JP2014087141A - 回転機およびそのドライブシステム - Google Patents

Abstract

【課題】回転機をインバータで駆動するドライブシステムにおいて、軸受の電食を抑制する。
【解決手段】２組の３相巻線を備えた回転機と、同一の直流電源に接続された２組のインバータとを備え、２組のインバータの交流端子が回転機の各組の３相巻線にそれぞれ接続されている回転機のドライブシステムであって、回転機は、複数のスロットに巻線を収納して固定子を形成し、２組の３相巻線を備え、各組の同相の巻き線は前記複数のスロットのうち互いに電気角が１８０度位相が相違するスロット位置から巻き始め、互いに電気角が１８０度位相が相違するスロット位置で巻き終わり、各組の３相巻線の巻き終わり点をそれぞれ共通接続しており、２組の３相巻線には大きさが等しく位相が反転する交流電圧が印加されることを特徴とする。
【選択図】図１

Description

本発明は、回転機にインバータドライブシステムを適用して構成する回転機およびそのドライブシステムに係り、特にインバータにより発生する回転機軸受の電食を低減することができる回転機およびそのドライブシステムに関する。

近年、高い制御性能や省エネ効果を背景とし、電動機や発電機といった回転機にインバータシステムを適用して回転機ドライブシステムを構成する事例が広がっている。また近年におけるインバータ直並列接続技術の進歩により、ＭＷクラス以上の大容量回転機のドライブが可能となってきている。

一方、インバータの低損失化技術により出力電圧パルスの変化率（ｄＶ／ｄｔ）が高くなりつつあり、回転機軸受の電食問題が無視できなくなってきている。

上記電食に対しては、磁気軸受にすることで電気的接触を回避する方法、軸受を金属ではなく、セラミクスを適用する方法、インバータと回転機の間にコモンモードフィルタを挿入する方法、などが提案されている。この一例として、特許文献１はコモンモードフィルタ挿入により電触防止を図った事例である。

特許第４２６０１１０号

しかし、既存の方式では、ＭＷ以上の回転機は回転子重量が大きいため磁気軸受のための構造大型化、重量に耐えうるセラミクスの製造困難、大電力の通過するコモンモードフィルタ挿入によるシステム大型化、という課題がある。

本発明は、上記の事情に鑑みてなされたものであり、その目的はドライブシステムの大型化を回避しつつ軸受電食を防止することができる回転機およびそのドライブシステムを提供することにある。

以上のことから本発明の回転機は、複数のスロットに巻線を収納して固定子を形成し、２組の３相巻線を備え、各組の同相の巻き線は複数のスロットのうち互いに電気角が１８０度位相が相違するスロット位置から巻き始め、互いに電気角が１８０度位相が相違するスロット位置で巻き終わり、各組の３相巻線の巻き終わり点をそれぞれ共通接続し、２組の３相巻線には大きさが等しく位相が反転する交流電圧を印加することを特徴とする。

また以上のことから本発明の回転機のドライブシステムは、２組の３相巻線を備えた回転機と、同一の直流電源に接続された２組のインバータとを備え、２組のインバータの交流端子が回転機の各組の３相巻線にそれぞれ接続されている回転機のドライブシステムであって、回転機は、複数のスロットに巻線を収納して固定子を形成し、２組の３相巻線を備え、各組の同相の巻き線は前記複数のスロットのうち互いに電気角が１８０度位相が相違するスロット位置から巻き始め、互いに電気角が１８０度位相が相違するスロット位置で巻き終わり、各組の３相巻線の巻き終わり点をそれぞれ共通接続しており、２組の３相巻線には大きさが等しく位相が反転する交流電圧が印加されることを特徴とする。

本発明の構成により、単機インバータの出力する零相電流が、他方の単機インバータの出力する零相電流により相殺され、結果として軸受を流れる電流を低減することが可能となる。

本発明の第一実施例に係る回転機ドライブシステムの全体構成を示す図。 図１の２レベルインバータ２１０の構成を示す図。 図１の同期機の固定子巻線結線を示す図。 図１のインバータ用コントローラの構成を示す図。 図３の同期機の模式図。 ２レベルインバータにより得られる差電圧ＶＮ１、ＶＮ２の波形を示す図。 軸受を流れる電流ｉ０ａｂｃとｉ０ｘｙｚの波形を示す図。 本発明の第二実施例に係る回転機ドライブシステムの全体構成を示す図。 図８の３レベルインバータ２３０の構成を示す図。 図８の３レベルインバータ用コントローラの構成を示す図。 ３レベルインバータにより得られる差電圧ＶＮ１、ＶＮ２の波形を示す図。 インバータ直流回路に流入するリプル電流の低減効果を説明する図。 本発明を風力発電システムに適用した時の構成の一例を示す図。 本発明を風力発電システムに適用した時の構成の他の一例を示す図。 連系変圧器の構成の一例を示す図。 従来の同期機の固定子巻線結線を示す図。

以下、本発明の実施例を、図面を用いて説明する。

本発明の回転機およびそのドライブシステムの第一の実施形態では、まず回転機は同期機であり、当該同期機は中性点の絶縁された２組の３相固定子巻線を備える。回転機のドライブシステムは、２組の２レベル３相インバータで構成され、同期機の２組の３相固定子巻線に位相が反転した電圧を与えるように構成される。このため、２組の２レベル３相インバータの入力端子に位相を反転した２本の三角波を搬送波として与えて駆動する構成が挙げられる。本構成により、同期機軸受の零相電流を低減することが可能となる。

また、本発明の回転機およびそのドライブシステムの第二の実施形態としては、回転機のドライブシステムインバータとして３レベルインバータとする。３レベルインバータとすることにより、軸受の電食防止効果に加え、直流中点電流のリプル成分をキャンセルすることができ、中点電位固定のための複雑な制御や大容量の直流コンデンサを不要とでき、システム簡素化・小型化が可能となる。

本発明に係る第一の実施例を、図１を用いて説明する。図１には、回転機が同期機である場合の、回転機ドライブシステム１を示している。なおこの場合の同期機は、同期電動機の例を示しているが、同期発電機であってもよい。

図１の回転機ドライブシステム１の構成要素を大別すると、これは整流器３０、インバータシステム２０および同期機１０により構成されている。また、回転機ドライブシステム１には、電力系統５０が連係され、回転機ドライブシステム１のインバータシステム２０により同期機１０の回転子（シャフト）７にトルクを生じさせ、負荷６にトルクを伝達する。

なお図１の事例では同期電動機を意図しているため、電力は電力系統５０から同期電動機１０の方向に与えられることから整流器３０を設置している。このため、同期機として同期発電機とする場合には、整流器３０に代えてインバータを備え、電力を発電機側から電力系統側に送るようにすればよい。

以下同期電動機を念頭に置き、回転機ドライブシステム１の構成要素について、電力系統５０に近い側から順にその構成と機能を説明する。

まず、整流器３０は、電力系統５０に対して電気的絶縁と電圧変換を目的として設けられる変圧器３２０と、変圧器３２０に接続され入力交流電力を直流電力に変換するダイオード整流器３１０により構成される。この整流器３０は、電力系統５０より受電した交流電力を直流に整流し、インバータシステム２０に直流電力を供給する。

次にインバータシステム２０について説明するに、これは電力主回路とその制御回路部分で構成されている。まず電力主回路は、直流入力端子Ｐ、Ｎが並列接続された２レベルインバータ２１０、２２０、フィルタリアクトル２４０、２５０、直流コンデンサ４００により構成されている。なお直流コンデンサ４００は、整流器３０の出力する直流電力の脈動を低減することを目的とし、整流器３０とインバータ２１０、２２０を結ぶ直流回路に接続される。

同期機１０は、パワーアース端子ＰＥが接地点Ｅに接続され、絶縁された２組の３相固定子巻線を備える。各組の３相固定子巻線はそれぞれインバータ２１０、２２０に接続されて給電される。同期機１０の回転子（シャフト）７は負荷６に接続されている。なお、同期機１０の２組の３相固定子巻線の接続関係について図３を用いて後述する。

インバータシステム２０の制御回路部分は、コントローラ１００とその入出力回路部分で構成され、インバータ２１０、２２０はコントローラ１００が与えるゲート信号Ｇにより制御される。

コントローラ１００は、インバータ２１０、２２０の出力電流ｉを電流センサ８１Ａ、８１Ｃ、８１Ｘ、８１Ｚにより検出し、またインバータ２１０、２２０の出力電圧ｖを電圧センサ８２ＡＢ、８２ＢＣ、８２ＸＹ、８２ＹＺにより検出して、その検出値をコントローラ１００の入力とする。

なお、以後の図示および説明における記号付与上の約束として以下のようにしている。まず、直流入力端子Ｐ、Ｎが並列接続された２レベルインバータ２１０、２２０の交流側端子は、いずれもＵ、Ｖ、Ｗ相で表記している。但し、２レベルインバータ２１０の交流側端子Ｕ、Ｖ、Ｗと２レベルインバータ２２０の交流側端子Ｕ、Ｖ、Ｗとで、扱う電気量を区別して説明した方が良い場合がある。このために、以下の説明では、インバータ２１０側の電流ｉ、電圧ｖには記号Ａ、Ｂ、Ｃまたはａ、ｂ、ｃを付して相や線間を区別し、インバータ２２０側の電流ｉ、電圧ｖには記号Ｘ、Ｙ、Ｚまたはｘ、ｙ、ｚを付して相や線間を区別するものとする。

また図１の図示において、電流ｉについて３相のうちの２相の電流（図示ではインバータ２１０側についてｉａ、ｉｃ、インバータ２２０側についてｉｘ、ｉｚ）のみコントローラ１００に入力し、電圧ｖについて３つの線間のうちの２つの線間電圧（図示ではインバータ２１０側についてｖａｂ、ｖｂｃ、インバータ２２０側についてｖｘｙ、ｖｙｚ）のみコントローラ１００に入力している。これは残りの１相の電流ｉｂ、ｉｙ、残りの１つの線間の電圧ｖｃａ、ｖｚｘは合成により求めることができるため入力回路部分の構成を簡略化したものであり、コントローラ１００内部では３相量として取り扱われる。

コントローラ１００の詳しい演算内容は図４を用いて後述するが、ここでは、トルク指令τｒｅｆと同期機１０への出力トルクが一致するよう２レベルインバータ２１０、２２０のゲート信号Ｇを算出し、ゲート信号Ｇをそれぞれ２レベルインバータ２１０、２２０に出力する。なお、２レベルインバータ２１０に与えられるゲート信号Ｇ―ＡＢＣと、２レベルインバータ２２０に与えられるゲート信号Ｇ―ＸＹＺは、先に説明した記号Ａ、Ｂ、Ｃまたは記号Ｘ、Ｙ、Ｚにより区別し、表示されている。

２レベルインバータ２１０の構成を、図２を用いて説明する。なお２レベルインバータ２２０の構成は２１０と等しいため、説明は２レベルインバータ２１０のみとする。２レベルインバータ２１０は、ＩＧＢＴ素子が２つ直列接続されて構成されたアームが、各相ごとに形成され、３アームで構成されている。

ＩＧＢＴ素子２１０ｍ、２１０ｎ、２１０ｏ、２１０ｐ、２１０ｑ、２１０ｒは、ＩＧＢＴとこのＩＧＢＴに逆並列接続されたダイオードにより構成される。コントローラ１００から２レベルインバータ２１０に出力されるゲート信号Ｇ―ＡＢＣは、ＩＧＢＴ素子２１０ｍ、２１０ｎ、２１０ｏ、２１０ｐ、２１０ｑ、２１０ｒの制御電極であるゲートへ入力され、ＩＧＢＴがオン・オフ制御される。

なおゲート信号Ｇが「０」のときＩＧＢＴ素子はオフ、ゲート信号Ｇが「１」のときＩＧＢＴ素子はオン状態とされ、２レベルインバータ２１０では、上記ＩＧＢＴ素子のオン・オフの時間比率を調整することにより、交流端子Ｕ、Ｖ、Ｗへ高調波成分を含む交流電圧を出力する。図１のリアクトル２４０、２５０は、電圧高調波により同期機１０に流入する高調波電流を抑制するために設けられている。

次に図３を用いて同期機１０の構成について説明する。図３には、同期機１０の電気角３６０度分の固定子巻線結線図を示している。ここで同期機１０はスター巻線の２極機であり、図３にはＡ相とＸ相の巻線１０Ａ、１０Ｘのみを示している。図１の２組の２レベルインバータ２１０、２２０の交流端子の記号付与の約束で述べたことから明らかなように、これはＵ相交流端子の巻線のみを記述したものである。また、スロット１０ｓの上部に記載の番号１〜１８はスロット番号を示す。

この図に示すように、Ａ相の巻線１０Ａは、端子Ａよりスロット番号１→８→２→９→３→１０を介して端子Ｎ１に接続される。Ｘ相の巻線１０Ｘは、端子Ｘよりスロット番号１０→１７→１１→１８→１２→１を介して端子Ｎ２に接続される。このようにＡ相の巻線１０Ａは、スロット１からスロット９の間で巻回され、Ｘ相の巻線１０Ｘは、スロット１０からスロット１８の間で巻回されている。

この巻き方によれば、Ｕ相巻線の２組の巻線のうち端子Ａのものはスロット番号１から巻き始め開始し、端子Ｘのものはスロット番号１０から巻き始め開始している。これは、同相の２組の巻き線を互いに１８０度位相が相違するスロット位置を始点として巻き始め、１８０度位相が相違するスロット位置を終点として巻き終えることを意味している。

なお、図示はしていないがＶ相とＷ相についてもそれぞれ２組の３相固定子巻線を備えている。Ｖ相について、図１のＢ相の巻線１０Ｂは、スロット７からスロット１６の間で巻回され、Ｙ相の巻線１０Ｙは、スロット１６からスロット５の間で巻回されている。同様にＷ相について、図１のＣ相の巻線１０Ｃは、スロット１３からスロット４の間で巻回され、Ｚ相の巻線１０Ｚは、スロット４からスロット１１の間で巻回されている。これ等の相でも、同相の２組の巻き線を互いに１８０度位相が相違するスロット位置を始点として巻き始め、１８０度位相が相違するスロット位置を終点として巻き終えている。

なお、Ｕ、Ｖ、Ｗ相間は１２０度の位相差をもつスロット位置に配列されていることは言うまでもない。また各組の３相交流巻線の巻き終わりは、例えば相Ａ、Ｂ、Ｃの場合には中性点端子Ｎ１に結線され、相Ｘ、Ｙ、Ｚの場合には中性点端子Ｎ２に結線されて、スター結線を構成している。

本発明の回転機は、その固定子巻線が上記関係を満たすように結線されている。本発明では、係る巻線構造の同期機に対して、インバータシステム２０は、後述のように端子Ａから端子Ｎ１に流れる電流ｉａと、端子Ｘから端子Ｎ２に流れる電流ｉｘとを位相が１８０異なるように制御する。図３には、このように制御した場合に巻線１０Ａ、１０Ｘに流れる電流方向を巻線ごとに示している。

この反転電流を与えることにより、例えば電流ｉａが端子Ａから流入してスロット番号１→８→２→９→３→１０を介して端子Ｎ１に流出するとき、電流ｉｘは、端子Ｎ２から流入してスロット番号１→１２→１８→１１→１７→１０を介して端子Ｘに流出する。

なお、比較の参考として、図１６に従来のスター結線２極同期機の固定子巻線結線図を示す。端子Ａから入力された電流は、巻線１０Ｕによりスロット番号１→８→２→９→３→１０まで流れた後、スロット１→１２→１８→１１→１７→１０と辿って端子Ｎまで流れる。この結果、図３と図１６では、各巻線の電流方向が同じになっている。

本構造に示すように、同期機１０はパワーアース端子ＰＥの絶縁された２組の３相固定子巻線を備えており、これにより同期機１０の回転子の巻線１０Ａと１０Ｘには、位相が１８０度異なる電圧が誘起される。これにより、従来の２極同期機と等しい空間磁束を作ることが可能となる。

次にコントローラ１００について、図４を用いて説明する。コントローラ１００は、２レベルインバータ２１０用コントローラ１１０ＡＢＣ、２レベルインバータ２２０用コントローラ１１０ＸＹＺ、トルク分配器１１００、ＰＷＭキャリア生成器１１０１により構成される。この２組のコントローラ１１０ＡＢＣ、１１０ＸＹＺにより、図３の端子Ａから端子Ｎ１に流れる電流ｉａと、端子Ｘから端子Ｎ２に流れる電流ｉｘとを位相が１８０異なるように制御する。

コントローラ１１０ＡＢＣ、１１０ＸＹＺに与えられる入力について説明する。コントローラ１１０ＡＢＣ、１１０ＸＹＺの機能はトルク制御にあるので、入力の一つはトルク指令τｒｅｆである。トルク指令τｒｅｆはトルク分配器１１００により１／２に除算され、コントローラ１１０ＡＢＣ、１１０ＸＹＺへ共通に入力される。従って、２つのコントローラ１１０ＡＢＣ、１１０ＸＹＺは、同一値のトルク指令τｒｅｆで作動する。

また、トルク指令τｒｅｆに対応して実際のトルクを導出する必要があるために、電圧センサ、電流センサの検出値を得ている。トルク算出のために使用するのは図１に示したように、電流ｉについてコントローラ１１０ＡＢＣではｉａ、ｉｃ、コントローラ１１０ＸＹＺではｉｘ、ｉｚであり、電圧ｖについてコントローラ１１０ＡＢＣではｖａｂ、ｖｂｃ、コントローラ１１０ＸＹＺではｖｘｙ、ｖｙｚを使用する。

なおその他の入力として、コントローラ１１０ＡＢＣ、１１０ＸＹＺにおけるベクトル制御のためのｄ軸電流指令値Ｉｄｒｅｆ、点弧タイミングを決定するためのキャリア信号Ｔｒｉを用いる。

コントローラ１１０ＡＢＣ、１１０ＸＹＺでは、これらの信号をもとに、該当インバータ２１０、２２０が同期機１０の回転子に与えるトルクと、上記除算されたトルク指令τｒｅｆ／２が一致するように演算されたインバータの交流出力電圧指令値ｖａｒｅｆ、ｖｂｒｅｆ、ｖｃｒｅｆを、２相／３相変換器１１１ＡＢＣから得る。

算出された交流出力電圧指令値ｖａｒｅｆ、ｖｂｒｅｆ、ｖｃｒｅｆは、ＰＷＭ演算器１１１２ＡＢＣにおいて、キャリア生成器１１０１の出力であるキャリア信号Ｔｒｉと大小比較される。これにより、インバータ出力電圧の瞬時平均値が上記電圧指令値と一致するようなゲート信号Ｇ―ＡＢＣ、Ｇ―ＸＹＺが算出される。

具体的な演算方法について、図を用いて説明する。但し、コントローラ１１０ＡＢＣとコントローラ１１０ＸＹＺは同じ回路構成とされ、等しい演算器を備えるため、コントローラ１１０ＡＢＣの例で説明する。

まず電圧検出値ｖａｂ、ｖｂｃは、２相３相演算器１１０１ＡＢＣに入力され、３相の相電圧Ｖａｎ１、Ｖｂｎ１、Ｖｃｎ１に変換される。この２相３相演算器内演算は、公知の方法によって実施することができるので詳細説明を割愛する。同様に電流検出値ｉａ、ｉｂは、２相３相演算器１１０２ＡＢＣに入力され、３相電流ｉａ、ｉｂ、ｉｃに変換される。

３相化された電圧検出値Ｖａｎ１、Ｖｂｎ１、Ｖｃｎ１、電流検出値ｉａ、ｉｂ、ｉｃは位相算出器１１０３ＡＢＣに入力され、同期機１０の固定子巻線誘起電圧位相が演算される。具体的には、同期機１０の入力電流と既知の値である同期機インピーダンス、入力端子電圧より誘起電圧を推定し、該電圧の位相θａｂｃを算出することにより上記位相演算が実現される。本演算も、本分野で広く知られている位相検出方法であるため、詳細の説明を省略する。

トルク算出器１１０５ＡＢＣでは、誘起電圧位相算出値θａｂｃおよび３相に変換された同期機１０の端子電圧ｖａｎ１、ｖｂｎ１、ｖｃｎ１、入力電流ｉａ、ｉｂ、ｉｃを入力として、２レベルインバータ２１０により同期機１０の回転子に印加しているトルクτａｂｃを算出する。

トルク補償器１１０７ＡＢＣでは、トルク分配器１１００の出力（トルク指令τｒｅｆ／２）と、実トルクτａｂｃを入力とし、両者の偏差を減らすようトルク電流指令値（ベクトル制御のｑ軸電流指令値）ｉｑｒｅｆ＿ａｂｃを算出し、電流制御器１１０８ＡＢＣに出力する。ここでベクトル制御においては、同時にｄ軸電流も調整しており、電流制御器１１０９ＡＢＣには外部からｄ軸電流指令値Ｉｄｒｅｆが与えられている。

これらの電流制御器１１０８ＡＢＣ、１１０９ＡＢＣで使用するトルク電流であるｑ軸電流ｉｑ＿ａｂｃ、無効電流であるｄ軸電流ｉｄ＿ａｂｃは、以下のようにして算出されている。まず入力電流ｉａ、ｉｂ、ｉｃは、α−β演算器１１０４ＡＢＣに入力される。α−β演算器１１０４ＡＢＣは入力された３相量をα−β変換し、該変換値をｄ−ｑ変換器１１０６ＡＢＣに出力する。

ｄ−ｑ変換器１１０６ＡＢＣでは、入力電流のα−β変換値を、位相算出値θａｂｃを用いてｄ−ｑ変換し、トルク電流であるｉｑ＿ａｂｃ、無効電流であるｉｄ＿ａｂｃを算出し、電流制御器１１０８ＡＢＣおよび１１０９ＡＢＣに出力する。

電流制御器１１０８ＡＢＣは、トルク電流指令ｉｑｒｅｆ＿ａｂｃとｉｑ＿ａｂｃが一致するよう、２レベルインバータ２１０のｑ軸出力電圧指令値ｖｑｒｅｆを算出する。また電流制御器１１０９ＡＢＣは、零である無効電流指令値ｉｄｒｅｆとｉｄ＿ａｂｃが一致するよう、２レベルインバータ２１０のｄ軸出力電圧指令値ｖｄｒｅｆを算出する。

電圧指令値ｖｄｒｅｆ、ｖｑｒｅｆはｄ−ｑ逆変換器１１１０ＡＢＣでα−β変換されたのち、２相／３相変換器１１１ＡＢＣにより３相化され、該３相電圧指令値ｖａｒｅｆ、ｖｂｒｅｆ、ｖｃｒｅｆはＰＷＭ演算器１１１２ＡＢＣに出力される。

以上により、２レベルインバータ２１０はトルク指令に一致したトルクを発生させるよう制御される。これに対し、コントローラ１１０ＸＹＺは、コントローラ１１０ＡＢＣと同じ演算を実施する。つまり、電圧検出値ｖｘｙ、ｖｙｚ、電流検出値ｉｘ、ｉｙを用いてトルク指令分配器１１００の出力と、２レベルインバータ２２０が同期機１０の回転子に印加するトルクが一致するよう２レベルインバータ２２０のゲート信号を算出する。

コントローラ１１０ＡＢＣとコントローラ１１０ＸＹＺで異なる点は、ＰＷＭ演算器１１１２に入力されるキャリアＴｒｉが乗算器１１０２によって位相反転されている点と、同期機１０のＸ相、Ｙ相、Ｚ相に誘起される電圧位相がＡ相、Ｂ相、Ｃ相と反転している点である。

上記キャリアの位相反転と誘起電圧の位相反転により、以下に説明するように回転機軸受に流れる電流をキャンセルすることができ、結果として電食を低減することが可能となる。図５、図６、図７を用いて、本実施例における同期機１０の電食防止原理を説明する。

まず図５には、図３のように結線した同期機１０の模式図を示す。まず２レベルインバータ２１０の側についてみると、端子Ａ、Ｂ、Ｃは同期機１０内の巻線１０Ａ、１０Ｂ、１０Ｃに接続され、端子Ｎ１において結線されている。また２レベルインバータ２２０の側についてみると、端子Ｘ、Ｙ、Ｚは同期機１０内の巻線１０Ｘ、１０Ｙ、１０Ｚに接続され、端子Ｎ２において結線されている。

以下の現象は２組の巻線（１０Ａ、１０Ｂ、１０Ｃと１０Ｘ、１０Ｙ、１０Ｚ）において同じ事象を示すので、ここでは２レベルインバータ２１０の側の巻線１０Ａ、１０Ｂ、１０Ｃを例にとって説明する。まず巻線１０Ａ、１０Ｂ、１０Ｃと同期機１０のシャフト７の間には、浮遊容量１０ＳＴＣ＿ＡＢＣが存在する。巻線１０Ｘ、１０Ｙ、１０Ｚと同期機１０のシャフト７の間には、同様に浮遊容量１０ＳＴＣ＿ＸＹＺが存在する。

ところで、端子Ａ、Ｂ、Ｃ（端子Ｘ、Ｙ、Ｚ）には、２レベルインバータ２１０（２２０）によりパルス状電圧が印加されている。この印加電圧がパルス状に変化するときに、浮遊容量１０ＳＴＣ＿ＡＢＣ、１０ＳＴＣ＿ＸＹＺが充放電される。そして浮遊容量１０ＳＴＣ＿ＡＢＣ、１０ＳＴＣ＿ＸＹＺを介した電流の和（零相電流）が、軸受であるベアリング１０Ｂｅａｒｉｎｇと軸受ケースである１０ＣＡＳＥ、およびパワーアース端子ＰＥを介して大地Ｅに流れる。

この大地に流れ込んだ電流は、図示しない２レベルインバータ２１０、２２０の大地浮遊容量、もしくは整流器３０内の変圧器３２０の大地浮遊容量を介して再び２レベルインバータ２１０、２２０に戻る。軸受などを通して流れる大地電流が大きいほど、回転機軸受の電食問題が無視できなくなってくる。

この浮遊容量１０ＳＴＣ＿ＡＢＣ、１０ＳＴＣ＿ＸＹＺは、巻線１０Ａ、１０Ｂ、１０Ｃおよび巻線１０Ｘ、１０Ｙ、１０Ｚの巻き数を等しくすることにより、ほぼ等しくすることができる。

また図５の構成において、インバータシステム２０の直流回路電圧を２等分割した電位である直流仮想中点電位ＶｄｃＮと、巻線１０Ａ、１０Ｂ、１０Ｃの中性点Ｎ１の電位（端子Ａ、Ｂ、Ｃに印加される電圧の零相成分）の差電圧ＶＮ１により軸受電流ｉ０ａｂｃが流れる。同様に、直流仮想中点電位Ｖｄｃと、巻線１０Ｘ、１０Ｙ、１０Ｚの中性点Ｎ２の電位（端子Ｘ、Ｙ、Ｚに印加される電圧の零相電圧）との差電圧ＶＮ２により、インバータ２２０を介して軸受に流れる電流ｉ０ｘｙｚが流れる。

図６を用いて、差電圧ＶＮ１、ＶＮ２の波形を説明する。図６のグラフの横軸は時間であり、その最上段には、キャリアＴｒｉと２レベルインバータ２１０の交流電圧指令値ｖａｅｒｆ、ｖｂｒｅｆ、ｖｃｒｅｆを示している。三角波のキャリアＴｒｉはほぼ一定周期で増減を繰り返しているに対し、交流電圧指令値ｖａｒｅｆ、ｖｂｒｅｆ、ｖｃｒｅｆは、ｖａｒｅｆとｖｂｒｅｆの絶対値が時間経過とともに減少し、ｖｃｒｅｆの絶対値が時間経過とともに増加している例を示している。但しｖａｒｅｆは正の値、ｖｂｒｅｆとｖｃｒｅｆは負の値をとっているものとする。

これに対し、図６のグラフの上から３段目には、キャリアＴｒｉを位相反転して求めたキャリアＴｒｉ２と、２レベルインバータ２２０の交流電圧指令値ｖｘｒｅｆ、ｖｙｒｅｆ、ｖｚｒｅｆを示している。位相反転した三角波のキャリアＴｒｉ２はほぼ一定周期で増減を繰り返している。また交流電圧指令値ｖｘｒｅｆ、ｖｙｒｅｆ、ｖｚｒｅｆは、２レベルインバータ２１０の交流電圧指令値ｖａｅｒｆ、ｖｂｒｅｆ、ｖｃｒｅｆの正負をそれぞれ反転したものとしている。ｖａｒｅｆに対応するｖｘｒｅｆは負の値、ｖｂｒｅｆに対応するｖｙｒｅｆとｖｃｒｅｆに対応するｖｚｒｅｆは正の値をとっている。なおｖｘｒｅｆとｖｙｒｅｆの絶対値が時間経過とともに減少し、ｖｚｒｅｆの絶対値が時間経過とともに増加している例を示している。

これらの各相ごとの交流電圧指令値とキャリアの比較により、これらが交差する時刻ｔ１〜ｔ２０で、図２のＩＧＢＴ素子２１０ｍ、２１０ｎ、２１０Ｏ、２１０Ｐ、２１０ｑ、２１０ｒの点弧タイミングが決定される。例えばＩＧＢＴ素子はキャリアが交流電圧指令値以下のときに点弧されて交流端子に電圧発生する。

上記した各相ごとの交流電圧指令値とキャリアの比較により、各ＩＧＢＴ素子の点弧タイミングが決定された結果として、交流側端子に得られる各相の交流電圧が変化する。図６のグラフの上から２段目と４段目には、この場合の３相の交流電圧により定まる零相電圧を示している。零相電圧は、図５の直流仮想中点電位Ｖｄｃと、巻線の中性点Ｎ１、Ｎ２の電位との差電圧ＶＮ１、ＶＮ２で表している。この図６に示すように、差電圧ＶＮ１、ＶＮ２は互いに逆位相のものとなっている。

この図６の波形において、交流電圧指令値ｖａｒｅｆ、ｖｂｒｅｆ、ｖｃｒｅｆと、ｖｘｒｅｆ、ｖｙｒｅｆ、ｖｚｒｅｆとは零点に対して対称となる。この理由は、図１の電力主回路構成において、フィルタ２４０を含む２レベルインバータ２１０と同期機１０までの合計インダクタンスと、フィルタ２５０を含む２レベルインバータ２２０と同期機１０までの合計インダクタンスとを略等しくできること、この場合には、図４で述べた２レベルインバータ２１０、２２０へのトルク指令τｒｅｆが等しくできること、そのうえで巻線１０Ａ、１０Ｂ、１０Ｃと、巻線１０Ｘ、１０Ｙ、１０Ｚの巻き数を等しくできること、さらに巻線に誘起される誘起電圧が１８０度位相が異なるなどの条件をみたすことができることによる。

これらの条件を満たした場合、零相電圧であるＶＮ１とＶＮ２は、それぞれ端子Ａ、Ｂ、Ｃと、端子Ｘ、Ｙ、Ｚの電圧の平均値に等しくなる。

また、キャリアＴｒｉとＴｒｉ２の位相が反転しており、なおかつ電圧指令値も反転するため、差電圧ＶＮ１、ＶＮ２も正負対称の波形となる。

同期機１０の巻線巻き数が全て等しいため、浮遊容量１０ＳＴＣ＿ＡＢＣと１０ＳＴＣ＿ＸＹＺは略等しい値になり、印加される電圧ＶＮ１、ＶＮ２も正負対称となるため、軸受を流れる電流ｉ０ａｂｃとｉ０ｘｙｚの波形も正負対称となり、実質的に軸受に流れる電流ｉ０は相殺される。電食は軸受に流れる電流が引き起こす事象であるため、結果として本実施例により軸受の電食を防止することができる。

図７は、横軸に時間、縦軸に軸受を流れる電流ｉ０ａｂｃとｉ０ｘｙｚの波形を示しており、これらが正負対称になり、軸受に流れる電流ｉ０が実質的に相殺されることを示している。

上記効果を十分に達成するには以下の点に考慮するのが良い。例えば軸受の電流は、２レベルインバータの出力電圧と、リアクトルおよびインバータと同期機１０を接続する配線インピーダンスの和により決まるため、２レベルインバータ２１０と同期機１０を結ぶ配線長と２レベルインバータ２２０と同期機１０を結ぶ配線長は略等しいことが望ましい。

特に、リアクトル２４０、２５０が鉄心を備えるリアクトルの場合、リアクトルの巻線と鉄心の間に大きな浮遊容量が存在するため、軸受電流に与える配線長の差は無視できず、５０％以上の軸受電流抑制効果を狙うには配線長の比率を１：２より小さい値、たとえば１：１．５に制限することが望ましい。

以上のように、本実施例によれば、インバータ２１０、２２０から流れる同期機１０の軸受電流を相殺することができるため、軸受の電食を防止することが可能である。

本実施例では、回転機として同期機を想定したが、同期機の代わりに誘導機でも良い。
また、ゲート信号を作るため、キャリアとの大小比較によりゲート信号を算出したが、たとえば空間ベクトル変調によりゲート信号を算出しても良い。空間ベクトル変調を実施する際には、１スイッチング周期中の電圧ベクトルの選定順番を、２レベルインバータ２１０、２２０で逆にすることにより、本実施例と同様の効果を得ることが可能となる。

また、本実施例では直流回路が共通なインバータを２台として説明したが、零相電圧位相が反転し、直流回路が共通なインバータ対をＮ、電気角が１８０度異なる３相巻線をＮ組備える回転機であれば、同様の電食抑制効果が得られる。

また、本実施例では回転機を２極機としたが、４極や６極など多極化しても同様の効果を得られる。

また、本実施例では回転機を短節巻としたが、全節巻としても同様の効果を得られる。

本発明に係る第二の実施例を、図８を用いて説明する。本実施例において、本発明の第一実施例と同一の構成要素には同一符号を用い、重複説明を避ける。本実施例と本発明第一実施例との相違点は、インバータが２レベルインバータ２１０、２２０ではなく、３レベルインバータ２３０、２４０である点にある。

インバータを３レベルインバータ２３０、２４０とすることにより、実施例１と同様に軸受電流の低減効果に加え、インバータ直流回路に流入するリプル電流の相殺が可能となり、３レベルインバータ特有の直流中性点電圧変動を回避することができる。これにより、直流コンデンサの必要容量を低減することが可能となり、電食による不具合を回避でき、さらに安価な回転機ドライブシステムを提供できる。

以下、図面を用いて説明する。図８には本発明第二の形態の回転機ドライブシステム２を示す。

回転機ドライブシステム２のインバータシステム２１は、２つの３レベルインバータ２３０、２４０を備える。また、整流器３１０とインバータ２３０、２４０を接続する直流回路には容量の等しい２つの直流コンデンサ４００Ｐ、４００Ｎの直列回路が接続され、コンデンサ４００Ｐ、４００Ｎの直列回路の両側端子と接続部端子がそれぞれ図に示すように３レベルインバータ２３０、２４０の直流端子Ｐ、Ｎと、Ｍに接続される。

この場合に、コンデンサ４００Ｐ、４００Ｎの直列回路の両側端子間の電圧がｖｄｃであり、コンデンサ４００Ｐ、４００Ｎの直列回路の接続部端子に流れる直流電流がｉＭである。中間点に流れる直流電流ｉＭはインバータ２３０と２４０に分流し、図８ではこれをｉＭａｂｃ、ｉＭｘｙｚと表記している。

コントローラ１０１は、上記３レベルインバータ２３０、２４０を制御するゲート信号Ｇ―ＡＢＣ、Ｇ―ＸＹＺを算出する。ゲート信号の信号数は実施例１記載のゲート信号数が１インバータあたり６点であったの対し、本実施例では１２点である。

図９を用いて、３レベルインバータの構成例を２３０の例で説明する。なお、３レベルインバータ２４０は３レベルインバータ２３０と同じ構成を備えるため、説明を省略する。

３レベルインバータ２３０は、交流側端子ごとの３つのアームにより構成されるインバータである。各アームは、４直列接続されたＩＧＢＴ素子、および直流中性点の端子Ｍに接続される２つのダイオードにより構成される。

この図においてＵ相の交流端子に接続されたアームが２３０Ｕであり、Ｖ相の交流端子に接続されたアームが２３０Ｖ、Ｗ相の交流端子に接続されたアームが２３０Ｗである。各アーム構成は基本的に同じ構成とされているので、ここではアーム２３０Ｕの例で説明する。

アーム２３０Ｕは、４組のＩＧＢＴ素子（２３０ｍ、２３０ｎ、２３０ｓ、２３０ｖ）が直列に接続されており、４直列接続されたＩＧＢＴ素子列の両端が直流回路の正端子Ｐと負端子Ｎにそれぞれ接続されている。図の例ではＩＧＢＴ素子２３０ｍのカソード側が直流回路の正端子Ｐに、ＩＧＢＴ素子２３０ｖのエミッタ側が直流回路の負端子Ｎに接続されている。なお各ＩＧＢＴ素子は、ＩＧＢＴとこのＩＧＢＴに逆並列接続されたダイオードにより構成されている。

４直列接続されたＩＧＢＴ素子で構成された直列アームは、上側の２個２３０ｍ、２３０ｎで上側アームを構成し、下側の２個２３０ｓ、２３０ｖで下側アームを構成する。かつ上下アームの接続点がＵ相の交流端子に接続されている。

またこの直列アームの上側アームの２個のＩＧＢＴ素子２３０ｍ、２３０ｎの接続点と、この直列アームの下側アームの２個のＩＧＢＴ素子２３０ｓ、２３０ｖの接続点の間に、ダイオード２３０ａ、２３０ｄの直列回路を接続している。かつダイオード２３０ａ、２３０ｄの直列回路接続点間を、直流端子Ｍに接続している。直流端子Ｍは図８に示したように、容量の等しい２つの直流コンデンサ４００Ｐ、４００Ｎの直列回路の接続部である。

説明を省略したが、他のアーム２３０Ｖ、２３０Ｗも２３０Ｕと同じ構成とされている。係る構成において、３レベルインバータ２３０の直流端子Ｍからは、直流電流ｉＭの分岐電流ｉＭａｂｃが流入しており、これが各アームに分岐する。交流出力電圧が直流端子Ｍと同電位のアームの出力電流の和がｉＭａｂｃとなる。

係る構成の３レベルインバータ２３０の各ＩＧＢＴ素子の制御電極であるゲート端子に、コントローラ１０１から出力されるゲート信号を入力することによりＩＧＢＴ素子を駆動する。アーム２３０Ｕを例にして、具体的なＩＧＢＴ素子の制御方法について説明する。

ゲート信号Ｇは、下記３つのパターンで出力される。
パターン１：ＩＧＢＴ素子２３０ｍ、２３０ｎをオン、２３０ｓ、２３０ｖはオフ。
パターン２：ＩＧＢＴ素子２３０ｎ、２３０ｓをオン、２３０ｍ、２３０ｖはオフ。
パターン３：ＩＧＢＴ素子２３０ｓ、２３０ｖをオン、２３０ｍ、２３０ｎはオフ。

パターン１の場合は、交流端子Ｕは直流回路の正端子Ｐの電位、パターン２の場合は、交流端子Ｕは直流回路の中間端子Ｍの電位、パターン３の場合は、交流端子Ｕは直流回路の負端子Ｎの電位となるため、直流中点電位から見て＋Ｖｄｃ／２、０、−Ｖｄｃ／２の３電圧を出力可能である。この関係は他の交流端子においても同じである。

本ゲート信号Ｇは、図８のコントローラ１０１により算出される。図１０には、コントローラ１０１の構成を示す。実施例１のコントローラ１００との相違点は、キャリア発生器１１０１の代わりにキャリア発生器１１０１２が備えられ、該キャリア発生器１１０１２が２本の三角波ＴｒｉＰ、ＴｒｉＮを出力する点と、コントローラ１１１ＡＢＣ２が該２本の三角波を用いてゲート信号を算出するＰＷＭ演算器１１１２ＡＢＣ２を備える点である。なおコントローラ１１１ＡＢＣ２とコントローラ１１１ＸＹＺ２内のＰＷＭ演算器は、同等構成とされている。

ＰＷＭ演算器１１１２ＡＢＣ２に与えられる三角波ＴｒｉＰとＴｒｉＮは、位相と振幅が等しく、直流バイアスが異なる三角波である。直流バイアスにより、三角波ＴｒｉＰが最大値Ｔとなる時点で三角波ＴｒｉＮは０となり、三角波ＴｒｉＰが最小値０となる時点で三角波ＴｒｉＮは負の最大値（−Ｔ）となるように定められている。これによりコントローラ１１１ＡＢＣ２からキャリアを用いてゲート信号Ｇ−ＡＢＣを算出する。

コントローラ１１ＸＹＺ２には、実施例１と同様にＴｒｉＰ、ＴｒｉＮの位相を反転した三角波ＴｒｉＰ２、ＴｒｉＮ２がキャリアとして入力され、キャリアを用いてゲート信号Ｇ−ＸＹＺを算出する。

コントローラ１１１ＸＹＺ２側にあたえられる三角波ＴｒｉＰ２とＴｒｉＮ２も、位相と振幅が等しく、直流バイアスが異なる三角波であるが、これはコントローラ１１１ＡＢＣ２側にあたえられた三角波ＴｒｉＰとＴｒｉＮを乗算器１１０２により位相反転したものである。これにより、三角波ＴｒｉＮが最大値Ｔとなる時点で三角波ＴｒｉＰは０となり、三角波ＴｒｉＮが最小値０となる時点で三角波ＴｒｉＰは負の最大値（−Ｔ）となるように定められている。これによりコントローラ１１１ＸＹＺ２から該キャリアを用いてゲート信号Ｇ−ＸＹＺを算出する。

３レベルインバータ２４０、２５０を用いたときの、同期機１０中性点電位である差電圧ＶＮ１およびＶＮ２の波形を、図１１を用いて説明する。

図１１では、最上段に３レベルインバータ２３０のキャリアＴｒｉＰ、ＴｒｉＮと電圧指令値Ｖａｒｅｆ、Ｖｂｒｅｆ、Ｖｃｒｅｆの関係を示している。次の段にこの制御により発生する差電圧ＶＮ１の変化を示している。３段目に３レベルインバータ２４０のキャリアＴｒｉＰ２、ＴｒｉＮ２と電圧指令値Ｖｘｒｅｆ、Ｖｙｒｅｆ、Ｖｚｒｅｆの関係を示している。４段目にこの制御により発生する差電圧ＶＮ１の変化を示している。図１１の横軸は時間であり、時刻ｔ１〜ｔ２１はキャリアと電圧指令値が交差するタイミングの時刻を示す。

実施例１と同様に、３レベルインバータ２３０と２４０の電圧指令値は正負対称の波形となる。また、キャリアであるＴｒｉＰ、ＴｒｉＮとＴｒｉＰ２、ＴｒｉＮ２も位相が１８０度異なる。そのため、本実施例においても差電圧ＶＮ１、ＶＮ２の変化タイミングは一致し、その変化方向は逆となるが、ベース電位が異なる。これは、図１１がある位相断面のみを示しているためであり、ベース電位は電圧指令値基本波位相により変化する。しかし、差電圧ＶＮ１、ＶＮ２の変化タイミングは常に一致し、その変化方向は常に逆となる。

この結果、インバータ２３０と２４０それぞれから流出する軸受電流は位相が反転するため、実施例１と同様に実質的に軸受に流れる電流は相殺される。

本実施例のさらなる利点である、インバータ直流回路に流入するリプル電流の低減効果について、図１２を用いて説明する。

図１２に示すグラフは、上から順に３レベルインバータ２３０のキャリアと電圧指令値の関係、次にＡ相出力電圧波形と同期機１０のＡ相電流ｉａ、Ｘ相電流ｉｘの関係、次にＢ相出力電圧波形とＢ相電流ｉｂ、Ｙ相電流ｉｙの関係、次にＣ相出力電圧波形とＣ相電流ｉｃ、Ｚ相電流ｉｚの関係を示し、そして最下段にインバータ２３０の直流回路端子Ｍからの流入電流ｉＭａｂｃとインバータ２４０の直流回路端子Ｍからの流入電流ｉＭｘｙｚおよびその合計電流ｉＭの波形を示す。

実施例１で説明したように、電流についてみるとＡ、Ｂ、Ｃ相電流とＸ、Ｙ、Ｚ相電流では、位相が１８０度異なる。そのため、ｉａとｉｘ、ｉｂとｉｙ、ｉｃとｉｚは互いに正負対称となる。

また、図１１で示したように、３レベルインバータ２３０と２４０のスイッチングタイミングが等しいため、直流中性点電流ｉＭａｂｃとｉＭｘｙｚの変化タイミングも一致する。

そのため、ｉＭａｂｃとｉＭｘｙｚの波形は正負対称となり、その合計電流ｉＭは相殺されて零になる。

ここでｉＭは直流回路に流入するリプル電流であり、直流コンデンサ４００Ｐと４００Ｎの端子電圧のアンバランスの原因となる。しかし、本実施例においては、該端子電圧のアンバランス要因である電流ｉＭを相殺することが可能であり、直流電圧安定化に必要な直流コンデンサ容量を低減することが可能である。

本実施例によれば、インバータを３レベルインバータとすることにより、実施例１と同様に軸受電流の低減効果に加え、インバータ直流回路に流入するリプル電流の相殺が可能となり、３レベルインバータ特有の直流中性点電圧変動を回避することができる。これにより、直流コンデンサの必要容量を低減することが可能となり、電食による不具合を回避でき、さらに安価な回転機ドライブシステムを提供できる。

図１、図８に示した回転機ドライブシステムの実施例では、回転機として、負荷６にトルクを与える同期電動機のドライブシステムの構成を示したが、これは図１３に示すように、回転機として例えば誘導発電機を採用して構成した風力発電システムにおける回転機ドライブシステムとしても良い。このときには発電方向であるので、直流回路電圧維持は整流器３０ではなく、直流電圧維持機能を有する双方向の電力融通が可能な３レベルコンバータ２２で実現する。３レベルコンバータ２２の例としては図９のものが利用できる。

図１３に示す風力発電システムは二次励磁誘導発電機を用いた交流励磁発電システムであり、交流励磁発電機９００４がブレード９００１により風から回転トルクを得て、ハブ９００２、シャフト９００３を介して発電機の回転子を回転させる。上記発電機とインバータはナセル９００５内に供えられ、発電機の固定子巻線は配線を介して連係変圧器９００７に接続され、変圧器９００７を介して発電電力が電力系統５０に送電される。

本事例でのインバータシステム２１としては、図９の構成を備え図１０の制御を行うものが使用できる。ここでは発電機回転子が固定子に生じさせる回転磁束の周波数が電力系統５０の周波数と一致するように、インバータシステム２１によりすべり周波数をもつ低周波励磁電流を流す。

本実施例のインバータシステム２１を備え、上記交流励磁発電機の回転子巻線を６相化することにより、低周波励磁電流を出力しても直流コンデンサ４００Ｐ、４００Ｎの端子電圧には大きなアンバランスが発生しないため、発電システムの低コスト化が図れる。

また、図１４に示すように、フルコンバータ式風力発電設備用インバータとして本実施例のインバータシステム２１を用いても良い。この例では、発電機シャフト９００３に永久磁石が設置されており、永久磁石の回転により固定子に回転磁束を生じさせ、発電する。この場合、コンバータである３レベルコンバータ２３はインバータシステム２１と同様の主回路構成を備える６相コンバータとしても良い。

またこのとき、連係変圧器８００７は、図１５に示すように６つの二次巻線端子Ａ、Ｂ、Ｃ、Ｘ、Ｙ、Ｚ、および異なる中性点ＰＦを備える３相巻線Ｕ、Ｖ、Ｗを備える。６つの二次巻線端子Ａ、Ｂ、Ｃ、Ｘ、Ｙ、Ｚは、電力変換システム２３側に接続され、異なる中性点を備える３相巻線Ｕ、Ｖ、Ｗは電力系統５０側に接続される。通常、変圧器のコアはパワーアース端子ＰＥを介して大地に接地される。本構成の変圧器およびコンバータとすることにより、接地端子における電食を防止することが可能である。

１、２：回転機ドライブシステム
６：負荷
７：シャフト
１０：同期機
２０、２１、２３：インバータシステム
３０：整流器
２１０、２２０：２レベルインバータ
２３０、２４０、２５０：３レベルインバータ
２１０ｍ、２１０ｏ、２１０ｐ、２１０ｑ、２１０ｒ、２３０ｍ、２３０ｎ、２３０ｏ、２３０ｐ、２３０ｑ、２３０ｒ、２３０ｓ、２３０ｔ、２３０ｕ、２３０ｖ、２３０ｗ、２３０ｘ：ＩＧＢＴ素子
２３０ａ、２３０ｂ、２３０ｃ、２３０ｄ、２３０ｅ、２３０ｆ：ダイオード
５０：電力系統
１００、１０１：コントローラ
９００：風力発電装置
１０Ａ、１０Ｘ、１０ｕ：巻線
１０ｓ：スロット
８１Ａ、８１Ｃ、８１Ｘ、８１Ｙ：電流センサ
８２ＡＢ、８２ＢＣ、８２ＸＹ、８２ＹＺ：電圧センサ
２４０、２５０：リアクトル
４００、４００Ｐ、４００Ｎ：直流コンデンサ

Claims (15)

1. 複数のスロットに巻線を収納して固定子を形成し、
   ２組の３相巻線を備え、各組の同相の巻き線は前記複数のスロットのうち互いに電気角が１８０度位相が相違するスロット位置から巻き始め、互いに電気角が１８０度位相が相違するスロット位置で巻き終わり、
   各組の３相巻線の巻き終わり点をそれぞれ共通接続し、
   前記２組の３相巻線には大きさが等しく位相が反転する交流電圧を印加することを特徴とする回転機。
2. 請求項１記載の回転機であって、
   回転機が交流励磁発電機であることを特徴とする回転機。
3. 請求項１記載の回転機であって、
   回転機が同期機であることを特徴とする回転機。
4. 請求項１記載の回転機であって、
   回転機が誘導機であることを特徴とする回転機。
5. 請求項１乃至請求項４のいずれか１項に記載の回転機であって、
   回転機が短節巻であることを特徴とする回転機。
6. 請求項１乃至請求項４のいずれか１項に記載の回転機であって、
   回転機が全節巻であることを特徴とする回転機。
7. 請求項１乃至請求項６のいずれか１項に記載の回転機であって、
   回転機の３相巻線の相あたりの巻き数が等しいことを特徴とする回転機。
8. ２組の３相巻線を備えた回転機と、同一の直流電源に接続された２組のインバータとを備え、２組のインバータの交流端子が前記回転機の各組の３相巻線にそれぞれ接続されている回転機のドライブシステムであって、
   前記回転機は、
   複数のスロットに巻線を収納して固定子を形成し、
   ２組の３相巻線を備え、各組の同相の巻き線は前記複数のスロットのうち互いに電気角が１８０度位相が相違するスロット位置から巻き始め、互いに電気角が１８０度位相が相違するスロット位置で巻き終わり、
   各組の３相巻線の巻き終わり点をそれぞれ共通接続しており、
   前記２組の３相巻線には大きさが等しく位相が反転する交流電圧が印加されることを特徴とする回転機のドライブシステム。
9. 請求項８記載の回転機のドライブシステムであって、
   前記２組のインバータを制御する２組のコントローラを備え、該コントローラはキャリアを搬送波としたＰＷＭによりインバータの点弧タイミングを制御するとともに、各コントローラに与えられる前記キャリアは位相反転されたものとされることを特徴とする回転機のドライブシステム。
10. 請求項８記載の回転機のドライブシステムであって、
    前記２組のインバータを制御する２組のコントローラを備え、該コントローラは前記インバータを空間ベクトル制御によりインバータの点弧タイミングを制御するとともに、電圧ベクトルパターンがインバータの点弧スイッチング１周期にわたって順番が逆であることを特徴とする回転機のドライブシステム。
11. 請求項８乃至請求項１０のいずれか１項に記載の回転機のドライブシステムであって、
    回転機と前記２組のインバータを結ぶ配線長さが略等しいことを特徴とする回転機のドライブシステム。
12. 請求項８乃至請求項１１のいずれか１項に記載の回転機のドライブシステムであって、
    前記インバータが３レベルインバータであることを特徴とする回転機のドライブシステム。
13. 請求項８乃至請求項１２のいずれか１項に記載の回転機のドライブシステムであって、
    前記インバータをリアクトルを介して前記回転機に接続し、該リアクトルが鉄心を備えることを特徴とする回転機のドライブシステム。
14. 請求項８乃至請求項１３のいずれか１項に記載の回転機のドライブシステムであって、
    回転機が発電機である場合に、前記直流電源は一方を交流電源側に接続し、他方を直流回路を介して前記２組のインバータに接続した第２の２組のインバータであって、前記直流回路はその線間に直列コンデンサを備え、前記２組のインバータと前記第２の２組のインバータを構成する各インバータは、前記直列コンデンサの接続点と前記直列回路の正負端子間に接続されていることを特徴とする回転機のドライブシステム。
15. 請求項１４に記載の回転機のドライブシステムであって、
    前記第２のインバータを構成する２組のインバータは連系変圧器を介して前記交流電源に接続され、
    前記連系変圧器は、３脚の各脚に巻回された交流電源側巻線と、３脚の各脚に巻回された前記第２のインバータを構成する２組のインバータ側巻線とを備え、前記連系変圧器の脚の一部が設置されていることを特徴とする回転機のドライブシステム。

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