characterised by control features of the drive means as such
    • B62D5/046—Controlling the motor
    • B62D5/0463—Controlling the motor calculating assisting torque from the motor based on driver input
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/44—Circuits or arrangements for compensating for electromagnetic interference in converters or inverters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/22—Current control, e.g. using a current control loop
    • B—PERFORMING OPERATIONS; TRANSPORTING
    • B62—LAND VEHICLES FOR TRAVELLING OTHERWISE THAN ON RAILS
    • B62D—MOTOR VEHICLES; TRAILERS
    • B62D5/00—Power-assisted or power-driven steering
    • B62D5/04—Power-assisted or power-driven steering electrical, e.g. using an electric servo-motor connected to, or forming part of, the steering gear
    • B62D5/0409—Electric motor acting on the steering column

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Chemical & Material Sciences (AREA)
  • Combustion & Propulsion (AREA)
  • Transportation (AREA)
  • Mechanical Engineering (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Electromagnetism (AREA)
  • Control Of Ac Motors In General (AREA)
  • Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)

Abstract

【課題】コモンモードノイズを低減させることができるモータ制御装置を提供する。【解決手段】モータ制御装置は、ＰＷＭ周期毎に、第１系統の三相各相に対する第１ＰＷＭカウントを演算する第１ＰＷＭカウント演算手段４６，４７と、第１系統に対する三相各相に対するＰＷＭカウントに基づいて、ＰＷＭ周期毎に、第１系統と第２系統の三相モータコイルの位相差に応じて、第２系統の三相各相の第２ＰＷＭカウントを演算する第２ＰＷＭカウント演算手段４７とを含む。第１系統の各相に対しては、上下段スイッチング素子がＰＷＭ周期の開始時点から上段オン状態、下段オン状態および上段オン状態の順に変化する第１パターンとなるように制御され、第２系統の各相に対しては、上下段スイッチング素子がＰＷＭ周期の開始時点から下段オン状態、上段オン状態および下段オン状態の順に変化する第２パターンとなるように制御される。【選択図】図２

Description

この発明は、位相差が６０度、１８０度または３００度である２系統の三相モータコイルを有する電動モータを、上段および下段スイッチング素子の組をそれぞれ三相分有し、２系統のうちの一方の第１系統の三相モータコイルを駆動する第１駆動回路および他方の第２系統の三相モータコイルを駆動する第２駆動回路を介して制御するモータ制御装置に関する。
三相電動モータをベクトル制御するモータ制御装置においては、電流制御周期毎に、二相電流指令値が演算される。この二相電流指令値と二相電流検出値との偏差に基づいて二相電圧指令値が演算される。この二相電圧指令値が電動モータの回転角を用いて二相・三相変換されることにより、Ｕ相、Ｖ相およびＷ相の相電圧指令値（三相電圧指令値）が演算される。そして、このＵ相、Ｖ相およびＷ相の相電圧指令値にそれぞれ対応するデューティのＵ相ＰＷＭ信号、Ｖ相ＰＷＭ信号およびＷ相ＰＷＭ信号が生成されて、三相インバータ回路に供給される。
この三相インバータ回路を構成する６個のスイッチング素子が、Ｕ相ＰＷＭ信号、Ｖ相ＰＷＭ信号およびＷ相ＰＷＭ信号によって制御されることにより、三相電圧指令値に相当する電圧が三相電動モータに印加されることになる。これにより、三相電動モータに流れるモータ電流が二相電流指令値に等しくなるように制御される。このようなモータ制御装置においては、各ＰＷＭ周期において各相の出力電圧（相電圧）の立上り時点と立下り時点において、三相電動モータとフレームグランドとの間に存在する浮遊容量に電流が流れる。
この電流がフレームグランドに流れるため、フレームグランドからノイズが放射されるおそれがある。また、車両に搭載される電動パワーステアリング装置（ＥＰＳ）に搭載されるモータ制御装置の場合、車両電源（バッテリー）からＥＰＳへの正負電源供給ラインが長いため、フレームグランドを流れたノイズ電流が、正負電源供給ラインとフレームグランドとの間にできる浮遊容量を通じて、車両電源の近傍で正負電源供給ラインに混入する。そして、ノイズ電流が長い正負電源供給ラインを流れることで、ラインから放射ノイズが発生する。これにより、コモンモードノイズが発生する。
特開平１−５０７６６号公報
２系統の三相モータコイルを有する三相電動モータ（２系統モータ）を、２系統の三相モータコイルそれぞれに電力を供給するための２系統の駆動回路を用いて制御するモータ制御装置が知られている。このような２系統モータを制御するモータ制御装置では、２系統の駆動回路毎に、各ＰＷＭ周期において各相の出力電圧（相電圧）の立上り時点と立下り時点において、三相電動モータとフレームグランドとの間に存在する浮遊容量に電流が流れる。このため、２系統モータを制御する場合には、１系統の三相モータコイルを有する三相電動モータ（１系統モータ）を駆動制御する場合に比べて、コモンモードノイズの発生頻度が高くなる。
この発明の目的は、コモンモードノイズを低減させることができるモータ制御装置を提供することにある。
請求項１に記載の発明は、位相差が６０度、１８０度または３００度である２系統の三相モータコイル（１８Ａ，１８Ｂ）を有する電動モータ（１８）を、上段および下段スイッチング素子の組をそれぞれ三相分有し、前記２系統のうちの一方の第１系統の三相モータコイルを駆動する第１駆動回路（３２Ａ）および他方の第２系統の三相モータコイルを駆動する第２駆動回路（３２Ｂ）を介して制御するモータ制御装置（３１）であって、前記電動モータに流すべき電流目標値に対応した二相電流指令値を設定する設定手段（４２）と、前記電動モータに流れる電流に応じた二相実電流値を演算する実電流値演算手段（４９，５０）と、前記二相電流指令値と前記二相電流検出値とに基づいて、ＰＷＭ周期毎に、前記第１系統の三相各相に対する第１ＰＷＭカウントを演算する第１ＰＷＭカウント演算手段（４６，４７）と、前記第１系統に対する三相各相に対するＰＷＭカウントに基づいて、ＰＷＭ周期毎に、前記位相差に応じて、前記第２系統の三相各相の第２ＰＷＭカウントを演算する第２ＰＷＭカウント演算手段（４７）とを含み、前記第１系統および前記第２系統のうちのいずれか一方の系統の各相に対しては、上下段スイッチング素子がＰＷＭ周期の開始時点から上段オン状態、下段オン状態および上段オン状態の順に変化する第１パターンとなるように制御され、他方の系統の各相に対しては、上下段スイッチング素子がＰＷＭ周期の開始時点から下段オン状態、上段オン状態および下段オン状態の順に変化する第２パターンとなるように制御される、モータ制御装置である。なお、括弧内の英数字は、後述の実施形態における対応構成要素等を表すが、むろん、この発明の範囲は当該実施形態に限定されない。以下、この項において同じ。
この構成では、第１系統の各相の出力電圧に起因して浮遊容量に流れる電流を、第２系統のいずれかの相の出力電圧に起因して浮遊容量に流れる電流によって相殺することが可能となる。これにより、コモンモードノイズを低減させることができる。また、この構成では、効率良く電動モータを駆動することが可能となる。
請求項２に記載の発明は、前記第１系統の三相モータコイルと前記第２系統の三相モータコイルの位相差が１８０度であり、前記実電流値演算手段は、前記第１系統の三相モータコイルに流れるＵ相電流と前記第２系統の三相モータコイルに流れるＵ相電流とに基づいて総Ｕ相電流を、前記第１系統の三相モータコイルに流れるＶ相電流と前記第２系統の三相モータコイルに流れるＶ相電流とに基づいて総Ｖ相電流を、前記第１系統の三相モータコイルに流れるＷ相電流と前記第２系統の三相モータコイルに流れるＷ相電流とに基づいて総Ｗ相電流をそれぞれ演算する三相電流演算手段（４９）と、前記三相電流演算手段によって演算された総Ｕ相電流、総Ｖ相電流および総Ｗ相電流からなる三相電流を三相二相変換することによって、前記二相実電流値を演算する三相二相変換手段（５０）とを含み、前記第２ＰＷＭカウント演算手段は、前記第１系統のＵ相、Ｖ相およびＷ相の前記第１ＰＷＭカウントを、それぞれ前記第２系統のＵ相、Ｖ相およびＷ相の前記第２ＰＷＭカウントとして演算するように構成されている、請求項１に記載のモータ制御装置である。
請求項３に記載の発明は、前記第１系統の三相モータコイルと前記第２系統の三相モータコイルの位相差が３００度であり、前記実電流値演算手段は、前記第１系統の三相モータコイルに流れるＵ相電流と前記第２系統の三相モータコイルに流れるＶ相電流とに基づいて総Ｕ相電流を、前記第１系統の三相モータコイルに流れるＶ相電流と前記第２系統の三相モータコイルに流れるＷ相電流とに基づいて総Ｖ相電流を、前記第１系統の三相モータコイルに流れるＷ相電流と前記第２系統の三相モータコイルに流れるＵ相電流とに基づいて総Ｗ相電流をそれぞれ演算する三相電流演算手段と、前記三相電流演算手段によって演算された総Ｕ相電流、総Ｖ相電流および総Ｗ相電流からなる三相電流を三相二相変換することによって、前記二相実電流値を演算する三相二相変換手段とを含み、前記第２ＰＷＭカウント演算手段は、前記第１系統のＵ相、Ｖ相およびＷ相の前記第１ＰＷＭカウントを、それぞれ前記第２系統のＶ相、Ｗ相およびＵ相の第２ＰＷＭカウントとして演算するように構成されている、請求項１に記載のモータ制御装置である。
請求項４に記載の発明は、前記第１系統の三相モータコイルと前記第２系統の三相モータコイルの位相差が６０度であり、前記実電流値演算手段は、前記第１系統の三相モータコイルに流れるＵ相電流と前記第２系統の三相モータコイルに流れるＷ相電流とに基づいて総Ｕ相電流を、前記第１系統の三相モータコイルに流れるＶ相電流と前記第２系統の三相モータコイルに流れるＵ相電流とに基づいて総Ｖ相電流を、前記第１系統の三相モータコイルに流れるＷ相電流と前記第２系統の三相モータコイルに流れるＶ相電流とに基づいて総Ｗ相電流をそれぞれ演算する三相電流演算手段と、前記三相電流演算手段によって演算された総Ｕ相電流、総Ｖ相電流および総Ｗ相電流からなる三相電流を三相二相変換することによって、前記二相実電流値を演算する三相二相変換手段とを含み、前記第２ＰＷＭカウント演算手段は、前記第１系統のＵ相、Ｖ相およびＷ相の前記第１ＰＷＭカウントを、それぞれ前記第２系統のＷ相、Ｕ相およびＶ相の前記第２ＰＷＭカウントとして演算するように構成されている、請求項１に記載のモータ制御装置である。
請求項５に記載の発明は、前記第１系統の各相の第１ＰＷＭカウントは、前記第１系統の対応する相の上下段スイッチング素子を制御するための制御用ＰＷＭカウントであり、
前記第１系統の各相の第２ＰＷＭカウントは、前記第２系統の対応する相の上下段スイッチング素子を制御するための制御用ＰＷＭカウントである、請求項１〜４のいずれか一項に記載のモータ制御装置である。
請求項６に記載の発明は、前記第１系統の各相の第１ＰＷＭカウントは、前記第１系統の対応する相の相電圧のレベル変化タイミングに対応したＰＷＭカウントの目標値である相電圧対応ＰＷＭカウントであり、前記第１系統の各相の第２ＰＷＭカウントは、前記第２系統の対応する相の相電圧のレベル変化タイミングに対応したＰＷＭカウントの目標値である相電圧対応ＰＷＭカウントであり、前記モータ制御装置は、前記第１系統の各相の相電圧のレベル変化タイミングがその相の前記第１ＰＷＭカウントに応じたタイミングとなるように前記第１系統の各相のスイッチング素子制御用ＰＷＭカウントを演算するとともに、前記第２系統の各相の相電圧のレベル変化タイミングがその相の前記第２ＰＷＭカウントに応じたタイミングとなるように前記第２系統の各相のスイッチング素子制御用ＰＷＭカウントを演算する第３ＰＷＭカウント演算手段をさらに含む、請求項１〜４のいずれか一項に記載のモータ制御装置である。
図１は、本発明の一実施形態に係るモータ制御装置が適用された電動パワーステアリング装置の概略構成を示す模式図である。 図２は、ＥＣＵの電気的構成を示すブロック図である。 図３は、主として第１のモータ駆動回路および第２のモータ駆動回路の構成を示す電気回路図である。 図４Ａは、ＰＷＭ信号の周期Ｔｃと電流制御周期Ｔａとの関係を示す模式図であり、図４Ｂはキャリア波形を示す波形図であり、図４ＣはＰＷＭ信号の生成方法を説明するための模式図である。 図５は、検出操舵トルクＴに対するアシスト電流値Ｉａ＊の設定例を示すグラフである。 図６は、コモンモードノイズ低減部によるコモンモードノイズ低減の基本的な考え方を説明するための説明図である。 図７は、コモンモードノイズ電流に着目した等価回路を示す回路図である。 図８は、コモンモードノイズ低減部の動作の一例を説明するためのフローチャートである。 図９は、主として、ＦＥＴ制御用ＰＷＭカウントと、各系統の各相の上段ＦＥＴ指令および下段ＦＥＴ指令との関係を示す模式図である。 図１０Ａは、上段ＦＥＴおよび下段ＦＥＴの接続点から電動モータ側に向かって電流が流れている状態におけるデットタイム期間中の電流経路を示す図であり、図１０Ｂは、電動モータ側から上段ＦＥＴおよび下段ＦＥＴの接続点に向かって電流が流れている状態におけるデットタイム期間中の電流経路を示す図である。 図１１Ａは、ステップＳ１およびＳ２によって設定された各系統の各相のＰＷＭ周期単位の相電圧対応ＰＷＭカウントの一例を示す模式図であり、図１１Ｂは、ステップＳ３によって設定された各系統の各相のＰＷＭ周期単位のＦＥＴ制御用ＰＷＭカウントの一例を示す模式図である。 図１２は、ロータ回転角に対する第１系統の各相の相電圧対応ＰＷＭカウントに対応するデューティ［％］と、ロータ回転角に対する第２系統の各相の相電圧対応ＰＷＭカウント対応するデューティ［％］とを示す模式図である。 図１３は、ＰＷＭ周期Ｔｃにおいて、第２系統のある相電圧の波形が、第１系統のある相電圧の波形を反転したものとなる例を示す模式図である。
以下では、この発明を電動パワーステアリング装置に適用した場合の実施形態を、添付図面を参照して詳細に説明する。
図１は、本発明の一実施形態に係るモータ制御装置が適用された電動パワーステアリング装置の概略構成を示す模式図である。
電動パワーステアリング装置(ＥＰＳ:electric power steering）１は、車両を操向するための操舵部材としてのステアリングホイール２と、このステアリングホイール２の回転に連動して転舵輪３を転舵する転舵機構４と、運転者の操舵を補助するための操舵補助機構５とを備えている。ステアリングホイール２と転舵機構４とは、ステアリングシャフト６および中間軸７を介して機械的に連結されている。
ステアリングシャフト６は、ステアリングホイール２に連結された入力軸８と、中間軸７に連結された出力軸９とを含む。入力軸８と出力軸９とは、トーションバー１０を介して相対回転可能に連結されている。
トーションバー１０の近傍には、トルクセンサ１１が配置されている。トルクセンサ１１は、入力軸８および出力軸９の相対回転変位量に基づいて、ステアリングホイール２に与えられた操舵トルクＴを検出する。この実施形態では、トルクセンサ１１によって検出される操舵トルクＴは、たとえば、右方向への操舵のためのトルクが正の値として検出され、左方向への操舵のためのトルクが負の値として検出され、その絶対値が大きいほど操舵トルクの大きさが大きくなるものとする。
転舵機構４は、ピニオン軸１３と、転舵軸としてのラック軸１４とを含むラックアンドピニオン機構からなる。ラック軸１４の各端部には、タイロッド１５およびナックルアーム（図示略）を介して転舵輪３が連結されている。ピニオン軸１３は、中間軸７に連結されている。ピニオン軸１３は、ステアリングホイール２の操舵に連動して回転するようになっている。ピニオン軸１３の先端（図１では下端）には、ピニオン１６が連結されている。
ラック軸１４は、自動車の左右方向に沿って直線状に延びている。ラック軸１４の軸方向の中間部には、ピニオン１６に噛み合うラック１７が形成されている。このピニオン１６およびラック１７によって、ピニオン軸１３の回転がラック軸１４の軸方向移動に変換される。ラック軸１４を軸方向に移動させることによって、転舵輪３を転舵することができる。
ステアリングホイール２が操舵（回転）されると、この回転が、ステアリングシャフト６および中間軸７を介して、ピニオン軸１３に伝達される。そして、ピニオン軸１３の回転は、ピニオン１６およびラック１７によって、ラック軸１４の軸方向移動に変換される。これにより、転舵輪３が転舵される。
操舵補助機構５は、操舵補助用の電動モータ１８と、電動モータ１８の出力トルクを転舵機構４に伝達するための減速機構１９とを含む。電動モータ１８は、第１系統の三相モータコイル１８Ａ（図２、図３参照）と第２系統の三相モータコイル１８Ｂ（図２、図３参照）とを有する三相ブラシレスモータ（２系統モータ）である。第１系統の三相モータコイル１８Ａは、後述する第１系統のモータ駆動回路３２Ａ（図２、図３参照）によって駆動される。第２系統の三相モータコイル１８Ｂは、後述する第２系統のモータ駆動回路３２Ｂ（図２、図３参照）によって駆動される。
以下において、第１系統の三相モータコイル１８Ａを第１のモータコイル１８Ａといい、第２系統の三相モータコイル１８Ａを第２のモータコイル１８Ｂという場合がある。同様に、第１系統のモータ駆動回路３２Ａを第１のモータ駆動回路３２Ａといい、第２系統のモータ駆動回路３２Ｂを第２のモータ駆動回路３２Ｂという場合がある。
電動モータ１８には、電動モータ１８のロータの回転角を検出するための、例えばレゾルバからなる回転角センサ２３が配置されている。減速機構１９は、ウォーム軸２０と、このウォーム軸２０と噛み合うウォームホイール２１とを含むウォームギヤ機構からなる。
ウォーム軸２０は、電動モータ１８によって回転駆動される。また、ウォームホイール２１は、ステアリングシャフト６とは一体的に回転可能に連結されている。ウォームホイール２１は、ウォーム軸２０によって回転駆動される。
電動モータ１８によってウォーム軸２０が回転駆動されると、ウォームホイール２１が回転駆動され、ステアリングシャフト６が回転する。そして、ステアリングシャフト６の回転は、中間軸７を介してピニオン軸１３に伝達される。ピニオン軸１３の回転は、ラック軸１４の軸方向移動に変換される。これにより、転舵輪３が転舵される。すなわち、電動モータ１８によってウォーム軸２０を回転駆動することによって、電動モータ１８による操舵補助が可能となっている。
車両には、車速Ｖを検出するための車速センサ２４が設けられている。トルクセンサ１１によって検出される操舵トルクＴ、車速センサ２４によって検出される車速Ｖ、回転角センサ２３の出力信号等は、ＥＣＵ（電子制御ユニット：Electronic Control Unit）１２に入力される。ＥＣＵ１２は、これらの入力信号に基づいて、電動モータ１８を制御する。
図２は、ＥＣＵ１２の全体的な電気的構成を示すブロック図である。
ＥＣＵ１２は、マイクロコンピュータ３１と、マイクロコンピュータ３１によって制御され、電動モータ１８の第１のモータコイル１８Ａに電力を供給する第１のモータ駆動回路３２Ａと、マイクロコンピュータ３１によって制御され、電動モータ１８の第２のモータコイル１８Ｂに電力を供給する第２のモータ駆動回路３２Ｂとを含んでいる。
図３は、主として第１のモータ駆動回路３２Ａおよび第２のモータ駆動回路３２Ｂの構成を示す電気回路図である。
第１のモータコイル１８Ａは、Ｕ相、Ｖ相およびＷ相のステータコイル１８ＡＵ，１８ＡＶ，１８ＡＷを有している。第２のモータコイル１８Ｂは、Ｕ相、Ｖ相およびＷ相のステータコイル１８ＢＵ，１８ＢＶ，１８ＢＷを有している。この実施形態では、第１の三相モータコイル１８Ａに対して第２の三相モータコイル１８Ｂは、１８０度の位相差を有している。
第１のモータ駆動回路３２Ａは、三相インバータ回路である。第１のモータ駆動回路３２Ａは、電源（バッテリー）１００に直列に接続された第１の平滑コンデンサ１０１Ａと、複数のスイッチング素子１１１Ａ〜１１６Ａと、複数のダイオード１２１Ａ〜１２６Ａとを含む。第１の平滑コンデンサ１０１Ａは、電源１００の両端子間に接続されている。この実施形態では、各スイッチング素子１１１Ａ〜１１６Ａは、ｎチャネル型のＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）から構成されている。以下において、スイッチング素子１１１Ａ〜１１６ＡをＦＥＴ１１１Ａ〜１１６Ａという場合がある。
複数のＦＥＴ１１１Ａ〜１１６Ａは、Ｕ相用の上段ＦＥＴ１１１Ａと、それに直列に接続されたＵ相用の下段ＦＥＴ１１２Ａと、Ｖ相用の上段ＦＥＴ１１３Ａと、それに直列に接続されたＶ相用の下段ＦＥＴ１１４Ａと、Ｗ相用の上段ＦＥＴ１１５Ａと、それに直列に接続されたＷ相用の下段ＦＥＴ１１６Ａとを含む。各スイッチング素子１１１Ａ〜１１６Ａには、それぞれダイオード１２１Ａ〜１２６Ａが逆並列接続されている。
上段ＦＥＴ１１１Ａ，１１３Ａ，１１５Ａのドレインは、第１の平滑コンデンサ１０１Ａの正極側端子に接続されている。上段ＦＥＴ１１１Ａ，１１３Ａ，１１５Ａのソースは、それぞれ下段ＦＥＴ１１２Ａ，１１４Ａ，１１６Ａのドレインに接続されている。下段ＦＥＴ１１２Ａ，１１４Ａ，１１６Ａのソースは、第１の平滑コンデンサ１０１Ａの負極側端子に接続されている。
Ｕ相の上段ＦＥＴ１１１Ａと下段ＦＥＴ１１２Ａの接続点は、第１のモータコイル１８ＡのＵ相ステータコイル１８ＡＵに接続されている。Ｖ相の上段ＦＥＴ１１３Ａと下段ＦＥＴ１１４Ａの接続点は、第１のモータコイル１８ＡのＶ相ステータコイル１８ＡＶに接続されている。Ｗ相の上段ＦＥＴ１１５Ａと下段ＦＥＴ１１６Ａの接続点は、第１のモータコイル１８ＡのＷ相ステータコイル１８ＡＷに接続されている。各ＦＥＴ１１１Ａ〜１１６Ａは、後述する第１系統のＰＷＭ出力部４８Ａ（図２参照）から出力されるＰＷＭ信号に基づいて制御される。
第２のモータ駆動回路３２Ｂは、三相インバータ回路である。第２のモータ駆動回路３２Ｂは、電源（バッテリー）１００に直列に接続された第２の平滑コンデンサ１０１Ｂと、複数のスイッチング素子１１１Ｂ〜１１６Ｂと、複数のダイオード１２１Ｂ〜１２６Ｂとを含む。第２の平滑コンデンサ１０１Ｂは、電源１００の両端子間に接続されている。この実施形態では、各スイッチング素子１１１Ｂ〜１１６Ｂは、ｎチャネル型のＭＯＳＦＥＴから構成されている。以下において、スイッチング素子１１１Ｂ〜１１６ＢをＦＥＴ１１１Ｂ〜１１６Ｂという場合がある。
複数のＦＥＴ１１１Ｂ〜１１６Ｂは、Ｕ相用の上段ＦＥＴ１１１Ｂと、それに直列に接続されたＵ相用の下段ＦＥＴ１１２Ｂと、Ｖ相用の上段ＦＥＴ１１３Ｂと、それに直列に接続されたＶ相用の下段ＦＥＴ１１４Ｂと、Ｗ相用の上段ＦＥＴ１１５Ｂと、それに直列に接続されたＷ相用の下段ＦＥＴ１１６Ｂとを含む。各スイッチング素子１１１Ｂ〜１１６Ｂには、それぞれダイオード１２１Ｂ〜１２６Ｂが逆並列接続されている。
上段ＦＥＴ１１１Ｂ，１１３Ｂ，１１５Ｂのドレインは、第２の平滑コンデンサ１０１Ｂの正極側端子に接続されている。上段ＦＥＴ１１１Ｂ，１１３Ｂ，１１５Ｂのソースは、それぞれ下段ＦＥＴ１１２Ｂ，１１４Ｂ，１１６Ｂのドレインに接続されている。下段ＦＥＴ１１２Ｂ，１１４Ｂ，１１６Ｂのソースは、第２の平滑コンデンサ１０１Ｂの負極側端子に接続されている。
Ｕ相の上段ＦＥＴ１１１Ｂと下段ＦＥＴ１１２Ｂの接続点は、第２のモータコイル１８ＢのＵ相ステータコイル１８ＢＵに接続されている。Ｖ相の上段ＦＥＴ１１３Ｂと下段ＦＥＴ１１４Ｂの接続点は、第２のモータコイル１８ＢのＶ相ステータコイル１８ＢＶに接続されている。Ｗ相の上段ＦＥＴ１１５Ｂと下段ＦＥＴ１１６Ｂの接続点は、第２のモータコイル１８ＢのＷ相ステータコイル１８ＢＷに接続されている。各ＦＥＴ１１１Ｂ〜１１６Ｂは、後述する第２系統のＰＷＭ出力部４８Ｂ（図２参照）から出力されるＰＷＭ信号に基づいて制御される。
図３において、電源１００は車両に搭載されている。電源１００の負（−）極は、車両の金属性のフレーム（シャシー）１３０に電気的に接続されている。このため、フレーム１３０は、電源１００の負極と同電位である。電動モータ１８が搭載された電動パワーステアリング装置１はフレーム１３０にボルトなどで取り付けられる。ＥＣＵの＋電源ライン、−電源ラインはそれぞれ長いラインを通じて電源１００の正負極に接続される。このため、第１、第２のモータコイル１８Ａ、１８Ｂとフレーム１３０との間には、それぞれ浮遊容量Ｃ１，Ｃ２が存在することになる。また、電源１００と電動パワーステアリング装置１とを接続する正負の電源ラインとフレームグランドとの間には浮遊容量Ｃ３，Ｃ４が存在する。
図２に戻り、第１のモータ駆動回路３２Ａと第１のモータコイル１８Ａとを接続するための電力供給線には、２つの電流センサ３３，３４が設けられている。これらの電流センサ３３，３４は、第１のモータ駆動回路３２Ａと第１のモータコイル１８Ａとを接続するための３本の電力供給線のうち、２本の電力供給線に流れる相電流を検出できるように設けられている。
同様に、第２のモータ駆動回路３２Ｂと第２のモータコイル１８Ｂとを接続するための電力供給線には、２つの電流センサ３５，３６が設けられている。これらの電流センサ３５，３６は、第２のモータ駆動回路３２Ｂと第２のモータコイル１８Ｂとを接続するための３本の電力供給線のうち、２本の電力供給線に流れる相電流を検出できるように設けられている。
マイクロコンピュータ３１は、ＣＰＵおよびメモリ（ＲＯＭ、ＲＡＭ、不揮発性メモリなど。）を備えており、所定のプログラムを実行することによって、複数の機能処理部として機能するようになっている。この複数の機能処理部には、アシスト電流値設定部４１と、電流指令値設定部４２と、電流偏差演算部４３と、ＰＩ（比例積分）制御部４４と、二相・三相変換部４５と、ＰＷＭデューティ演算部（PWM Duty演算部）４６と、ＰＷＭカウント演算部４７と、第１系統のＰＷＭ出力部４８Ａと、第２系統のＰＷＭ出力部４８Ｂと、三相電流演算部４９と、三相・二相変換部５０と、回転角演算部５１と、回転速度演算部５２と、回転角推定部５３とが含まれる。以下において、第１系統のＰＷＭ出力部４８Ａを第１のＰＷＭ出力部４８Ａといい、第２系統のＰＷＭ出力部４８Ｂを第２のＰＷＭ出力部４８Ｂという場合がある。
図４Ａに示すように、ＰＷＭ信号の周期（以下、「ＰＷＭ周期」という。）Ｔｃは、電流制御周期Ｔａよりも小さい。ここで、電流制御周期Ｔａとは、モータ電流の制御ループの演算周期のことである。この電流制御周期Ｔａはプログラムの規模やマイクロコンピュータ３１の演算能力などを考慮して決まる。この実施形態では、今回の電流制御周期Ｔａ内の最初のタイミングでＰＷＭデューティ演算部４６によりＰＷＭデューティが更新され、更新されたＰＷＭデューティが出力される。この実施形態では、ＴｃはＴａの１／１０である。言い換えれば、電流制御周期Ｔａ内に１０周期分のＰＷＭ周期Ｔｃが含まれる。１０周期分のＰＷＭ周期Ｔｃの最初の周期を１番目の周期といい、それ以降の周期を２，３，…，９，１０番目の周期という場合がある。また、ＰＷＭ周期の周期番号をｉ（ｉ＝１，２，…，９，１０）で表す場合がある。なお、ＰＷＭ信号の周波数（＝１／Ｔｃ）は、キャリア周波数と呼ばれる。
本実施形態でのＰＷＭ波形生成方法を説明する。マイクロコンピュータ３１内で、図示しないクロック発生器で生成されるＰＷＭクロック周波数のクロックを図示しないカウンタでアップカウントおよびダウンカウントする。このカウンタのカウント値を、時間を横軸にとり、カウント値を縦軸にとって図示すると、図４Ｂに示すようになる。ここで、カウント値は符号なし整数と解釈する。また、カウント値をキャリアカウントと呼ぶ場合がある。この実施形態では、図４Ｂの波形がキャリア波形である。キャリア波形は三角波である。三角波の１周期はＴｃに等しい。キャリア波形の最大値、つまりカウント値の最大値により、ＰＷＭ信号の周波数（キャリア周波数）が決定される。本実施形態では、ＰＷＭクロック周波数が１００［ＭＨｚ］であり、ＰＷＭ信号の周波数（以下、「ＰＷＭ周波数」という。）が１００［ｋＨｚ］と設定しているので、カウント値の最大値は、１００，０００，０００÷１００，０００÷２＝５００となる。アップダウンカウントするため、１００，０００，０００／１００，０００を、２で割っている。
図４Ｃに示すように、ＰＷＭ出力部４８Ａ，４８Ｂ（図２参照）は、ＰＷＭカウント演算部４７から与えられるＰＷＭカウントとカウンタのカウント値とを比較し、モータ駆動回路３２Ａ，３２Ｂ（図２参照）に対して、High信号またはLow信号を出力する。ＰＷＭ出力部４８Ａ，４８Ｂは、例えば、カウンタのカウント値≧ＰＷＭカウントが成立している間はHigh信号（またはLow信号）を、それ以外はLow信号（またはHigh信号）を出力する。このHigh信号およびLow信号がＰＷＭ信号となる。
この実施形態では、ＰＷＭ周期Ｔｃ内の上段ＦＥＴと下段ＦＥＴのオンオフ状態の変化パターン（オンオフパターン）としては、次の２つのパターンがある。
第１オンオフパターン：キャリアカウント開始から見て、上段ＦＥＴオン状態→下段ＦＥＴオン状態→上段ＦＥＴオン状態へと変化するパターン。
第２オンオフパターン：キャリアカウント開始から見て、下段ＦＥＴオン状態→上段ＦＥＴオン状態→下段ＦＥＴオン状態へと変化するパターン。
この実施形態では、第１系統の各相の上下段ＦＥＴが第１オンオフパターンとなるように制御され、第２系統の各相の上下段ＦＥＴが第２オンオフパターンとなるように制御される。
図２に戻り、三相電流演算部４９は、総Ｕ相電流、総Ｖ相電流および総Ｗ相電流を演算する。具体的には、三相電流演算部４９は、電流センサ３３，３４によって検出される第１系統の２つの相電流の検出値から第１系統のＵ相、Ｖ相およびＷ相の相電流Ｉｕ１，Ｉｖ１，Ｉｗ１を演算する。また、三相電流演算部４９は、電流センサ３５，３６によって検出される第２系統の２つの相電流の検出値から第２系統のＵ相、Ｖ相およびＷ相の相電流Ｉｕ２，Ｉｖ２，Ｉｗ２を演算する。そして、三相電流演算部４９は、第１系統のＵ相、Ｖ相およびＷ相の相電流Ｉｕ１，Ｉｖ１，Ｉｗ１および第２系統のＵ相、Ｖ相およびＷ相の相電流Ｉｕ２，Ｉｖ２，Ｉｗ２に基づいて、総Ｕ相電流Ｉｕ、総Ｖ相電流Ｉｖおよび総Ｗ相電流Ｉｗを演算する。この実施形態では、第１三相モータコイル１８Ａと第２三相モータコイル１８Ｂとの位相差は１８０度であるので、三相電流演算部４９は、次式（１）に基づいて、電流制御用の総Ｕ相電流Ｉｕ、総Ｖ相電流Ｉｖおよび総Ｗ相電流Ｉｗを演算する。
Ｉｕ＝Ｉｕ１−Ｉｕ２
Ｉｖ＝Ｉｖ１−Ｉｖ２
Ｉｗ＝Ｉｗ１−Ｉｗ２ …（１）
回転角演算部５１は、回転角センサ２３の出力信号に基づいて、電動モータ１８のロータの回転角θ（電気角）を電流制御周期Ｔａ毎に演算する。この実施形態では、回転角演算部５１は、第１系統の三相モータコイル１８ＡのＵ相に対する電動モータ１８のロータの回転角（電気角）をロータ回転角θとして演算する。回転角演算部５１によって演算されるロータ回転角θは、三相・二相変換部５０、回転速度演算部５２および回転角推定部５３に与えられる。この実施形態では、ロータ回転角θが取得（検出）されるタイミングは、電流制御周期Ｔａの中央時点であるものとする。
回転速度演算部５２は、回転角演算部５１によって演算されるロータ回転角θを時間微分することにより、電動モータ１８のロータの回転速度（角速度）ωを演算する。回転速度演算部５２によって演算される回転速度ωは、回転角推定部５３に与えられる。
回転角推定部５３は、前回の電流制御周期Ｔａで取得された前回の電流制御周期Ｔａの中央時点でのロータ回転角θ（ｍ−１）を用いて、次式（２）に基づいて、次回の電流制御周期Ｔａの中央時点でのロータ回転角θ（ｍ＋１）を推定する。
θ（ｍ＋１）＝θ（ｍ−１）＋ω・２Ｔａ …（２）
回転角推定部５３によって推定された次回の電流制御周期Ｔａでのロータ回転角θ（ｍ＋１）は、二相・三相変換部４５に与えられる。
アシスト電流値設定部４１は、トルクセンサ１１によって検出される検出操舵トルクＴと、車速センサ２４によって検出される車速Ｖとに基づいて、アシスト電流値Ｉａ＊を電流制御周期Ｔａ毎に設定する。検出操舵トルクＴに対するアシスト電流値Ｉａ＊の設定例は、図５に示されている。検出操舵トルクＴは、例えば右方向への操舵のためのトルクが正の値にとられ、左方向への操舵のためのトルクが負の値にとられている。また、アシスト電流値Ｉａ＊は、電動モータ１８から右方向操舵のための操舵補助力を発生させるべきときには正の値とされ、電動モータ１８から左方向操舵のための操舵補助力を発生させるべきときには負の値とされる。アシスト電流値Ｉａ＊は、検出操舵トルクＴの正の値に対しては正をとり、検出操舵トルクＴの負の値に対しては負をとる。
検出操舵トルクＴが−Ｔ１〜Ｔ１（たとえば、Ｔ１＝０．４Ｎ・ｍ）の範囲（トルク不感帯）の微小な値のときには、アシスト電流値Ｉａ＊は零とされる。そして、検出操舵トルクＴが−Ｔ１〜Ｔ１の範囲外の値である場合には、アシスト電流値Ｉａ＊は、検出操舵トルクＴの絶対値が大きくなるほど、その絶対値が大きくなるように設定される。また、アシスト電流値Ｉａ＊は、車速センサ２４によって検出される車速Ｖが大きいほど、その絶対値が小さくなるように設定されるようになっている。これにより、低速走行時には操舵補助力が大きくされ、高速走行時には操舵補助力が小さくされる。
電流指令値設定部４２は、アシスト電流値設定部４１によって設定されたアシスト電流値Ｉａ＊に基づいて、ｄｑ座標系の座標軸に流すべき電流値を電流指令値として設定する。具体的には、電流指令値設定部４２は、ｄ軸電流指令値Ｉｄ ＊およびｑ軸電流指令値Ｉｑ ＊（以下、これらを総称するときには「二相電流指令値Ｉｄｑ ＊」という。）を設定する。さらに具体的には、電流指令値設定部４２は、ｑ軸電流指令値Ｉｑ ＊をアシスト電流値設定部４１によって設定されたアシスト電流値Ｉａ＊とする一方で、ｄ軸電流指令値Ｉｄ ＊を零とする。電流指令値設定部４２によって設定された二相電流指令値Ｉｄｑ ＊は、電流偏差演算部４３に与えられる。
三相・二相変換部５０は、三相電流演算部４９によって演算された電流制御用の総Ｕ相電流Ｉｕ、総Ｖ相電流Ｉｖおよび総Ｗ相電流Ｉｗを、ｄｑ座標系の二相検出電流Ｉｄｑに座標変換する。二相検出電流Ｉｄｑは、ｄ軸検出電流Ｉｄおよびｑ軸検出電流Ｉｑからなる。この座標変換には、回転角演算部５１によって演算されるロータ回転角θが用いられる。
電流偏差演算部４３は、ｄ軸電流指令値Ｉｄ ＊に対するｄ軸検出電流Ｉｄの偏差およびｑ軸電流指令値Ｉｑ ＊に対するｑ軸検出電流Ｉｑの偏差を演算する。これらの偏差は、ＰＩ制御部４４に与えられる。
ＰＩ制御部４４は、電流偏差演算部４３によって演算された電流偏差に対するＰＩ演算を行なうことにより、電動モータ１８に印加すべき二相電圧指令値Ｖｄｑ ＊（ｄ軸電圧指令値Ｖｄ ＊およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ ＊）を生成する。この二相電圧指令値Ｖｄｑ ＊は、二相・
三相変換部４５に与えられる。
二相・三相変換部４５は、今回の電流制御周期ＴａにおいてＰＩ制御部４４によって演算された二相電圧指令値Ｖｄｑ ＊に対して、今回の電流制御周期Ｔａにおいて回転角推定部５３によって演算された次回の電流制御周期Ｔａに対する回転角推定値θ（ｍ＋１）を用いて二相・三相変換を行うことにより、次回の電流制御周期Ｔａに対する三相電圧指令値ＶＵＶＷ ＊を演算する。三相電圧指令値ＶＵＶＷ ＊は、Ｕ相電圧指令値ＶＵ ＊、Ｖ相電圧指令値ＶＶ ＊およびＷ相電圧指令値ＶＷ ＊からなる。これにより、次回の電流制御周期Ｔａに対する三相電圧指令値ＶＵＶＷ ＊が得られる。
二相・三相変換部４５によって得られた次回の電流制御周期Ｔａに対する三相電圧指令値ＶＵＶＷ ＊は、ＰＷＭデューティ演算部４６に与えられる。
ＰＷＭデューティ演算部４６は、次回の電流制御周期Ｔａに対する三相電圧指令値ＶＵＶＷ ＊に基づいて、次回の電流制御周期Ｔａに対する第１系統の各相のＰＷＭカウントＣｕ１Ａ、Ｃｖ１Ａ，Ｃｗ１Ａを演算する。後述するように、次回の電流制御周期Ｔａに対する第１系統の各相のＰＷＭカウントＣｕ１Ａ、Ｃｖ１Ａ，Ｃｗ１Ａは、次回の電流制御周期Ｔａ内の各ＰＷＭ周期に対する第１系統の各相のＰＷＭカウントＣｕ１Ｃ、Ｃｖ１Ｃ，Ｃｗ１Ｃとして設定される。したがって、ＰＷＭデューティ演算部４６によって演算される次回の電流制御周期Ｔａに対する第１系統の各相のＰＷＭカウントは、次回の電流制御周期Ｔａ内の各ＰＷＭ周期に対する第１系統の各相のＰＷＭカウントであるということもできる。
第１系統のＵ相ＰＷＭカウントＣｕ１Ａは、例えば次のようにして求められる。すなわち、ＰＷＭデューティ演算部４６は、二相・三相変換部４５によって得られたある電流制御周期Ｔａに対するＵ相電圧指令値ＶＵ ＊と、ＰＷＭ最大カウント数Ｃｍａｘとを用いて、次式（３）に基づいて、当該電流制御周期Ｔａに対する第１系統のＵ相ＰＷＭカウントＣｕ１Ａを演算する。
Ｃｕ１Ａ＝ＶＵ ＊×（Ｃｍａｘ／Ｖｂ）
＝ＶＵ ＊×（１，０００／Ｖｂ） …（３）
前記式（２）においてＶｂは、モータ駆動回路３２の電源電圧（電源１００の出力電圧）である。
第１系統のＶ相ＰＷＭカウントＣｖ１Ａは、前記式（３）の右辺のＵ相電圧指令値ＶＵ ＊の代わりにＶ相電圧指令値ＶＶ ＊を用いることによって演算することができる。また、第１系統のＷ相ＰＷＭカウントＣｗ１Ａは、前記式（３）の右辺のＵ相電圧指令値ＶＵ ＊の代わりにＷ相電圧指令値ＶＷ ＊を用いることによって演算することができる。
ＰＷＭカウント演算部４７は、ＰＷＭデューティ演算部４６によって演算された次回の電流制御周期Ｔａに対する第１系統の各相のＰＷＭカウントＣｕ１Ａ，Ｃｖ１Ａ，Ｃｗ１Ａに基づいて、次回の電流制御周期Ｔａ内の各ＰＷＭ周期Ｔｃに対する各系統の各相の最終的なＰＷＭカウントＣｕ１，Ｃｖ１，Ｃｗ１，Ｃｕ２，Ｃｖ２，Ｃｗ２を演算する。ＰＷＭカウント演算部４７の動作の詳細については、後述する。
ＰＷＭカウント演算部４７によって演算された次回の電流制御周期Ｔａ内の各ＰＷＭ周期Ｔｃに対する第１系統の各相の最終的なＰＷＭカウントは、第１のＰＷＭ出力部４８Ａに与えられる。一方、ＰＷＭカウント演算部４７によって演算された次回の電流制御周期Ｔａ内の各ＰＷＭ周期Ｔｃに対する第２系統の各相の最終的なＰＷＭカウントは、第２のＰＷＭ出力部４８Ｂに与えられる。
第１のＰＷＭ出力部４８Ａは、ＰＷＭカウント演算部４７から与えられる電流制御周期Ｔａ内の各ＰＷＭ周期Ｔｃに対する第１系統の各相の最終的なＰＷＭカウントを、複数の電流制御周期分にわたって記憶している。第１のＰＷＭ出力部４８Ａは、前回の電流制御周期ＴａにおいてＰＷＭカウント演算部４７から与えられた今回の電流制御周期Ｔａ内の各ＰＷＭ周期Ｔｃに対する第１系統の各相の最終的なＰＷＭカウントに基づいて、今回の電流制御周期Ｔａ内の各ＰＷＭ周期Ｔｃに対する第１系統の各相のＰＷＭ信号を生成して、第１のモータ駆動回路３２Ａに供給する。具体的には、第１のＰＷＭ出力部４８Ａは、今回の電流制御周期Ｔａ内のＰＷＭ周期Ｔｃ毎に、当該電流制御周期Ｔａ内の各ＰＷＭ周期Ｔｃに対する第１系統のＵ相の最終的なＰＷＭカウント、Ｖ相の最終的なＰＷＭカウントおよびＷ相の最終的なＰＷＭカウントにそれぞれ対応するデューティのＵ相ＰＷＭ信号、Ｖ相ＰＷＭ信号およびＷ相ＰＷＭ信号を生成して、第１のモータ駆動回路３２Ａに供給する。
第１のモータ駆動回路３２Ａを構成する６つのＦＥＴ１１１Ａ〜１１６Ａが第１のＰＷＭ出力部４８Ａから与えられるＰＷＭ信号によって制御されることにより、ＰＷＭ周期Ｔｃ毎の第１の三相電圧指令値Ｖ１ＵＶＷ ＊に相当する電圧が第１のモータコイル１８Ａの各相のステータコイル１８ＡＵ，１８ＡＶ，１８ＡＷに印加されることになる。
第２のＰＷＭ出力部４８Ｂは、ＰＷＭカウント演算部４７から与えられる電流制御周期Ｔａ内の各ＰＷＭ周期Ｔｃに対する第２系統の各相の最終的なＰＷＭカウントを、複数の電流制御周期分にわたって記憶している。第２のＰＷＭ出力部４８Ｂは、前回の電流制御周期ＴａにおいてＰＷＭカウント演算部４７から与えられた今回の電流制御周期Ｔａ内の各ＰＷＭ周期Ｔｃに対する第２系統の各相の最終的なＰＷＭカウントに基づいて、今回の電流制御周期Ｔａ内の各ＰＷＭ周期Ｔｃに対する第２系統の各相のＰＷＭ信号を生成して、第２のモータ駆動回路３２Ｂに供給する。具体的には、第２のＰＷＭ出力部４８Ｂは、今回の電流制御周期Ｔａ内のＰＷＭ周期Ｔｃ毎に、当該電流制御周期Ｔａ内の各ＰＷＭ周期Ｔｃに対する第２系統のＵ相の最終的なＰＷＭカウント、Ｖ相の最終的なＰＷＭカウントおよびＷ相の最終的なＰＷＭカウントにそれぞれ対応するデューティのＵ相ＰＷＭ信号、Ｖ相ＰＷＭ信号およびＷ相ＰＷＭ信号を生成して、第２のモータ駆動回路３２Ｂに供給する。
第２のモータ駆動回路３２Ｂを構成する６つのＦＥＴ１１１Ｂ〜１１６Ｂが第２のＰＷＭ出力部４８Ｂから与えられるＰＷＭ信号によって制御されることにより、ＰＷＭ周期Ｔｃ毎の第２の三相電圧指令値Ｖ２ＵＶＷ ＊に相当する電圧が第２のモータコイル１８Ｂの各相のステータコイル１８ＢＵ，１８ＢＶ，１８ＢＷに印加されることになる。
以下、ＰＷＭカウント演算部４７の動作について詳しく説明する。
第１系統のある相の出力電圧（以下、第１の相電圧という）の波形が図６（ａ）である場合には、第１の相電圧に起因して、第１のモータコイル１８Ａとフレームグランドとの間に存在する浮遊容量Ｃ１（図３参照）に流れる電流は、図６（ｃ）に示すようになる。つまり、第１の相電圧の立下り時点ｔ１で−方向の電流が浮遊容量Ｃ１に流れ、第１の相電圧の立上り時点ｔ２で＋方向の電流が浮遊容量Ｃ１に流れる。
そこで、第２系統のある相の出力電圧（以下、第２の相電圧という）の波形を、図６（ｂ）に示すように、図６（ａ）の第１の相電圧の波形を反転させた波形にすると、第２の相電圧に起因して、第２のモータコイル１８Ｂとフレームグランドとの間に存在する浮遊容量Ｃ２（図３参照）に流れる電流は、図６（ｄ）に示すようになる。つまり、第２の相電圧の立上り時点ｔ１で＋方向の電流が浮遊容量Ｃ２に流れ、第２の相電圧の立下り時点ｔ２で−方向の電流が浮遊容量Ｃ２に流れる。したがって、時点ｔ１および時点ｔ２のそれぞれの時点において、第１の相電圧に起因して浮遊容量Ｃ１に流れる電流と第２の相電圧に起因して浮遊容量Ｃ２に流れる電流とが相殺される。このため、図６（ｅ）に示すように、正負の電源ラインとフレームグランドとの間に存在する浮遊容量Ｃ３、Ｃ４（図３参照）に流れる電流は低下する。
図７は、コモンモードノイズ電流に着目した等価回路である。第１の相電圧、第２の相電圧はノイズ発生源とみなすことができる。電源１００はコモンモードノイズ電流のような交流的には正負電極間がショートされているとみなすことができる。図７において、第１の相電圧により実線矢印のようにコモンモードノイズ電流が流れる。第２の相電圧により一点鎖線の矢印のようにコモンモードノイズ電流が流れる。したがって、浮遊容量Ｃ３、Ｃ４に流れる各コモンモードノイズ電流は向きが互いに逆なので、打ち消し合い、結果としてトータルのコモンモードノイズ電流は低下する。
この実施形態では、ＰＷＭカウント演算部４７は、各ＰＷＭ周期において、第２系統の各相の相電圧の波形が、第１系統の対応する相の相電圧の波形を反転させた波形となるように、各系統の各相の最終的なＰＷＭカウントを演算する。
図８は、ＰＷＭカウント演算部４７の動作の一例を説明するためのフローチャートである。
ＰＷＭカウント演算部４７は、ＰＷＭデューティ演算部４６から与えられる次回の電流制御周期Ｔａに対する第１系統のＵ相、Ｖ相およびＷ相のＰＷＭカウントＣｕ１Ａ、Ｃｖ１ＡおよびＣｗ１Ａを、それぞれ次回の電流制御周期Ｔａ内の各ＰＷＭ周期Ｔｃに対する第１系統のＵ相、Ｖ相およびＷ相のＰＷＭカウントＣｕ１Ｃ、Ｃｖ１ＣおよびＣｗ１Ｃとして設定する（ステップＳ１）。この実施形態では、このようにして設定された第１系統のＵ相、Ｖ相およびＷ相のＰＷＭカウントＣｕ１Ｃ、Ｃｖ１ＣおよびＣｗ１Ｃは、第１系統の対応する相の相電圧のレベル変化タイミングに対応したＰＷＭカウントの目標値である相電圧対応ＰＷＭカウントして扱われる。
また、ＰＷＭカウント演算部４７は、ＰＷＭデューティ演算部４６から与えられる次回の電流制御周期Ｔａに対する第１系統のＵ相、Ｖ相およびＷ相のＰＷＭカウントＣｕ１Ａ、Ｃｖ１ＡおよびＣｗ１Ａを、それぞれ次回の電流制御周期Ｔａ内の各ＰＷＭ周期Ｔｃに対する第２系統のＵ相、Ｖ相およびＷ相のＰＷＭカウントＣｕ２Ｃ、Ｃｖ２ＣおよびＣｗ２Ｃとして設定する（ステップＳ２）。この実施形態では、このようにして設定された第２系統のＵ相、Ｖ相およびＷ相のＰＷＭカウントＣｕ２Ｃ、Ｃｖ２ＣおよびＣｗ２Ｃは、第２系統の対応する相の相電圧のレベル変化タイミングに対応したＰＷＭカウントの目標値である相電圧対応ＰＷＭカウントして扱われる。
図１１Ａは、ステップＳ１で設定された各ＰＷＭ周期Ｔｃにおける第１系統のＵ相、Ｖ相およびＷ相の相電圧対応ＰＷＭカウントＣｕ１Ｃ、Ｃｖ１ＣおよびＣｗ１Ｃと、ステップＳ２で設定された各ＰＷＭ周期Ｔｃにおける第２系統のＵ相、Ｖ相およびＷ相の相電圧用ＰＷＭカウント相電圧対応ＰＷＭカウントＣｕ２Ｃ、Ｃｖ２ＣおよびＣｗ２Ｃの一例を示す模式図である。
次に、ＰＷＭカウント演算部４７は、デットタイムを考慮して、ステップＳ１およびＳ２で設定された各系統の各相の相電圧対応ＰＷＭカウントを、各系統の各相の最終的なＰＷＭカウントに変換する（ステップＳ３）。各系統の各相の最終的なＰＷＭカウントは、対応する系統の対応する相の上下段ＦＥＴを制御するためのＦＥＴ制御用ＰＷＭカウントである。以下、ステップＳ３の処理について説明する。
図９は、主として、ＦＥＴ制御用ＰＷＭカウントと、各系統の各相の上段ＦＥＴ指令および下段ＦＥＴ指令との関係を示す模式図である。言い換えれば、第１のＰＷＭ出力部４８Ａおよび第２のＰＷＭ出力部４８Ｂ（図２参照）の各相に対する動作の一例を説明するための模式図である。
この実施形態では、前述したように、キャリア波形は三角波であり、ＰＷＭカウントの出力可能カウントは０〜５００に設定されている。また、この実施形態では、デットタイムに相当するカウント値を１０とする。
上下段ＦＥＴが第１オンオフパターンとなるように制御される第１系統の各相の上段ＦＥＴ指令および下段ＦＥＴ指令について説明する。この実施形態では、キャリアカウントがＦＥＴ制御用ＰＷＭカウントよりも大きいときに、第１系統の各祖の上段ＦＥＴ指令がオフ指令となるように、第１系統の各相の上段ＦＥＴのスイッチングタイミングが設定されている。つまり、キャリアカウントのアップカウント中にキャリアカウントがＦＥＴ制御用ＰＷＭカウントと等しくなると（時点ｔ２）、図９（ａ）に示すように、上段ＦＥＴ指令は、オン指令からオフ指令に変化する。そして、キャリアカウントのダウンカウント中にキャリアカウントがＦＥＴ制御用ＰＷＭカウントと等しくなると（時点ｔ５）、上段ＦＥＴ指令は、オフ指令からオン指令に変化する。
図９（ｂ）に示すように、時点ｔ２からデットタイムＴｄが経過すると（時点ｔ３）、下段ＦＥＴ指令はオフ指令からオン指令に変化する。そして、時点ｔ５に対してデットタイムＴｄだけ早い時点（時点ｔ４）において、下段ＦＥＴ指令はオン指令からオフ指令に変化する。
上下段ＦＥＴが第２オンオフパターンとなるように制御される第２系統の各相の上段ＦＥＴ指令および下段ＦＥＴ指令について説明する。この実施形態では、キャリアカウントがＦＥＴ制御用ＰＷＭカウントよりも大きいときに、第２系統の各相の上段ＦＥＴ指令がオン指令となるように、第２系統の各相の上段ＦＥＴのスイッチングタイミングが設定されている。つまり、キャリアカウントのアップカウント中にキャリアカウントがＦＥＴ制御用ＰＷＭカウントと等しくなると（時点ｔ２）、図９（ｅ）に示すように、上段ＦＥＴ指令は、オフ指令からオン指令に変化する。そして、キャリアカウントのダウンカウント中にキャリアカウントがＦＥＴ制御用ＰＷＭカウントと等しくなると（時点ｔ５）、上段ＦＥＴ指令は、オン指令からオフ指令に変化する。
図９（ｆ）に示すように、時点ｔ２に対してデットタイムＴｄだけ早い時点（時点ｔ１）において、下段ＦＥＴ指令はオン指令からオフ指令に変化する。時点ｔ５からデットタイムＴｄが経過すると（時点ｔ６）、下段ＦＥＴ指令はオフ指令からオン指令に変化する。
デットタイム期間中のある相の出力電圧（相電圧）について、図１０Ａおよび図１０Ｂを参照して説明する。ここでは、第１系統のＵ相を例にとって説明するが、第１系統の他の２つの相や、第２系統の各相においても同様である。
図１０Ａのｉに示すように、上段ＦＥＴ１１１Ａおよび下段ＦＥＴ１１２Ａの接続点から電動モータ１８側に向かって電流が流れている状態では、矢印１４１に示すように、デットタイム期間中においては、下段ＦＥＴ１１２Ａに逆並列接続されたダイオード１２２Ａを通じて電流が流れることになる。したがって、デットタイム期間中においては、出力電圧（相電圧）ＶｕはＬベルとなる。このため、相電圧ＶｕのＬレベルの期間は、上段ＦＥＴ１１１Ａのオフ期間と同じになる。
一方、図１０Ｂのｉに示すように、電動モータ１８側から上段ＦＥＴ１１１Ａおよび下段ＦＥＴ１１２Ａの接続点に向かって電流が流れている状態では、デットタイム期間中においては、矢印１４２に示すように、上段ＦＥＴ１１１Ａに逆並列接続されたダイオード１２１Ａを通じて電流が流れることになる。したがって、デットタイム期間中においては、出力電圧（相電圧）ＶｕはＨレベルとなる。このため、相電圧ＶｕのＬレベルの期間は上段ＦＥＴ１１１Ａのオフ期間よりも短くなる。言い換えれば、相電圧ＶｕのＨレベルの期間は上段ＦＥＴ１１１Ａのオン期間よりも長くなる。
第１系統において、ＦＥＴ制御用ＰＷＭカウントがＰＷＭカウント最大値の１／２以上（２５０以上）である場合には、ＦＥＴ制御用ＰＷＭカウントがＰＷＭカウント最大値の１／２未満である場合に比べて、上段ＦＥＴのオン時間が長くなる。そこで、この実施形態では説明の便宜上、ＦＥＴ制御用ＰＷＭカウントが２５０以上である場合には、上段ＦＥＴおよび下段ＦＥＴの接続点から電動モータ１８側に向かって電流が流れている状態（図１０Ａに示される状態）であると考えることにする。このため、デットタイム期間中においては、出力電圧（相電圧）はＬベルとなると考えられる。したがって、この場合には、相電圧は、図９（ｃ）に示すように変化すると考えられるので、相電圧のレベル変化タイミング（相電圧対応ＰＷＭカウント）と上段ＦＥＴのスイッチングタイミング（ＦＥＴ制御用ＰＷＭカウント）とは一致する。
一方、第１オンオフパターン相において、ＦＥＴ制御用ＰＷＭカウントがＰＷＭカウント最大値の１／２未満（２５０未満）である場合には、ＦＥＴ制御用ＰＷＭカウントがＰＷＭカウント最大値の１／２以上である場合に比べて、上段ＦＥＴのオン時間が短くなる。そこで、この実施形態では説明の便宜上、ＦＥＴ制御用ＰＷＭカウントが２５０未満である場合には、電動モータ１８側から上段ＦＥＴおよび下段ＦＥＴの接続点に向かって電流が流れている状態（図１０Ｂに示される状態）であると考えることにする。このため、デットタイム期間中においては、出力電圧（相電圧）はＨレベルとなると考えられる。
したがって、この場合には、相電圧は、図９（ｄ）に示すように変化すると考えられるので、相電圧のレベル変化タイミング（相電圧対応ＰＷＭカウント）と上段ＦＥＴのスイッチングタイミング（ＦＥＴ制御用ＰＷＭカウント）とは一致しなくなる。上段ＦＥＴのスイッチングタイミングが相電圧のレベル変化タイミングと一致するＰＷＭカウント（相電圧対応ＰＷＭカウント）は、ＦＥＴ制御用ＰＷＭカウントにデットタイムに相当するカウント値（この実施形態では“１０”）を加算した値となる。したがって、このような場合には、ＰＷＭカウント演算部４７は、相電圧対応ＰＷＭカウントからデットタイムに相当するカウント値だけ減算した値をＦＥＴ制御用ＰＷＭカウントに設定する必要がある。
第２系統において、ＦＥＴ制御用ＰＷＭカウントがＰＷＭカウント最大値の１／２以上（２５０以上）である場合には、ＦＥＴ制御用ＰＷＭカウントがＰＷＭカウント最大値の１／２以上である場合に比べて、上段ＦＥＴのオン時間が短くなる。そこで、この実施形態では説明の便宜上、ＦＥＴ制御用ＰＷＭカウントが２５０以上である場合には、電動モータ１８側から上段ＦＥＴおよび下段ＦＥＴの接続点に向かって電流が流れている状態（図１０Ｂに示される状態）であると考えることにする。このため、デットタイム期間中においては、出力電圧（相電圧）はＨベルとなると考えられる。したがって、この場合には、相電圧は、図９（ｇ）に示すように変化すると考えられるので、相電圧のレベル変化タイミング（相電圧用ＰＷＭカウント）と上段ＦＥＴのスイッチングタイミング（ＦＥＴ制御用ＰＷＭカウント）とは一致しなくなる。上段ＦＥＴのスイッチングタイミングが相電圧のレベル変化タイミングと一致する相電圧対応ＰＷＭカウントは、ＦＥＴ制御用ＰＷＭカウントにデットタイムに相当するカウント値（この実施形態では“１０”）を減算した値となる。したがって、このような場合には、ＰＷＭカウント演算部４７は、相電圧対応ＰＷＭカウントに、デットタイムに相当するカウント値を加算した値をＦＥＴ制御用ＰＷＭカウントに設定する必要がある。
一方、第２オンオフパターン相において、ＦＥＴ制御用ＰＷＭカウントがＰＷＭカウント最大値の１／２未満（２５０未満）である場合には、ＦＥＴ制御用ＰＷＭカウントがＰＷＭカウント最大値の１／２以上である場合に比べて、上段ＦＥＴのオン時間が長くなる。そこで、この実施形態では説明の便宜上、ＦＥＴ制御用ＰＷＭカウントが２５０未満である場合には、上段ＦＥＴおよび下段ＦＥＴの接続点から電動モータ１８側に向かって電流が流れている状態（図１０Ａに示される状態）であると考えることにする。このため、デットタイム期間中においては、出力電圧（相電圧）はＬベルとなると考えられる。したがって、この場合には、相電圧は、図９（ｈ）に示すように変化すると考えられるので、相電圧のレベル変化タイミング（相電圧対応ＰＷＭカウント）と上段ＦＥＴのスイッチングタイミング（ＦＥＴ制御用ＰＷＭカウント）とは一致する。
この実施形態では、説明の便宜上、第１系統および第２系統において、相電流の方向をＰＷＭカウントがＰＷＭカウント最大値の１／２以上であるか否かに基づいて推定しているが、相電流を検出し、この検出値に基づいて相電流の方向を推定してもよい。
ステップＳ３では、ＰＷＭカウント演算部４７は、次回の電流制御周期Ｔａ内の各ＰＷＭ周期Ｔｃに対する第１系統の各相の相電圧対応ＰＷＭカウントＣｕ１Ｃ、Ｃｖ１ＣおよびＣｗ１Ｃのうち、２５０以上の相電圧対応ＰＷＭカウントについては、その値をそのまま、当該相の最終的なＰＷＭカウント（ＦＥＴ制御用ＰＷＭカウント）Ｃｕ１、Ｃｖ１およびＣｗ１として設定する。
前記第１系統の各相の相電圧対応ＰＷＭカウントＣｕ１Ｃ、Ｃｖ１ＣおよびＣｗ１Ｃのうち、２５０未満の相電圧用ＰＷＭカウントについては、ＰＷＭカウント演算部４７は、その値からデットタイムに相当するカウント値（この実施形態では“１０”）を減算した値を、当該相の最終的なＰＷＭカウント（ＦＥＴ制御用ＰＷＭカウント）Ｃｕ１、Ｃｖ１およびＣｗ１として設定する。
ＰＷＭカウント演算部４７は、次回の電流制御周期Ｔａ内の各ＰＷＭ周期Ｔｃに対する第２系統の各相の相電圧対応ＰＷＭカウントＣｕ２Ｃ、Ｃｖ２ＣおよびＣｗ２Ｃのうち、２５０以上のＰＷＭカウントについては、その値にデットタイムに相当するカウント値（この実施形態では“１０”）を加算した値を、当該相の最終的なＰＷＭカウント（ＦＥＴ制御用ＰＷＭカウント）Ｃｕ２、Ｃｖ２およびＣｗ２として設定する。
前記第２系統の各相の相電圧対応ＰＷＭカウントＣｕ２ *、Ｃｖ２ *およびＣｗ２ *のうち、２５０未満のＰＷＭカウントについては、ＰＷＭカウント演算部４７は、その値をそのまま、当該相の最終的なＰＷＭカウント（ＦＥＴ制御用ＰＷＭカウント）Ｃｕ２、Ｃｖ２およびＣｗ２として設定する。
ステップＳ１およびＳ２によって設定された各系統の各相のＰＷＭ周期単位の相電圧用ＰＷＭカウントが図１１Ａである場合、ステップＳ３によって設定される各系統の各相のＰＷＭ周期単位のＦＥＴ制御用ＰＷＭカウントを図１１Ｂに示す。図１１Ａと図１１Ｂとを比較すると、第１系統のＶ相の相電圧対応ＰＷＭカウントＣｖ１Ｃの２００がＦＥＴ制御用ＰＷＭカウントＣｖ１の１９０に変換され、第１系統のＷ相の相電圧対応ＰＷＭカウントＣｗ１Ｃの１００がＦＥＴ制御用ＰＷＭカウントＣｗ１の９０に変換されていることがわかる。また、第２系統のＵ相の相電圧対応ＰＷＭカウントＣｕ２Ｃの４００がＦＥＴ制御用ＰＷＭカウントＣｕ２の４１０に変換されていることがわかる。
次に、ＰＷＭカウント演算部４７は、ステップＳ３で得られたＰＷＭ周期に対する第１系統のＵ相、Ｖ相およびＷ相の最終的なＰＷＭカウント（ＦＥＴ制御用ＰＷＭカウント）Ｃｕ１、Ｃｖ１およびＣｗ１を、次回の電流制御周期Ｔａ内の各ＰＷＭ周期Ｔｃに対する第１系統のＵ相、Ｖ相およびＷ相のＦＥＴ制御用ＰＷＭカウントＣｕ１、Ｃｖ１およびＣｗ１として、第１のＰＷＭ出力部４８Ａに与える（ステップＳ４）。
また、ＰＷＭカウント演算部４７は、ステップＳ３で得られたＰＷＭ周期に対する第２系統のＵ相、Ｖ相およびＷ相の最終的なＰＷＭカウント（ＦＥＴ制御用ＰＷＭカウント）Ｃｕ２、Ｃｖ２およびＣｗ２を、次回の電流制御周期Ｔａ内の各ＰＷＭ周期Ｔｃに対する第２系統のＵ相、Ｖ相およびＷ相のＦＥＴ制御用ＰＷＭカウントＣｕ２、Ｃｖ２およびＣｗ２として、第２のＰＷＭ出力部４８Ｂに与える（ステップＳ５）。そして、ＰＷＭカウント演算部４７は、今回の電流制御周期Ｔａでの処理を終了する。
前述したように、この実施形態では、第１の三相モータコイル１８Ａに対して第２の三相モータコイル１８Ｂは、１８０度の位相差を有している。このため、前述のように各系統の各相のＦＥＴ制御用ＰＷＭカウントを設定した場合、ロータ回転角に対する第１系統の各相の相電圧対応ＰＷＭカウントに対応するデューティ［％］と、ロータ回転角に対する第２系統の各相の相電圧対応ＰＷＭカウント対応するデューティ［％］は、図１２に示すように変化する。したがって、図１２に両矢印で示すように、第１系統のある相のデューティが例えば８０［％］のときに、第２系統の対応する相のデューティが例えば２０［％］となるので、図１３に示すように、ＰＷＭ周期Ｔｃにおいて、第２系統の当該相電圧の波形は、第１系統の当該相電圧の波形を反転したものとなる。他の相も同様に、ＰＷＭ周期Ｔｃにおいて、第２系統の当該相電圧の波形は、第１系統の当該相電圧の波形を反転したものとなる。このように、この実施形態では、両系統の対応する相間においてノイズ電流を相殺できるのでコモンモードノイズを効果的に低減できる。また、ロータに付与されるトルクが、各系統の三相モータコイル１８Ａ，１８Ｂによってロータに付与されるトルクのほぼ２倍となるので、効率良く電動モータ１８を駆動できるようになる。
前述の実施形態では、第１の三相モータコイル１８Ａに対して第２の三相モータコイル１８Ｂは１８０度の位相差を有しているが、第１の三相モータコイル１８Ａに対して第２の三相モータコイル１８Ｂは３００度の位相差を有していてもよい。この場合には、三相電流演算部４９およびＰＷＭカウント演算部４７の動作を次のように変更することによって、コモンモードノイズを効果的に低減できるとともに、効率良く電動モータ１８を駆動できるようになる。
すなわち、三相電流演算部４９は、次式（４）に基づいて、電流制御用のＵ相、Ｖ相およびＷ相の相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを演算する。
Ｉｕ＝Ｉｕ１−Ｉｖ２
Ｉｖ＝Ｉｖ１−Ｉｗ２
Ｉｗ＝Ｉｗ１−Ｉｕ２ …（４）
ＰＷＭカウント演算部４７は、各ＰＷＭ周期において、第１系統のＵ相、Ｖ相およびＷ相の相電圧に起因して浮遊容量に流れる電流が、それぞれ第２系統のＶ相、Ｗ相およびＵ相の相電圧に起因して浮遊容量に流れる電流によって相殺されるように、各系統の各相のＦＥＴ制御用ＰＷＭカウントを設定する。具体的には、ＰＷＭカウント演算部４７は、図８のステップＳ１においては、前述のステップＳ１と同様な処理を行う。つまり、ＰＷＭカウント演算部４７は、ＰＷＭデューティ演算部４６から与えられる次回の電流制御周期Ｔａに対する第１系統のＵ相、Ｖ相およびＷ相のＰＷＭカウントＣｕ１Ａ、Ｃｖ１ＡおよびＣｗ１Ａを、それぞれ次回の電流制御周期Ｔａ内の各ＰＷＭ周期Ｔｃに対する第１系統のＵ相、Ｖ相およびＷ相のＰＷＭカウント（この例では相電圧対応ＰＷＭカウント）Ｃｕ１Ｃ、Ｃｖ１ＣおよびＣｗ１Ｃとして設定する。
しかし、ＰＷＭカウント演算部４７は、図８のステップＳ２においては、前述のステップＳ２とは異なる処理を行う。つまり、ＰＷＭカウント演算部４７は、ＰＷＭデューティ演算部４６から与えられる次回の電流制御周期Ｔａに対する第１系統のＵ相、Ｖ相およびＷ相の相電圧対応ＰＷＭカウントＣｕ１Ａ、Ｃｖ１ＡおよびＣｗ１Ａを、それぞれ次回の電流制御周期Ｔａ内の各ＰＷＭ周期Ｔｃに対する第２系統のＶ相、Ｗ相およびＵ相のＰＷＭカウント（この例では相電圧対応ＰＷＭカウント）Ｃｖ２Ｃ、Ｃｗ２ＣおよびＣｕ２Ｃとして設定する。ステップＳ３〜Ｓ５の処理は同様である。
また、第１の三相モータコイル１８Ａに対して第２の三相モータコイル１８Ｂは６０度の位相差を有していてもよい。この場合には、三相電流演算部４９およびＰＷＭカウント演算部４７の動作を次のように変更することによって、コモンモードノイズを効果的に低減できるとともに、効率良く電動モータ１８を駆動できるようになる。
すなわち、三相電流演算部４９は、次式（５）に基づいて、電流制御用のＵ相、Ｖ相およびＷ相の相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを演算する。
Ｉｕ＝Ｉｕ１−Ｉｗ２
Ｉｖ＝Ｉｖ１−Ｉｕ２
Ｉｗ＝Ｉｗ１−Ｉｖ２ …（５）
ＰＷＭカウント演算部４７は、各ＰＷＭ周期において、第１系統のＵ相、Ｖ相およびＷ相の相電圧に起因して浮遊容量に流れる電流が、それぞれ第２系統のＷ相、Ｕ相およびＶ相の相電圧に起因して浮遊容量に流れる電流によって相殺されるように、各系統の各相のＦＥＴ制御用ＰＷＭカウントを設定する。具体的には、ＰＷＭカウント演算部４７は、図８のステップＳ１においては、前述のステップＳ１と同様な処理を行う。つまり、ＰＷＭカウント演算部４７は、ＰＷＭデューティ演算部４６から与えられる次回の電流制御周期Ｔａに対する第１系統のＵ相、Ｖ相およびＷ相のＰＷＭカウントＣｕ１Ａ、Ｃｖ１ＡおよびＣｗ１Ａを、それぞれ次回の電流制御周期Ｔａ内の各ＰＷＭ周期Ｔｃに対する第１系統のＵ相、Ｖ相およびＷ相のＰＷＭカウント（この例では相電圧対応ＰＷＭカウント）Ｃｕ１Ｃ、Ｃｖ１ＣおよびＣｗ１Ｃとして設定する。
しかし、ＰＷＭカウント演算部４７は、図８のステップＳ２においては、前述のステップＳ１とは異なる処理を行う。つまり、ＰＷＭカウント演算部４７は、ＰＷＭデューティ演算部４６から与えられる次回の電流制御周期Ｔａに対する第１系統のＵ相、Ｖ相およびＷ相のＰＷＭカウントＣｕ１Ａ、Ｃｖ１ＡおよびＣｗ１Ａを、それぞれ次回の電流制御周期Ｔａ内の各ＰＷＭ周期Ｔｃに対する第２系統のＷ相、Ｕ相およびＶ相のＰＷＭカウント（この例では相電圧対応ＰＷＭカウント）Ｃｗ２Ｃ、Ｃｕ２ＣおよびＣｖ２Ｃとして設定する。ステップＳ３〜Ｓ５の処理は同様である。
前記実施形態では、図８のステップＳ１で設定された第１系統のＵ相、Ｖ相およびＷ相のＰＷＭカウントＣｕ１Ｃ、Ｃｖ１ＣおよびＣｗ１Ｃは、第１系統の対応する相の相電圧対応ＰＷＭカウントとして扱われている。また、ステップＳ２で設定された第２系統のＵ相、Ｖ相およびＷ相のＰＷＭカウントＣｕ２Ｃ、Ｃｖ２ＣおよびＣｗ２Ｃは、第２系統の対応する相の相電圧対応ＰＷＭカウントとして扱われている。
しかし、デットタイムが非常に短い時間に設定される場合には、図８のステップＳ１で設定されるＰＷＭカウントＣｕ１Ｃ、Ｃｖ１ＣおよびステップＳ２で設定されるＰＷＭカウントＣｕ２Ｃ、Ｃｖ２ＣおよびＣｗ２Ｃを次のように扱うようにしてもよい。すなわち、図８のステップＳ１で設定されるＰＷＭカウントＣｕ１Ｃ、Ｃｖ１ＣおよびＣｗ１Ｃを、第１系統のＵ相、Ｖ相およびＷ相の最終的なＰＷＭカウント（ＦＥＴ制御用ＰＷＭカウント）Ｃｕ１、Ｃｖ１およびＣｗ１として取り扱う。また、図８のステップＳ２で設定される第１系統のＵ相、Ｖ相およびＷ相のＰＷＭカウントＣｕ２Ｃ、Ｃｖ２およびＣｗ２Ｃを、第２系統のＵ相、Ｖ相およびＷ相の最終的なＰＷＭカウント（ＦＥＴ制御用ＰＷＭカウント）Ｃｕ２、Ｃｖ２およびＣｗ２として取り扱う。
この場合には、図８のステップＳ３は省略される。図８のステップＳ４では、図８のステップＳ１で設定されたＰＷＭカウントＣｕ１Ｃ、Ｃｖ１ＣおよびＣｗ１Ｃが、ＦＥＴ制御用ＰＷＭカウントとして第１のＰＷＭ出力部４８Ａに与えられる。図８のステップＳ５では、図８のステップＳ２で設定されたＰＷＭカウントＣｕ２Ｃ、Ｃｖ２ＣおよびＣｗ２Ｃが、ＦＥＴ制御用ＰＷＭカウントとして第２のＰＷＭ出力部４８Ｂに与えられる。
なお、２系統のうち１系統が故障した場合には、正常な１系統の電流指令値を２倍にしてもよい。
前記実施形態では、この発明を電動パワーステアリング装置のモータ制御装置に適用した場合について説明したが、この発明は、電動パワーステアリング装置以外に用いられるモータ制御装置にも適用することができる。
その他、特許請求の範囲に記載された事項の範囲で種々の設計変更を施すことが可能である。
１…電動パワーステアリング装置、１２…ＥＣＵ、１８…電動モータ、１８Ａ，１８Ｂ…三相モータコイル、３１…マイクロコンピュータ、３２Ａ，３２Ｂ…モータ駆動回路、４２…電流指令値設定部、４９…三相電流演算部、５０…二相・三相変換部、４６…ＰＷＭデューティ演算部、４７…ＰＷＭカウント演算部、４８Ａ，４８Ｂ…ＰＷＭ出力部

Claims (6)

  1. 位相差が６０度、１８０度または３００度である２系統の三相モータコイルを有する電動モータを、上段および下段スイッチング素子の組をそれぞれ三相分有し、前記２系統のうちの一方の第１系統の三相モータコイルを駆動する第１駆動回路および他方の第２系統の三相モータコイルを駆動する第２駆動回路を介して制御するモータ制御装置であって、
    前記電動モータに流すべき電流目標値に対応した二相電流指令値を設定する設定手段と、
    前記電動モータに流れる電流に応じた二相実電流値を演算する実電流値演算手段と、
    前記二相電流指令値と前記二相電流検出値とに基づいて、ＰＷＭ周期毎に、前記第１系統の三相各相に対する第１ＰＷＭカウントを演算する第１ＰＷＭカウント演算手段と、
    前記第１系統に対する三相各相に対するＰＷＭカウントに基づいて、ＰＷＭ周期毎に、前記位相差に応じて、前記第２系統の三相各相の第２ＰＷＭカウントを演算する第２ＰＷＭカウント演算手段とを含み、
    前記第１系統および前記第２系統のうちのいずれか一方の系統の各相に対しては、上下段スイッチング素子がＰＷＭ周期の開始時点から上段オン状態、下段オン状態および上段オン状態の順に変化する第１パターンとなるように制御され、他方の系統の各相に対しては、上下段スイッチング素子がＰＷＭ周期の開始時点から下段オン状態、上段オン状態および下段オン状態の順に変化する第２パターンとなるように制御される、モータ制御装置。
  2. 前記第１系統の三相モータコイルと前記第２系統の三相モータコイルの位相差が１８０度であり、
    前記実電流値演算手段は、
    前記第１系統の三相モータコイルに流れるＵ相電流と前記第２系統の三相モータコイルに流れるＵ相電流とに基づいて総Ｕ相電流を、前記第１系統の三相モータコイルに流れるＶ相電流と前記第２系統の三相モータコイルに流れるＶ相電流とに基づいて総Ｖ相電流を、前記第１系統の三相モータコイルに流れるＷ相電流と前記第２系統の三相モータコイルに流れるＷ相電流とに基づいて総Ｗ相電流をそれぞれ演算する三相電流演算手段と、
    前記三相電流演算手段によって演算された総Ｕ相電流、総Ｖ相電流および総Ｗ相電流からなる三相電流を三相二相変換することによって、前記二相実電流値を演算する三相二相変換手段とを含み、
    前記第２ＰＷＭカウント演算手段は、前記第１系統のＵ相、Ｖ相およびＷ相の前記第１ＰＷＭカウントを、それぞれ前記第２系統のＵ相、Ｖ相およびＷ相の前記第２ＰＷＭカウントとして演算するように構成されている、請求項１に記載のモータ制御装置。
  3. 前記第１系統の三相モータコイルと前記第２系統の三相モータコイルの位相差が３００度であり、
    前記実電流値演算手段は、
    前記第１系統の三相モータコイルに流れるＵ相電流と前記第２系統の三相モータコイルに流れるＶ相電流とに基づいて総Ｕ相電流を、前記第１系統の三相モータコイルに流れるＶ相電流と前記第２系統の三相モータコイルに流れるＷ相電流とに基づいて総Ｖ相電流を、前記第１系統の三相モータコイルに流れるＷ相電流と前記第２系統の三相モータコイルに流れるＵ相電流とに基づいて総Ｗ相電流をそれぞれ演算する三相電流演算手段と、
    前記三相電流演算手段によって演算された総Ｕ相電流、総Ｖ相電流および総Ｗ相電流からなる三相電流を三相二相変換することによって、前記二相実電流値を演算する三相二相変換手段とを含み、
    前記第２ＰＷＭカウント演算手段は、前記第１系統のＵ相、Ｖ相およびＷ相の前記第１ＰＷＭカウントを、それぞれ前記第２系統のＶ相、Ｗ相およびＵ相の第２ＰＷＭカウントとして演算するように構成されている、請求項１に記載のモータ制御装置。
  4. 前記第１系統の三相モータコイルと前記第２系統の三相モータコイルの位相差が６０度であり、
    前記実電流値演算手段は、
    前記第１系統の三相モータコイルに流れるＵ相電流と前記第２系統の三相モータコイルに流れるＷ相電流とに基づいて総Ｕ相電流を、前記第１系統の三相モータコイルに流れるＶ相電流と前記第２系統の三相モータコイルに流れるＵ相電流とに基づいて総Ｖ相電流を、前記第１系統の三相モータコイルに流れるＷ相電流と前記第２系統の三相モータコイルに流れるＶ相電流とに基づいて総Ｗ相電流をそれぞれ演算する三相電流演算手段と、
    前記三相電流演算手段によって演算された総Ｕ相電流、総Ｖ相電流および総Ｗ相電流からなる三相電流を三相二相変換することによって、前記二相実電流値を演算する三相二相変換手段とを含み、
    前記第２ＰＷＭカウント演算手段は、前記第１系統のＵ相、Ｖ相およびＷ相の前記第１ＰＷＭカウントを、それぞれ前記第２系統のＷ相、Ｕ相およびＶ相の前記第２ＰＷＭカウントとして演算するように構成されている、請求項１に記載のモータ制御装置。
  5. 前記第１系統の各相の第１ＰＷＭカウントは、前記第１系統の対応する相の上下段スイッチング素子を制御するための制御用ＰＷＭカウントであり、
    前記第１系統の各相の第２ＰＷＭカウントは、前記第２系統の対応する相の上下段スイッチング素子を制御するための制御用ＰＷＭカウントである、請求項１〜４のいずれか一項に記載のモータ制御装置。
  6. 前記第１系統の各相の第１ＰＷＭカウントは、前記第１系統の対応する相の相電圧のレベル変化タイミングに対応したＰＷＭカウントの目標値である相電圧対応ＰＷＭカウントであり、
    前記第１系統の各相の第２ＰＷＭカウントは、前記第２系統の対応する相の相電圧のレベル変化タイミングに対応したＰＷＭカウントの目標値である相電圧対応ＰＷＭカウントであり、
    前記モータ制御装置は、前記第１系統の各相の相電圧のレベル変化タイミングがその相前記第１ＰＷＭカウントに応じたタイミングとなるように前記第１系統の各相のスイッチング素子制御用ＰＷＭカウントを演算するとともに、前記第２系統の各相の相電圧のレベル変化タイミングがその相の前記第２ＰＷＭカウントに応じたタイミングとなるように前記第２系統の各相のスイッチング素子制御用ＰＷＭカウントを演算する第３ＰＷＭカウント演算手段をさらに含む、請求項１〜４のいずれか一項に記載のモータ制御装置。
JP2017220994A 2017-11-16 2017-11-16 モータ制御装置 Active JP7054435B2 (ja)

Priority Applications (4)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2017220994A JP7054435B2 (ja) 2017-11-16 2017-11-16 モータ制御装置
US16/185,856 US10560046B2 (en) 2017-11-16 2018-11-09 Motor control device
EP18206495.6A EP3486138B1 (en) 2017-11-16 2018-11-15 Motor control device
CN201811358357.1A CN109889127A (zh) 2017-11-16 2018-11-15 马达控制装置

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2017220994A JP7054435B2 (ja) 2017-11-16 2017-11-16 モータ制御装置

Publications (2)

Publication Number Publication Date
JP2019092345A true JP2019092345A (ja) 2019-06-13
JP7054435B2 JP7054435B2 (ja) 2022-04-14

Family

ID=64331773

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP2017220994A Active JP7054435B2 (ja) 2017-11-16 2017-11-16 モータ制御装置

Country Status (4)

Country Link
US (1) US10560046B2 (ja)
EP (1) EP3486138B1 (ja)
JP (1) JP7054435B2 (ja)
CN (1) CN109889127A (ja)

Families Citing this family (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US11750114B2 (en) 2021-10-22 2023-09-05 General Electric Company Reduction of common mode emission of an electrical power converter

Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2008109727A (ja) * 2006-10-23 2008-05-08 Nippon Soken Inc インバータ装置
WO2011064970A1 (ja) * 2009-11-26 2011-06-03 パナソニック株式会社 負荷駆動システム、電動機駆動システム、および車両制御システム
JP2012090471A (ja) * 2010-10-21 2012-05-10 Jtekt Corp 電動パワーステアリング装置
WO2014073247A1 (ja) * 2012-11-07 2014-05-15 三菱電機株式会社 電力変換装置
US20160352278A1 (en) * 2015-05-29 2016-12-01 Otis Elevator Company Dual three-phase electrical machine and drive with negligible common-mode noise
JP2016208696A (ja) * 2015-04-23 2016-12-08 株式会社ジェイテクト モータ制御装置

Family Cites Families (16)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS6450766A (en) 1987-08-21 1989-02-27 Toshiba Corp Pwm controller
US8115433B2 (en) * 2008-09-23 2012-02-14 GM Global Technology Operations LLC Electrical system for pulse-width modulated control of a power inverter using phase-shifted carrier signals and related operating methods
JP5045799B2 (ja) * 2010-08-27 2012-10-10 株式会社デンソー 電力変換装置、駆動装置、及び、これを用いた電動パワーステアリング装置
JP5672278B2 (ja) * 2012-08-29 2015-02-18 株式会社デンソー ３相回転機の制御装置
JP2014087141A (ja) * 2012-10-23 2014-05-12 Hitachi Ltd 回転機およびそのドライブシステム
EP2958228B1 (en) * 2013-02-12 2021-03-24 Mitsubishi Electric Corporation Motor drive device
JPWO2014207858A1 (ja) * 2013-06-27 2017-02-23 株式会社日立製作所 回転機および回転機ドライブシステム
CN103840480B (zh) * 2013-12-18 2016-04-20 北京科诺伟业科技股份有限公司 一种六相交流电机谐波电流控制策略
EP3110001B1 (en) * 2014-02-21 2020-12-23 Mitsubishi Electric Corporation Ac rotating machine control device and electric power steering control device
JP6156282B2 (ja) * 2014-08-07 2017-07-05 株式会社デンソー 回転機の制御装置
DE102015226161A1 (de) * 2015-12-21 2017-06-22 Robert Bosch Gmbh Elektrisches Antriebssystem und Verfahren zum Betreiben eines elektrischen Antriebssystems
DE102015226166A1 (de) * 2015-12-21 2017-06-22 Robert Bosch Gmbh Elektrisches Antriebssystem und Verfahren zum Betreiben eines elektrischen Antriebssystems
FR3050337B1 (fr) 2016-04-14 2020-01-10 Schneider Toshiba Inverter Europe Sas Procede et systeme de commande pour une installation de commande de moteur electrique
CN105827176B (zh) * 2016-04-22 2018-08-21 湖南大学 抑制双y移30度六相电机共模电压的空间矢量调制方法
JP6693294B2 (ja) * 2016-06-22 2020-05-13 株式会社デンソー ３相回転機の制御装置
JP2018046712A (ja) 2016-09-16 2018-03-22 株式会社ジェイテクト モータ制御装置

Patent Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2008109727A (ja) * 2006-10-23 2008-05-08 Nippon Soken Inc インバータ装置
WO2011064970A1 (ja) * 2009-11-26 2011-06-03 パナソニック株式会社 負荷駆動システム、電動機駆動システム、および車両制御システム
JP2012090471A (ja) * 2010-10-21 2012-05-10 Jtekt Corp 電動パワーステアリング装置
WO2014073247A1 (ja) * 2012-11-07 2014-05-15 三菱電機株式会社 電力変換装置
JP2016208696A (ja) * 2015-04-23 2016-12-08 株式会社ジェイテクト モータ制御装置
US20160352278A1 (en) * 2015-05-29 2016-12-01 Otis Elevator Company Dual three-phase electrical machine and drive with negligible common-mode noise

Also Published As

Publication number Publication date
EP3486138A1 (en) 2019-05-22
EP3486138B1 (en) 2020-03-18
CN109889127A (zh) 2019-06-14
US10560046B2 (en) 2020-02-11
JP7054435B2 (ja) 2022-04-14
US20190149078A1 (en) 2019-05-16

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP2018046712A (ja) モータ制御装置
US10498282B2 (en) Motor control device
JP6468461B2 (ja) モータ制御装置
JP7054435B2 (ja) モータ制御装置
JP2016192882A (ja) モータ制御装置
JP7075587B2 (ja) モータ制御装置
CN110190790B (zh) 马达控制装置
JP2017229216A (ja) モータ制御装置
JP6944646B2 (ja) モータ制御装置
JP6889837B2 (ja) モータ制御装置
JP6970888B2 (ja) モータ制御装置
JP2019047534A (ja) モータ制御装置
JP6757494B2 (ja) モータ制御装置
JP2020065329A (ja) モータ制御装置
JP2020065328A (ja) モータ制御装置

Legal Events

Date Code Title Description
A621 Written request for application examination

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621

Effective date: 20200828

A977 Report on retrieval

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007

Effective date: 20210616

A131 Notification of reasons for refusal

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131

Effective date: 20210708

A601 Written request for extension of time

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A601

Effective date: 20210901

A521 Request for written amendment filed

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523

Effective date: 20211011

A131 Notification of reasons for refusal

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131

Effective date: 20211028

A601 Written request for extension of time

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A601

Effective date: 20211224

A521 Request for written amendment filed

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523

Effective date: 20220217

TRDD Decision of grant or rejection written
A01 Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01

Effective date: 20220303

A61 First payment of annual fees (during grant procedure)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61

Effective date: 20220316

R150 Certificate of patent or registration of utility model

Ref document number: 7054435

Country of ref document: JP

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150