JP2009095169A - 回転電機装置 - Google Patents

Abstract

【課題】第３高調波成分が少なく、回路構成が簡単な回転電機装置を提供すること。
【解決手段】ステータコイル１はインバータ３から給電され、ステータコイル２はインバータ４から給電される。ステータコイル１、２は電気角６０度離れてステータコアに巻装される。ステータコイル１、２は星形結線され、バッテリ７はステータコイル１、２の中性点１aとインバータ３、４の低電位端７５（又は高電位端７６）との間に電圧を印加する。インバータ３、４の高電位端７６と低電位端７５との間にはコンデンサ５が蓄積される。このようにすれば、中性点１aからステータコイル１に流れる直流電流Ｉｄｃ１に重畳する第３高調波成分と、中性点１aからステータコイル２に流れる直流電流Ｉｄｃ２に重畳する第３高調波成分とが逆相となるため、電圧変動および電磁波ノイズ放射を低減することができる。
【選択図】 図１

Description

本発明は、星形結線された多相ステータコイルを有する回転電機装置に関する。本発明の回転電機装置は、自動車用の電動パワーステアリングシステム用の駆動モータ、ハイブリッドシステム用の駆動モータ、電動コンプレッサ用の駆動モータなどに適用され得る。

自動車用のモータシステムでは、電池電圧を専用の昇圧回路で昇圧してインバータに印加することにより、低損失高出力化を図り、かつ高速回転への対応性を向上させるのが一般的である。下記の特許文献１は、モータの中性点に電源電圧を印加することにより、モータのステータコイルをリアクトルとして利用することにより、上記専用の昇圧回路を省略した昇圧駆動方式（以下、中性点給電型昇圧方式とも称する）を提案している。

しかしながら、この中性点給電型昇圧方式では、中性点電位の変動により電源電流に電機子電流の基本波成分に重畳する第３高調波成分が増大することが知られている。中性点給電型昇圧方式における電機子電流の基本波成分と第３高調波成分との一例を図５に示す。図５において、Ｉｕ１はＵ相電流の基本波成分、Ｉｄｃ1は第３高調波成分を含んだ電源からの直流電流である。

第３高調波成分の低減のために、下記の特許文献２は、Ｙ結線された２組のステータコイルの中性点間に直流電源を接続する方式（中性点間給電方式とも称する）ことを提案している。

しかしながら、この中性点間給電方式では、２組のインバータの直流端子電位を共通化することができないため、一方のインバータの直流電位が接地電位以下の負電位になってしまい、自動車の補機電源のようにボデーアース構成の電気システムには適用が困難であるという問題があった。
特開平１０−３３７０４７号公報 特開２００２−２１８７９３

（発明の目的）
本発明は、上記問題点に鑑みなされたものであり、高調波電流成分の低減と２組のインバータの直流端子電位の共通化が可能な中性点給電型昇圧方式の回転電機装置を提供することをその目的としている。

（発明の要約）
上記目的を達成するためになされた本発明の回転電機装置は、星形結線された多相の相巻線をそれぞれ有して共通の鉄心に巻装された２組のステータコイルをもつ多相モータと、この２組のステータコイルを個別に駆動する２つのインバータと、この２つのインバータの直流高電位端及び直流低電位端間に接続されるコンデンサと、２つのインバータのスイッチング素子を断続制御する制御回路とを備え、２組のステータコイルは、所定の位相差を有して鉄心に巻装されるとともに、２つのインバータの直流高電位端及び直流低電位端の少なくとも一方を含む所定の定電位端子と２組のステータコイルの中性点との間に接続された直流電源から給電され、２つのインバータは、２組のステータコイルの位相差に対応する位相差をもつ相電流を２組のステータコイルの各相巻線に断続通電するとともに、断続通電により相巻線に蓄積された磁気エネルギーによりコンデンサを充電することをその特徴としている。

本発明によれば、この所定の位相差を適正に設定することにより直流電源と２つのインバータとの間の高調波電流を抑制することができる。好適には、２組のステータコイルは３相巻線とされ、上記位相差は電気角６０度とされる。これにより、基本波の３倍の周波数をもつ第３高調波成分を完全にキャンセルすることができる。

好適態様において、直流電源から２組のステータコイルに給電するための導電部材（たとえばケーブル）は、直流電源側に配置される共通の導電部材と、共通の導電部材の末端から２組のステータコイルの中性点へ別々に分岐する２つの分岐導電部材により構成されている。このようにすれば、共通導電部材すなわち配線が放射する電磁波ノイズを低減し、配線電力損失も低減することができる。また、バッテリなどの直流電源が出力する電源電圧変動を抑制して、他の電装品への影響を抑止することができる。

好適態様において、直流電源の正極端は２組のステータコイルの中性点に、直流電源の負極端は２つのインバータの低電位端に接続され、２組のインバータは、負側にオフセットされた略正弦波状の各相電流指令値に基づいて形成された３相交流電流を２組のステータコイルに通電する。このようにすれば、直流電源電圧をたとえば略２倍に昇圧してコンデンサを充電し、モータを高電圧駆動することができる。また、電池、インバータの負極電位を車両のボデーとすることができシステム回路の構成が簡素となる。

好適態様において、直流電源の正極端は２つのインバータの高電位端に、直流電源の負極端は２組のステータコイルの中性点に接続され、２組のインバータは、正側にオフセットされた略正弦波状の各相電流指令値に基づいて形成された３相交流電流を２組のステータコイルに通電する。このようにすれば、直流電源電圧をたとえば略２倍に昇圧してコンデンサを充電し、モータを高電圧駆動することができる。

好適態様において、２つのインバータは、位相が反転した同一キャリア周波数のキャリア信号に基づいてＰＷＭ制御される。このように制御することでインバータが発生するキャリア信号に起因する全ノイズの周波数が２倍となる。従って個別のインバータのキャリア周波数を従来の半分とすればスイッチング損失が半減し、インバータの熱設計が楽になる。

好適態様において、本発明の多相モータは、車両の電動パワーステアリングシステムの駆動モータに適用される。このようにすれば、専用昇圧回路としてのDCDCコンバータを用いることなく、しかも電源電圧変動も抑制でき、小型で高出力の電動パワーステアリングシステム用モータを実現することができるため、電動パワーステアリングシステムを小型化することができる。

本発明の回転電機装置の好適な実施形態を図面を参照して説明する。なお、本発明は下記の実施形態に限定解釈されるべきではなく、下記の実施形態の構成要素や回路機能を公知の他の構成要素や回路機能に置換してもよい。

（回路構成）
実施形態１の回転電機装置を図1に示す回路図を参照して説明する。

１はY結線された第１の電機子コイル、２はY結線された第２の電機子コイルであり、第１の電機子コイル１の中性点1aと第２の電機子コイル２の中性点２aとは導体にてライン７３、７４により接続されている。７２はライン７３、７４の接続点である。電機子コイル１、２は、図略の共通電機子鉄心に巻装されている。３は電機子コイル１に３相交流電力を供給する第１のインバータ、４は電機子コイル２に３相交流電力を供給する第２のインバータ、５はコンデンサ、６は図示しない回転子磁極の位置を検出する磁極位置検出器、７は電機子コイル１の中性点１a及び電機子コイル２の中性点２aに正極端子が接続されるバッテリ、９は磁極位置検出器６の出力信号に基づいてインバータ３、４を制御する制御装置である。

バッテリ７の正極端はケーブル７１により接続点７２に接続され、バッテリ７の負極端はインバータ３、４の低電位端７５に接続されている。つまり、バッテリ７から電機子コイル１、２への給電経路は、バッテリ７の正極端から接続点７２まで一本の共通のケーブル７１により共通化されている。７６はインバータ３、４の高電位端である。インバータ３、４の高電位端７６と低電位端７５とはコンデンサ５により接続されている。以下、バッテリ７からインバータ３及び電機子コイル１に供給される電流をIdc1と称し、バッテリ７からインバータ４及び電機子コイル２に供給される電流をIdc2と称する。

（電機子コイル１、２のコイル導体配置）
電機子コイル（ステータコイル）１、２のコイル導体配置を図２を参照して説明する。図２は電機子コイル１、２の巻線仕様図である。なお、図２は、４極１２スロットの全節巻きの例を示している。

図２において、電機子コイル１は細線で示され、電機子コイル２は太線で示される。また、実線はＵ相のコイル導体を、破線はＶ相のコイル導体を、１点鎖線はW相のコイル導体を示す。電機子コイル１は相巻線U1、V1、W1をY字結線してなり、電機子コイル２は相巻線U２、V２、W２をY字結線してなる。各相巻線は、コイル導体を波巻きにて各スロットに収容されている。

４極１２スロットの全節巻きでは、１スロットのピッチは電気角で６０度となる。電機子コイル１、２はそれぞれ独立に１２０度ピッチで巻装されるので、相巻線U１はスロット番号１，４，７，１０に、相巻線V１はスロット番号３，６，９，１２に、相巻線W１はスロット番号５，８，１１，２に挿通されている。スロット番号２，１０，１２から出てくる各相巻線の端部が結線されて電機子コイル１の中性点１ａが構成される。

ステータコイル１とステータコイル２とは電気角６０度の位相差をもつ。したがって、ステータコイル１のコイル導体とステータコイル２のコイル導体とは、１スロットピッチだけずれてスロットに挿入されている。すなわち、相巻線Ｕ２はスロット番号２，５，８，１１に、相巻線Ｖ２はスロット番号４，７，１０，１に、相巻線Ｗ２は６，９，１２，３にそれぞれ挿入通されている。スロット番号１，３，１１から出てくる各相巻線の端部が結線されてステータコイル２の中性点２ａが構成される。

これをベクトル図で表現すると図４のようになる。

なお、上記では、４極１２スロットの例を説明をしたが、これに限定されるものではなく、一般的な全節巻きモータ、たとえば２Ｐ極、６Ｐスロット（Pは極対数）の巻線仕様に好適に適用可能である。

また、前記スロットを周方向にＮ分割してスロットピッチを６０／Ｎ度とし、スロットＮ個に１相を分布させて巻装する、いわゆる全節の分布巻きに適用してもよい。

（制御装置９）
この実施形態の制御を図３を参照して説明する。図３は、図１の制御装置９の機能を示す制御ブロック図である。

８２、８３は入力されるトルク指令値を電機子コイル１、２の電流指令値に変換する電流指令値算出手段であり、実質的にトルク−電流変換マップにより構成されている。電流指令値算出手段８２は電機子コイル１の電流指令値{Ｉｕ１＊、Ｉｖ１＊、Ｉｗ１＊}を算出し、電流指令値算出手段８３は電機子コイル２の電流指令値{Ｉｕ２＊、Ｉｖ２＊、Ｉｗ２＊}を算出する。電流指令値算出手段８２、８３としてのこれらのマップには磁極位置に応じたトルクと電流の関係が記憶されている。

８４は、電流フィードバック制御実行のためのＰＩ制御器であり、ステータコイル１の各相巻線の検出電流値{Ｉｕ１、Ｉｖ１、Ｉｗ１、Ｉｕ２、Ｉｖ２、Ｉｗ２}と、電流指令値算出手段８２、８３から出力される電流指令値{Ｉｕ１＊、Ｉｖ１＊、Ｉｗ１＊、Ｉｕ２＊、Ｉｖ２＊、Ｉｗ２＊}との偏差に応じて各相の電圧指令値{Ｖｕ１＊、Ｖｖ１＊、Ｖｗ１＊、Ｖｕ２＊、Ｖｖ２＊、Ｖｗ２＊}を算出して出力する。

８５は、電圧指令値{Ｖｕ１＊、Ｖｖ１＊、Ｖｗ１＊、Ｖｕ２＊、Ｖｖ２＊、Ｖｗ２＊}をインバータ３、４の各トランジスタのＤＵＴＹ指令値{Ｇｕ１＊、Ｇｖ１＊、Ｇｗ１＊、Ｇｕ２＊、Ｇｖ２＊、Ｇｗ２＊}に変換し、各インバータ３、４に送信する。

この制御装置９の上記回路構成は通常のフィードバックＰＷＭ制御方式を実行する回路であるので、これ以上の説明は省略する。

（コンデンサ５の昇圧充電及びステータコイル１、２への３相交流電流通電動作）
次に、図１を参照してインバータ３、４の動作を説明する。

インバータ３の中性点１aはバッテリの正極端に接続されているので、インバータ３の下アームのスイッチング素子をオンすることによりステータコイル１の相巻線はリアクトルとして磁気エネルギーを蓄積し、インバータ３の下アームのスイッチング素子をオフすることにより、この磁気エネルギーはインバータ３の上アームのスイッチング素子を通じてコンデンサ５を充電する。この回路は、典型的な昇圧チョッパ回路と同一構成となり、コンデンサ５に蓄電される電圧とバッテリ７の電圧との比である昇圧比はインバータ３の下アームのスイッチング素子のデューティ比により調整される。

一方、コンデンサ５は、インバータ３から見てバッテリより高電圧の直流電源と見なすことができ、インバータ３は、このコンデンサ５の蓄電電力を用いてＰＷＭ制御されて、ステータコイル１の各相に必要な位相差の３相電流を通電することができる。好適には、インバータ３の３つの下アームのスイッチング素子は上記コンデンサ蓄電動作に際しては同期して断続される。なお、インバータ３の３つの上アームのスイッチング素子は逆並列接続されたフライホイルダイオードを有するため、３つの下アームのスイッチング素子がオフされると、ステータコイル１の３つの相巻線に蓄積された磁気エネルギーは各上アームのスイッチング素子又はフライホイルダイオードを通じてコンデンサ５を蓄電する。結局、コンデンサ５の電圧とその所定の目標電圧値とを比較してその偏差に応じてインバータ３の３つの下アームのスイッチング素子のデューティ比を一律に増加又は減少させるフィードバック制御を行うことにより、コンデンサ５の電圧を所定の目標電圧値に維持できることがわかる。

また、インバータ３の各相のスイッチング素子のデューティ比ＤＵＴＹを個別に調整することにより、ステータコイル１の各相巻線に交流電流を個別に流すことができる。つまり、インバータ３のある相の下アームのスイッチング素子のオンは、バッテリ７からこの相の相巻線への一方向への相電流通電を意味し、そのオフによりこの相の相巻線に蓄積された磁気エネルギーがインバータ３のこの相の上アームのスイッチング素子を通じてのコンデンサ５への蓄電が生じる。また、ある相の上アームのスイッチング素子のオンは、コンデンサ５からこの相の相巻線への逆方向への相電流通電を生じさせるわけである。

ステータコイル１を昇圧チョッパ回路のリアクトルとするインバータ３からなる昇圧チョッパ回路により、負荷としてのコンデンサ５を昇圧充電し、その他の期間にコンデンサ５を直流電源としてインバータ３によりステータコイル１に３相交流電流を通電する上記動作の更なる詳細については、既述の特許文献１を参照されたい。

インバータ４によるコンデンサ５の昇圧充電動作及びステータコイル２への３相交流電流通電動作は、上記したインバータ３のそれと同じであるため、説明を省略する。上記の結果、バッテリ７からインバータ３へ直流電流Idc1が供給され、バッテリ７からインバータ３へ直流電流Idc2が供給される。

（インバータ３、４の並列駆動による第３高調波成分キャンセル動作）
この実施形態では、ステータコイル１の３つの相巻線と、ステータコイル２の３つの相巻線とが、互いに電気角６０度離れた６相ステータコイルを構成している。従って、これらの合計６つの相巻線に流れる６相の相電流は、図４に示すように互いに電気角６０度離れている。

ステータコイル１のU１相の相巻線に通電される相電流Iu1、それに対して電気角６０度離れたステータコイル１のU１相の相巻線に通電される相電流Iu2と、バッテリ７からインバータ３、４に供給される直流電流Idc1、Idc2の波形を図５に示す。

インバータ３の各相の相巻線U1、V1、W1からコンデンサ５への送電電流量は等しいから、相電流Ｉｕ１は平均的に直流電流Idc1の３分の１となる。同じく、インバータ４の各相の相巻線U2、V2、W2からコンデンサ５への送電電流量は等しいから、相電流Ｉｕ２は平均的に直流電流Ｉｄｃ２の３分の１となる。このため、相電流Ｉｕ１、Ｉｕ２はそれぞれ、直流電流Ｉｄｃ１、Ｉｄｃ２の３３％だけ直流電流Ｉｄｃ１、Ｉｄｃ２の方向と逆方向にオフセットした値を０レベルとする略正弦波波形となる。

直流電流Ｉｄｃ１には第３高調波成分が重畳している（図５参照）。この第３高調波成分は、本質的に、相電流Ｉｕ１、Iv1、Iw1にそれぞれ重畳する第３高調波成分の和である。同じく、直流電流Ｉｄｃ2にも第３高調波成分が重畳している（図５参照）。この第３高調波成分は、本質的に、相電流Ｉu2、Iv2、Iw2にそれぞれ重畳する第３高調波成分の合成である。この第３高調波成分は、種々の要因により生じるが、ステータコアのティース形状もその要因である。

しかしながら、３相の相電流Ｉｕ１、Iv1、Iw1と３相の相電流Ｉu2、Iv2、Iw2とは電気角６０度離れているため、直流電流Ｉｄｃ１に重畳する第３高調波成分と、直流電流Ｉｄｃ２に重畳する第３高調波成分とは、互いに逆相となる。この点について更に説明する。

相電流Ｉu1に重畳する第３高調波成分は、相電流Ｉu2に重畳する第３高調波成分に対して相電流Ｉu1、Ｉu2の１周期を電気角３６０度とした場合に電気角６０度ずれているはずである。しかし、第３高調波成分の周波数は相電流Ｉｕ２のそれの３倍であるから、相電流Ｉu1に重畳する第３高調波成分は、相電流Ｉu2に重畳する第３高調波成分に対して第３高調波成分の１周期を電気角３６０度とした場合に電気角６０度ずれ、すなわち逆相となっていることになる。

その結果、図１において、バッテリ７からステータコイル１の中性点１aに給電される直流電流Ｉｄｃ１に重畳する第３高調波成分と、バッテリ７からステータコイル２の中性点２aに給電される直流電流Ｉｄc2に重畳する第３高調波成分とは互いに打ち消し合い、バッテリ７からステータコイル１、２に通電される第３高調波成分は大幅に低減されることになる。また同様に、他の次数の一部の高調波成分についても、同様のキャンセル効果が得られる。

その結果、バッテリ７から接続点７２に至るケーブル７１、及び、インバータ３、４の低電位端７５からバッテリ７の負極端に至るケーブル７７に流れる高調波電流を大幅に低減することができ、これらのケーブル７１、７７に対する電磁波放射対策を簡素化することができる。また、バッテリ７の寿命にも好影響を与えることができる。

（変形態様１）
図６を参照して変形態様１を説明する。

この変形態様は、バッテリ７の負極端を接続点７２に接続し、バッテリ７の正極端をインバータ３、４の高電位端７６に接続したものである。この場合には、インバータ３、４の上アームのスイッチング素子のオンによりステータコイル１、２の相巻線に磁気エネルギーが蓄積され、オフによりインバータ３、４の下アームのスイッチング素子を通じてコンデンサ５が充電される。その他の動作は図１の場合と同じである。この変形態様では、中性点１aからバッテリ７へ帰還電流が流れる。モータの交流電流は、各々の中性点から出力される直流電流の3分の１だけ正側にオフセットされる（図７参照）。これにより、
（変形態様２）
図８を参照して変形態様２を説明する。

この変形態様は、バッテリ７aの負極端を接続点７２に接続し、バッテリ７aの正極端をインバータ３、４の高電位端７６に接続し、バッテリ７bの負極端をインバータ３、４の低電位端７５に接続し、バッテリ７bの正極端を接続点７２に接続したものである。バッテリ７a、７bは、中間タップ付きの一つのバッテリにより構成される。この場合の動作は、図１、図６の動作を合成したものであり、その他の動作は図１、図６の場合と同じである。

（その他の態様）
なお、インバータ３、４が出力する３相電流の既述したオフセットは、図３において、電流指令値算出手段８２、８３において、トルク指令値に基づいて算出した各相の電流指令値にそれぞれ等しいオフセット値を加算して各相の電流指令値とし、それを出力することにより容易に実現することができる。既述したように、図１の回路ではオフセット値は負値とされ、図１の回路ではオフセット値は正値とされる。

また、図１、図６、図８に示す回路に示すインバータ３の各スイッチング素子を断続するためのＰＷＭキャリア信号の周波数と、インバータ４の各スイッチング素子を断続するためのＰＷＭキャリア信号の周波数とを等しくし、位相を反対とすることが好適である。このようにすれば、ＰＷＭキャリア信号に起因するスイッチングノイズ周波数を２倍とすることができるため、スイッチング損失を軽減することができる。

更に、上記説明した実施形態の多相モータは、車両の電動パワーステアリングシステムの駆動モータに適用される。このようにすれば、専用昇圧回路としてのDCDCコンバータを用いることなく、しかも電源電圧変動も抑制でき、小型で高出力の電動パワーステアリングシステム用モータを実現することができるため、電動パワーステアリングシステムを小型化することができる。

更に、上記説明した実施形態の多相モータは、車両のエアコンのコンプレッサ駆動モータに適用される。このようにすれば、専用昇圧回路としてのDCDCコンバータを用いることなく、しかも電源電圧変動も抑制でき、小型で高出力の電動コンプレッサ駆動用モータを実現することができるため、エアコンシステムを小型化することができる。

実施例の回転電機装置を示す回路図である。 図１の回路における各電流の波形図である。 図１の制御装置を示すブロック回路図である。 図１の各相電流の位相差を示す電流ベクトル図である。 図１の第３高調波成分の波形を示す波形図である。 変形態様１の回転電機装置を示す回路図である。 図１の回路における各電流の波形図である。 変形態様２の回転電機装置を示す回路図である。

符号の説明

１ ステータコイル（電機子コイル）
１ａ 中性点
２ ステータコイル
２ａ 中性点
３、４ インバータ（３相インバータ）
５ コンデンサ
６ 磁極位置検出器
７ バッテリ
７a バッテリ
７b バッテリ
９ 制御装置（制御回路）
７１ ケーブル（共通導電部材）
７２ 接続点
７３、７４ ライン
７５ 低電位端
７６ 高電位端
７７ ケーブル（共通導電部材）
８２ 電流指令値算出手段
８３ 電流指令値算出手段

Claims (8)

1. 星形結線された多相の相巻線をそれぞれ有して共通の鉄心に巻装された２組のステータコイルをもつ多相モータと、前記２組のステータコイルを個別に駆動する２つのインバータと、前記２つのインバータの直流高電位端及び直流低電位端間に接続されるコンデンサと、前記２つのインバータのスイッチング素子を断続制御する制御回路とを備え、
   前記２組のステータコイルは、所定の位相差を有して前記鉄心に巻装されるとともに、前記２つのインバータの直流高電位端及び直流低電位端の少なくとも一方を含む所定の定電位端子と前記２組のステータコイルの中性点との間に接続された直流電源から給電され、
   前記２つのインバータは、前記２組のステータコイルの位相差に対応する位相差をもつ相電流を前記２組のステータコイルの各相巻線に断続通電するとともに、前記断続通電により前記相巻線に蓄積された磁気エネルギーにより前記コンデンサを充電することを特徴とする回転電機装置。
2. 前記直流電源から前記２組のステータコイルに給電するための導電部材は、前記直流電源側に配置される共通の導電部材と、前記共通の導電部材の末端から前記２組のステータコイルの中性点へ別々に分岐する２つの分岐導電部材により構成されている請求項１記載の回転電機装置。
3. 前記所定の位相差は電気角６０度である請求項１又は２記載の回転電機装置。
4. 前記直流電源の正極端は前記２組のステータコイルの中性点に、前記直流電源の負極端は前記２つのインバータの低電位端に接続され、
   前記２組のインバータは、負側にオフセットされた略正弦波状の各相電流指令値に基づいて形成された３相交流電流を前記２組のステータコイルに通電する請求項１乃至３のいずれか記載の回転電機装置。
5. 前記直流電源の正極端は前記２つのインバータの高電位端に、前記直流電源の負極端は前記２組のステータコイルの中性点に接続され、
   前記２組のインバータは、正側にオフセットされた略正弦波状の各相電流指令値に基づいて形成された３相交流電流を前記２組のステータコイルに通電する請求項１乃至３のいずれか記載の回転電機装置。
6. 前記２つのインバータは、位相が反転した同一キャリア周波数のキャリア信号に基づいてＰＷＭ制御される請求項１乃至５のいずれか記載の回転電機装置。
7. 前記２組のステータコイルは、自動車用電動パワーステアリングシステムの駆動モータに採用される請求項１乃至６のいずれか記載の回転電機装置。
8. 前記２組のステータコイルは、自動車用エアコンのコンプレッサ駆動モータに採用される請求項１乃至６のいずれか記載の回転電機装置。