WO2011064970A1

WO2011064970A1 - 負荷駆動システム、電動機駆動システム、および車両制御システム

Info

Publication number: WO2011064970A1
Application number: PCT/JP2010/006775
Authority: WO
Inventors: 俊風間; 北畠　真; 田米　正樹
Original assignee: パナソニック株式会社
Priority date: 2009-11-26
Filing date: 2010-11-18
Publication date: 2011-06-03
Also published as: EP2506414A1; US8680794B2; US20110260656A1; EP2506414B1; JP4825323B2; EP2506414A4; JPWO2011064970A1; CN102273058A; CN102273058B

Abstract

　３台の三相インバータを含む負荷駆動システムを構成する場合においても、制御デューティに関わらずノイズ抑制効果が高く、かつ小型な負荷駆動システムを提供する。　負荷２１１乃至２１３にそれぞれ個別に接続される三相インバータ３０１乃至３０３と、鋸波電圧を生成するとともに、当該鋸波電圧に基づき三相インバータ３０１を動作させる第１の制御部４０１と、反転鋸波電圧を生成するとともに、当該反転鋸波電圧に基づき三相インバータ３０２を動作させる第２の制御部４０２と、前記鋸波電圧の傾きと前記反転鋸波電圧の傾きとを有し、かつ、前記鋸波電圧および前記反転鋸波電圧に対し同位相である、または位相が半周期ずれた三角波を生成するとともに、当該三角波に基づき三相インバータ３０３を動作させる第３の制御部４０３とを備える。

Description

負荷駆動システム、電動機駆動システム、および車両制御システム

　本発明は、電動機などの負荷を駆動する負荷駆動システムにおいて、特にＰＷＭ制御による負荷駆動システムにおけるノイズ低減技術に関する。

　負荷駆動システムの中でも、広い分野で利用されている電動機駆動システムは、三相交流電動機（以下、単に電動機と記載することもある）と、直流電力を交流電力に変換して電動機に給電する三相インバータと、この三相インバータを制御する制御部を有する。例えば、電気自動車やハイブリッド自動車用の走行電動機としては、永久磁石式同期電動機、いわゆるブラシレスＤＣ電動機が採用されている。

　三相インバータの出力である正弦波出力電圧を得る方法として、ＰＷＭ(Ｐｕｌｓｅ　Ｗｉｄｔｈ　Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ)制御が一般的に用いられている。ＰＷＭ制御においては、Ｕ，Ｖ，Ｗの各相アームに直列接続されたスイッチング素子によるスイッチング動作が高速に行われているため、高周波のスイッチングノイズが発生する大きな原因となっている。また、電動機はフレームグラウンドとの間に対地寄生容量をもっているため、この対地寄生容量を介してスイッチングノイズが流れることによって、電動機のベアリング損傷や周辺機器の誤動作を引き起こす原因となる。

　これを解決する手段として、例えば、特許文献１では、２つの三相巻線を備えた１台の電動機を２台の三相インバータにより駆動するシステムにおけるノイズ低減手法が開示されている。この構成においては、第１の三相インバータでは鋸波（例えば、電圧が第１のレベルから第２のレベルまで漸増し、第２のレベルに到達したのち瞬時に第１のレベルまで降下することを周期的に繰り返すことによりできる波形）である第１のキャリア信号が用いられ、第２の三相インバータでは鋸波を反転させた反転鋸波である第２のキャリア信号が用いられている。このように、鋸波の第１のキャリア信号と反転鋸波の第２のキャリア信号を組で用いることにより、以下の２つの理由で、ノイズを低減することができる。ここでは、第１および第２の三相インバータにおいて同一相の同一アームを構成するスイッチング素子同士に着目して説明する。ここで、「同一相の同一アームを構成するスイッチング素子同士」とは、例えば、第１の三相インバータにおけるＵ相の上アームを構成するスイッチング素子と、第２の三相インバータにおけるＵ相の上アームを構成するスイッチング素子を指す。

　（１）鋸波において電圧が瞬時に降下する時刻、反転鋸波においては電圧が瞬時に上昇する時刻では、第１の三相インバータのスイッチング素子にはオフからオンへの状態遷移が起こるとすると、それと同時に第２の三相インバータのスイッチング素子では逆にオンからオフへの状態遷移が起こる。このように、２台の三相インバータ間のスイッチング素子間で、逆向きの状態遷移が同時に発生するため、これらのスイッチング素子の動作により生じるスイッチングノイズは互いに逆向きとなり、この結果、ノイズを相殺することができる。

　（２）上記以外の時刻では、鋸波と反転鋸波を用いることで、２台の三相インバータのスイッチング素子間で同方向の状態遷移が同時発生することを回避することができる。そのため、各スイッチング素子の動作によりスイッチングノイズが発生したとしても、それらが重畳することを回避することができる。

　これらの現象が第１および第２の三相インバータ間の対応するスイッチング素子同士で共通に生じるため、結果としてノイズを低減することができる。

特開２００８－２２８３９９号公報特開２００８－１０９７２７号公報

　特許文献１の構成によると、三相インバータと三相交流電動機の組を２組で用いる場合には、ノイズ低減効果が得られる。しかしながら、三相インバータと三相交流電動機の組を３組構成する場合のように、３台の三相インバータが合計９相の相電圧を三相交流電動機に出力する負荷駆動システムにおいては次の問題点がある。例えば、第１のキャリア信号を鋸波電圧、第２のキャリア信号を反転鋸波電圧、第３のキャリア信号を鋸波電圧とした場合を考える。上記（１）で説明した時刻のように、鋸波において電圧が瞬時に降下する時刻および上昇する時刻で制御指令とキャリア信号の大小関係が入れ替わるとき、第１と第２の三相インバータ間では、上述したように互いに状態遷移の方向が逆のスイッチングが起こるため、ノイズは相殺されるものの、第３の三相インバータにおけるノイズは相殺されずに残ってしまう。さらに、電圧が瞬時に降下する時刻および上昇する時刻においては、制御指令とキャリア信号との大小関係がＵ、Ｖ、Ｗ相すべてで同時に入れ替わる。このため、第３の三相インバータではＵ、Ｖ、Ｗの三相すべてで状態遷移の方向が同一のスイッチングが同時発生し、第３の三相インバータで発生したノイズは、スイッチングノイズが三重に重畳したものとなってしまう。

　本発明は上記の問題点を解決するためになされたもので、３台の三相インバータで三相交流電動機を駆動するような負荷駆動システムにおける、抑制効果の高いノイズ低減方法を提案することを目的とする。

　上記目的を達成するため、本発明に係る負荷駆動システムは、第１、第２および第３の負荷を駆動する負荷駆動システムであって、入力端子が直流電源に接続され、出力端子が前記第１、第２および第３の負荷にそれぞれ個別に接続される第１、第２および第３の三相インバータと、鋸波である第１のキャリア信号を生成するとともに、当該第１のキャリア信号に基づき前記第１の三相インバータを動作させる第１の制御部と、前記第１のキャリア信号に対し位相および周波数が同一であり、かつ、前記第１のキャリア信号に対し波形が反転した鋸波である第２のキャリア信号を生成するとともに、当該第２のキャリア信号に基づき前記第２の三相インバータを動作させる第２の制御部と、前記第１のキャリア信号の鋸波の傾きと前記第２のキャリア信号の鋸波の傾きとを有する三角波であって、前記第１のキャリア信号および前記第２のキャリア信号に対し同位相である、または位相が半周期ずれた三角波である第３のキャリア信号を生成するとともに、当該第３のキャリア信号に基づき前記第３の三相インバータを動作させる第３の制御部とを備えることを特徴とする。

　本発明によれば、第１と第２の三相インバータ間では、互いに状態遷移の方向が逆のスイッチングが起こるため、ノイズは相殺される。また、第３のキャリア信号として用いた三角波は、鋸波で見られたような電圧が瞬時に降下する時刻もしくは瞬時に上昇する時刻はないため、制御指令とキャリア信号との大小関係がＵ、Ｖ、Ｗ相すべてで同時に入れ替わることはない。よって、第３の三相インバータでＵ、Ｖ、Ｗの三相すべてで状態遷移の方向が同一のスイッチングが同時発生することを回避でき、その結果、スイッチングノイズが三重に重畳することを回避することができる。したがって、第３のキャリア信号に鋸波電圧を用いた場合と比較して、ノイズを低減することが可能である。

　さらに、第３のキャリア信号は、第１のキャリア信号の鋸波の傾きと第２のキャリア信号の鋸波の傾きとを有するとともに、これらのキャリア信号に対し同位相、または位相が半周期ずれた三角波である。このような構成によれば、第１と第３の三相インバータ間、もしくは、第２と第３の三相インバータ間において、スイッチングのタイミングが一致することとなる。このとき、第１と第２の三相インバータに対し、第３の三相インバータのスイッチングの状態遷移の方向が逆である場合には、第１と第３の三相インバータ間、もしくは、第２と第３の三相インバータ間で、状態遷移の方向が互いに逆のスイッチングが起こる。これは、スイッチングにより発生するスイッチングノイズを相殺できることと同義である。したがって、さらなるノイズ低減を図ることが可能となる。

第１の実施形態に係る負荷駆動システムの全体構成を示す図である。第１の実施形態に係るＵ相制御指令と第１，第２，第３のキャリア信号の波形図である。第１の実施形態に係る各相制御指令と第１，第２，第３のキャリア信号の波形の拡大図である。第１の実施形態および比較例に係るコモンモードノイズシミュレーション結果を示す図である。第２の実施形態に係る負荷駆動システムの全体構成を示す図である。第２の実施形態に係るＵ相制御指令と第１，第２，第３のキャリア信号の波形図である。第２の実施形態および比較例に係るコモンモードノイズシミュレーション結果を示す図である。本発明の第３の実施形態に係る負荷駆動システムの全体構成を示す図である。第３の実施形態に係るＵ相制御指令と第１，第２，第３のキャリア信号の波形図である。第３の実施形態および比較例に係るコモンモードノイズシミュレーション結果を示す図である。変形例（１）に係る負荷駆動システムの全体構成を示す図である。変形例（１）に係るＵ相制御指令と第１，第２，第３，第４のキャリア信号の波形図である。変形例（２）に係る負荷駆動システムの全体構成を示す図である。変形例（２）に係るＵ相制御指令と第１のキャリア信号の波形図である。変形例（３）に係る負荷駆動システムの全体構成を示す図である。変形例（４）に係る負荷駆動システムの全体構成を示す図である。変形例（５）に係る負荷駆動システムの全体構成を示す図である。変形例（６）に係る負荷駆動システムの全体構成を示す図である。変形例（１２）に係る車両制御システムを備える自動車の構成を示す概略図である。

　以下、本発明を実施するための形態を、図面を参照しながら説明する。

　［第１の実施形態］
　〈構成〉
　（負荷駆動システム１００）
　図１は、本発明の第１の実施形態に係る負荷駆動システムの全体構成を示す図である。

　負荷駆動システム１００は、直流電源ＢＡ、三相交流電動機２０１，２０２，２０３、三相インバータ３０１，３０２，３０３、制御回路４００を備える。

　直流電源ＢＡは電源系統を整流して得られる直流電源、または、バッテリタイプ（代表的には、ニッケル水素またはリチウムイオン等の二次電池）の直流電源である。

　三相交流電動機２０１は、三相交流電力の供給を受ける三相巻線２１１を有する。三相交流電動機２０２は、三相交流電力の供給を受ける三相巻線２１２を有する。三相交流電動機２０３について、三相交流電動機２０１と異なる点は、三相巻線２１３の巻回方向が三相巻線２１１とは逆である点であり（次々項で詳述する）、その他の構成は三相交流電動機２０１と同様である。

　三相インバータ３０１は入力端子が直流電源ＢＡに接続され、出力端子が三相交流電動機２０１に接続されている。三相インバータ３０１はＵ相アーム３０１ｕ、Ｖ相アーム３０１ｖ、Ｗ相アーム３０１ｗを備える。各相アームは直列接続されたスイッチング素子、スイッチング素子に並列接続されたダイオード、スイッチング素子を駆動するゲート駆動回路ＧＤからなる。スイッチング素子には、ＩＧＢＴやＭＯＳＦＥＴに代表されるパワー半導体素子が適用される。ＭＯＳＦＥＴをスイッチング素子として使用する場合は、寄生ダイオードをダイオードとして使用する場合もあり得る。

　三相インバータ３０２，３０３は、三相インバータ３０１と同様の構造を有する。ただし、三相インバータ３０２，３０３の入力端子は、いずれも直流電源ＢＡに接続されているが、出力端子はそれぞれ三相交流電動機２０２，２０３に接続されている。

　制御回路４００は三相インバータ３０１，３０２，３０３の動作を制御する。以下、制御回路４００の詳細について説明する。

　（制御回路４００）
　制御回路４００は、三相インバータ３０１の動作を制御する第１の制御部４０１、三相インバータ３０２の動作を制御する第２の制御部４０２、三相インバータ３０３の動作を制御する第３の制御部４０３を備える。

　第１の制御部４０１は、第１のキャリア信号発生回路４１１および第１のＰＷＭ信号生成回路群４２１を備える。第１のキャリア信号発生回路４１１は、図２（ａ）に６０１で示すような鋸波である第１のキャリア信号を生成する。第１のＰＷＭ信号生成回路群４２１は、第１のキャリア信号を用いて、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のＰＷＭ信号を生成する。

　第２の制御部４０２は、キャリア反転回路４１２および第２のＰＷＭ信号生成回路群４２２を備える。キャリア反転回路４１２は、例えば、ゲインが１に設定された反転増幅回路であり、参照電圧を基準として入力電圧を反転させた出力信号を出力する。これにより、図２（ｂ）に示すように、第１のキャリア信号に対し周波数および位相が同一で、波形が反転した鋸波である第２のキャリア信号６０２を得ることができる。なお、ゲインが１に設定されているので、第１のキャリア信号と第２のキャリア信号の振幅は同一である。第２のＰＷＭ信号生成回路群４２２は、第２のキャリア信号を用いて、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のＰＷＭ信号を生成する。

　第３の制御部４０３は、キャリア合成回路４１３および第３のＰＷＭ信号生成回路群４２３を備える。キャリア合成回路４１３は、例えば、第１のキャリア信号の半周期に相当する期間ごとに、第１および第２のキャリア信号の何れかを選択的に出力する回路である。これにより、図２（ｃ）に示すように、第１のキャリア信号の鋸波が有する傾きと、第２のキャリア信号の鋸波が有する傾きとを有する三角波である第３のキャリア信号６０３を得ることができる。第３のＰＷＭ信号生成回路群４２３は、第３のキャリア信号を用いて、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のＰＷＭ信号を生成する。

　図２（ｃ）で示したように、第３のキャリア信号６０３の波形は、２本の三角波が組み合わさったような波形であるが、実際にはキャリア合成回路４１３は同時刻に２本の信号を出力しているのではない。キャリア合成回路４１３は、制御指令が正の場合には、前半周期に第２のキャリアを選択し、後半周期には第１のキャリア信号を選択する。制御指令が負の場合には、前半周期に第１のキャリアを選択し、後半周期には第２のキャリア信号を選択する。このような構成にすることで、制御指令が正の場合にはキャリア信号も正のみの信号を、制御指令が負のときはキャリア信号も負のみの信号を出力することができる。図２において、キャリア合成回路４１３から実際に出力されている部分を実線で、実際には出力されていない部分を点線で示している。一方、キャリア合成回路４１３には、Ｕ相用の第３のキャリア信号を合成する回路、Ｖ相用の第３のキャリア信号を合成する回路およびＷ相用の第３のキャリア信号を合成する回路が含まれている。この３台の回路には、各相制御指令発生回路もしくは他の制御回路等から対応する相の制御指令の正負が入力されており、この正負の情報を基に、３台の回路はそれぞれ対応する相用の第３のキャリア信号を合成する。

　次項では、第１のＰＷＭ信号生成回路群４２１、第２のＰＷＭ信号生成回路群４２２および第３のＰＷＭ信号生成回路群４２３について詳細に説明する。

　（ＰＷＭ信号生成回路群４２１、４２２、４２３）
　第１のＰＷＭ信号生成回路群４２１は、第１のＵ相ＰＷＭ信号生成回路４２１ｕ、第１のＶ相ＰＷＭ信号生成回路４２１ｖ、第１のＷ相ＰＷＭ信号生成回路４２１ｗを備える。

　第１のＵ相ＰＷＭ信号生成回路４２１ｕは、Ｕ相制御指令発生回路４３１ｕおよびコンパレータ４４１ｕを備える。Ｕ相制御指令発生回路４３１ｕは、Ｕ相の制御指令を発生させる。コンパレータ４４１ｕの反転入力端子にはＵ相制御指令発生回路４３１ｕで発生されたＵ相制御指令が入力され、非反転入力端子には第１のキャリア信号が入力される。コンパレータ４４１ｕから出力された比較結果であるパルス波形の駆動信号は、第１のＵ相ＰＷＭ信号として、ゲート駆動回路ＧＤを介して三相インバータ３０１のＵ相アーム３０１ｕに供給される。

　第１のＶ相ＰＷＭ信号生成回路４２１ｖおよび第１のＷ相ＰＷＭ信号生成回路４２１ｗは、第１のＵ相ＰＷＭ信号生成回路４２１ｕと同様の動作をそれぞれ、Ｖ相およびＷ相に対して行う。

　第２のＵ相ＰＷＭ信号生成回路４２２ｕは、Ｕ相制御指令発生回路４３２ｕおよびコンパレータ４４２ｕを備える。Ｕ相制御指令発生回路４３２ｕは、Ｕ相制御指令発生回路４３１ｕと同じく、Ｕ相制御指令をコンパレータ４４２ｕに出力する。コンパレータ４４２ｕの反転入力端子にはＵ相制御指令発生回路４３２ｕで発生されたＵ相制御指令が入力され、非反転入力端子には第２のキャリア信号が入力される。コンパレータ４４２ｕから出力された比較結果であるパルス波形の駆動信号は、第２のＵ相ＰＷＭ信号として、ゲート駆動回路ＧＤを介して三相インバータ３０２のＵ相アーム３０２ｕに供給される。

　第２のＶ相ＰＷＭ信号生成回路４２２ｖおよび第２のＷ相ＰＷＭ信号生成回路４２２ｗは、第２のＵ相ＰＷＭ信号生成回路４２２ｕと同様の動作をそれぞれ、Ｖ相およびＷ相に対して行う。

　第３のＵ相ＰＷＭ信号生成回路４２３ｕは、Ｕ相制御指令発生回路４３３ｕおよびコンパレータ４４３ｕを備える。Ｕ相制御指令発生回路４３３ｕは、Ｕ相制御指令発生回路４３１ｕと同じく、Ｕ相制御指令をコンパレータ４４３ｕに出力する。コンパレータ４４３ｕの反転入力端子には第３のキャリア信号が入力され、非反転入力端子にはＵ相制御指令発生回路４３３ｕで発生されたＵ相制御指令が入力される。コンパレータ４４３ｕから出力された比較結果であるパルス波形の駆動信号は、第３のＵ相ＰＷＭ信号として、ゲート駆動回路ＧＤを介して三相インバータ３０３のＵ相アーム３０３ｕに供給される。

　第３のＶ相ＰＷＭ信号生成回路４２３ｖおよび第３のＷ相ＰＷＭ信号生成回路４２３ｗは、第３のＵ相ＰＷＭ信号生成回路４２３ｕと同様の動作をそれぞれ、Ｖ相およびＷ相に対して行う。

　なお、Ｕ相制御指令発生回路４３１ｕ，４３２ｕ，４３３ｕは、同位相かつ同振幅のＵ相制御指令を出力する、すなわち、図２におけるＵ相制御指令５０１ｕ，５０２ｕ，５０３ｕの位相および振幅を同一にすることとする。これにより、三相インバータの各アームのスイッチング素子に、オンへの状態遷移とオフへの状態遷移とを確実に同時発生させることができる。Ｕ相制御指令５０１ｕ，５０２ｕ，５０３ｕの位相を同一にするには、Ｕ相制御指令発生回路４３１ｕ，４３２ｕ，４３３ｕを同期して動作させればよい。具体的には、Ｕ相制御指令発生回路４３１ｕ，４３２ｕ，４３３ｕに同期信号を出力する等の方法により実現できる。同じく振幅を同一にするには、Ｕ相制御指令発生回路４３１ｕ，４３２ｕ，４３３ｕの制御ゲインが同一であればよい。具体的には、Ｕ相制御指令発生回路４３１ｕ，４３２ｕ，４３３ｕの前段階に自動ゲイン制御回路を設ける等の方法により実現できる。Ｖ相およびＷ相制御指令に対しても同様である。

　本実施形態においては、コンパレータ４４１，４４２では、キャリア信号より制御指令の方が大きい場合に、上アームのスイッチング素子をオンとする。これとは逆に、コンパレータ４４３では、キャリア信号より制御指令の方が大きい場合に、上アームのスイッチング素子をオフとする。このとき、三相交流電動機２０１，２０２，２０３を全て同じ構造とすれば、三相交流電動機２０３の回転方向は三相交流電動機２０１，２０２とは逆方向となる。しかし、三相巻線２１１および２１２に対し、三相巻線２１３の巻回方向を逆としているので、三相交流電動機２０１，２０２，２０３の回転方向を同一にすることができる。

　なお、三相交流電動機２０１，２０２，２０３それぞれの対地寄生容量は同一であることとする。対地寄生容量を同一にすることで、各三相交流電動機の対地寄生容量を通じて流れるノイズ電流量を同一にすることができ、ノイズ相殺効果向上を図ることができる。これは三相交流電動機２０１の中性点とアースとの距離，三相交流電動機２０２の中性点とアースとの距離，三相交流電動機２０３の中性点とアースとの距離を同一にすることで実施可能である。また、図１６に示すように、各三相交流電動機の中性点を接続し、各中性点を確実に同電位とすることが望ましい。この構成により、各中性点の電位を確実に同電位にすることができ、ノイズ相殺効果をさらに向上させることができる。

　なお、各三相インバータのアームを構成するスイッチング素子において、オンからオフへの遷移時間と、オフからオンへの遷移時間とが同一であることとする。これにより、各アームのスイッチング素子に、オンへの状態遷移とオフへの状態遷移とを確実に同時発生させることができる。

　なお、通常、三相インバータの同一相の上アームと下アームのスイッチング素子の両方がオンとなることによる短絡防止のため、ゲート駆動回路ＧＤを介して各アームに入力されるＰＷＭ信号にはデッドタイムが設けられる。ここで、デッドタイムの設定期間の差による、ノイズ抑制効果の低減を防ぐため、ＰＷＭ信号に設けられるデッドタイムは、各三相インバータの同相アーム間において同一であることとする。スイッチング素子間で特性（例えば温度等）にバラツキがある場合は、デッドタイムを調整できる構成としておくことで、ノイズ抑制効果の向上を図ることができる。

　〈ノイズ低減原理〉
　図２は、第１の実施形態に係るキャリア信号とＵ相制御指令の波形図である。図２（ａ）はコンパレータ４４１ｕに入力される第１のキャリア信号６０１とＵ相制御指令５０１ｕを示している。図２（ｂ）はコンパレータ４４２ｕに入力される第２のキャリア信号６０２とＵ相制御指令５０２ｕを示しており、図２（ｃ）はコンパレータ４４３ｕに入力される第３のキャリア信号６０３とＵ相制御指令５０３ｕを示している。

　図２に対してさらに、Ｖ相制御指令５０１ｖ，５０２ｖ，５０３ｖおよびＷ相制御指令５０１ｗ，５０２ｗ，５０３ｗを書き足した拡大図を図３に示した。図３を用い、ノイズ低減の原理について具体的に説明する。わかりやすくするため、Ｕ相の上アームのスイッチング素子のみを例にとり説明するが、Ｖ相、Ｗ相についても同様の原理で説明できる。

　図３の時刻（１）では、第１のＵ相ＰＷＭ信号生成回路４２１ｕにおいてＵ相制御指令５０１ｕと第１のキャリア信号６０１の大小関係が入れ替わり、第１の三相インバータＵ相アーム３０１ｕの上アームのスイッチング素子でオンからオフへの状態遷移が起こる。第２のＵ相ＰＷＭ信号生成回路４２２ｕでは、スイッチング素子の状態遷移は起こらない。第３のＵ相ＰＷＭ信号生成回路４２３ｕにおいては、Ｕ相制御指令５０３ｕと第３のキャリア信号６０３の大小関係が入れ替わり、第３の三相インバータＵ相アーム３０３ｕの上アームのスイッチング素子でオフからオンへの状態遷移が起こる。したがって、時刻（１）では、第１および第３の三相インバータ間で、オンからオフへの状態遷移と、これとは逆のオフからオンへの状態遷移とが同時に起こる。

　次に、時刻（２）では、第１のＵ相ＰＷＭ信号生成回路４２１ｕにおいてＵ相制御指令５０１ｕと第１のキャリア信号６０１の大小関係が入れ替わり、第１の三相インバータＵ相アーム３０１ｕの上アームのスイッチング素子でオフからオンへの状態遷移が起こる。第２のＵ相ＰＷＭ信号生成回路４２２ｕにおいては、Ｕ相制御指令５０２ｕと第２のキャリア信号６０２の大小関係が入れ替わり、第２の三相インバータＵ相アーム３０２ｕの上アームのスイッチング素子でオンからオフへの状態遷移が起こる。第３のＵ相ＰＷＭ信号生成回路４２３ｕでは、スイッチング素子の状態遷移は起こらない。したがって、時刻（２）では、第１および第２の三相インバータ間で、オフからオンへの状態遷移と、これとは逆のオンからオフへの状態遷移とが同時に起こる。

　続いて、時刻（３）において、第１のＵ相ＰＷＭ信号生成回路４２１ｕでは、スイッチング素子の状態遷移は起こらない。第２のＵ相ＰＷＭ信号生成回路４２２ｕにおいては、Ｕ相制御指令５０２ｕと第２のキャリア信号６０２の大小関係が入れ替わり、第２の三相インバータＵ相アーム３０２ｕの上アームのスイッチング素子でオフからオンへの状態遷移が起こる。第３のＵ相ＰＷＭ信号生成回路４２３ｕにおいては、Ｕ相制御指令５０３ｕと第３のキャリア信号６０３の大小関係が入れ替わり、第３の三相インバータＵ相アーム３０３ｕの上アームのスイッチング素子でオンからオフへの状態遷移が起こる。したがって、時刻（３）では、第２および第３の三相インバータ間で、オフからオンへの状態遷移と、これとは逆のオンからオフへの状態遷移とが同時に起こる。

　上述した時刻（１）～（３）のタイミングに限定されず、どのようなタイミングにおいても、オンからオフへの状態遷移とオフからオンへの状態遷移とを同時発生させることができる。

　このときの、三相インバータ３０１のＵ相アーム３０１ｕ，Ｖ相アーム３０１ｖ，Ｗ相アーム３０１ｗにおけるスイッチングにより流れるコモンモードノイズの波形を、それぞれ図３の５１１ｕ，５１１ｖ，５１１ｗに示した。同じく、三相インバータ３０２の各相アームにおけるスイッチングにより流れるコモンモードノイズの波形を、それぞれ５１２ｕ，５１２ｖ，５１２ｗに示した。さらに、三相インバータ３０３の各相アームにおけるスイッチングにより流れるコモンモードノイズの波形を、それぞれ５１３ｕ，５１３ｖ，５１３ｗに示した。

　三相インバータ３０１全体に流れるコモンモードノイズ波形は５１１ｕ，５１１ｖ，５１１ｗの足し合わせで表され、これを５２１で示した。同じく、三相インバータ３０２全体に流れるコモンモードノイズ波形は５１２ｕ，５１２ｖ，５１２ｗの足し合わせで表され、これを５２２で示した。さらに、三相インバータ３０３全体に流れるコモンモードノイズ波形は５１３ｕ，５１３ｖ，５１３ｗの足し合わせで表され、これを５２３で示した。

　そして、負荷駆動システム１００全体に流れるコモンモードノイズ波形は５２１，５２２，５２３の足し合わせで表され、これを５２０で示した。例えば、時刻（１）では、第１の三相インバータＵ相アーム３０１ｕの上アームのスイッチング素子をオフとし、これとは逆に、第３の三相インバータＵ相アーム３０３ｕの上アームのスイッチング素子をオンとすることにより、コモンモードノイズを相殺することができる。時刻（１）に限らず、本実施形態においてはどのようなタイミングにおいても、２台の三相インバータにおいて、対応する各アームのスイッチング素子間で互いに逆向きの状態遷移を同時発生させることができ、結果として、全てのタイミングでコモンモードノイズを相殺することができる。したがって、負荷駆動システム１００全体に流れるコモンモードノイズを完全に相殺することができる。

　〈ノイズシミュレーション結果〉
　本実施形態におけるノイズ低減効果を実証するために行ったノイズシミュレーション結果を図４に示す。図４（ａ）の５３０ａは比較例であり、第１のキャリア信号、第２のキャリア信号および第３のキャリア信号の全てに、本実施形態における第１のキャリア信号６０１を用いた場合のコモンモードノイズシミュレーション結果である。同じく、図４（ｂ）の５３０ｂも比較例であり、第１のキャリア信号および第３のキャリア信号として本実施形態における第１のキャリア信号６０１、第２のキャリア信号として本実施形態における第２のキャリア信号６０２を用いた場合のコモンモードノイズシミュレーション結果である。図４（ｃ）の５３０ｃは本実施形態におけるコモンモードノイズシミュレーション結果である。これらのノイズシミュレーション結果から明らかなように、本実施形態のような構成により、ノイズが完全に相殺していることがわかる。

　以上、本実施形態によれば、第３の三相インバータにおいて、Ｕ、Ｖ、Ｗ相アームの全てで状態遷移の方向が同一のスイッチングが同時に起こることを回避できる。さらに、本実施形態では、どのようなタイミングでも、スイッチング素子にオンからオフへの状態遷移と，これとは逆のオフからオンへの状態遷移とを同時に発生させることができる。この結果、ノイズが相殺され、より優れたノイズ低減効果を発揮することが可能となる。それに加え、スイッチング素子においてオンへの状態遷移とオフへの状態遷移を同時に発生させるため、直流電源と三相インバータの間に発生するサージ電流も相殺することができる。よって、上述したコモンモードノイズだけではなく、ノーマルモードノイズの低減にも対応できる。

　また、本発明によるノイズ低減手法では、ＥＭＩフィルターやシールドなどの各種ノイズ抑制部品を使用しない。したがって、システム全体で各種ノイズ抑制部品の使用を削減することができ、低コストかつ小型な負荷駆動システムを提供することが可能である。

　［第２の実施形態］
　〈構成〉
　（負荷駆動システム１１０）
　図５は、本発明の第２の実施形態に係る負荷駆動システムの全体構成を示す図である。図５に示す負荷駆動システム１１０は、図１に示す負荷駆動システム１００の三相交流電動機２０３、三相インバータ３０３および制御回路４００を、それぞれ三相交流電動機２０４、三相インバータ３０４および制御回路４１０に置換した構成である。以下に第１の実施形態に係る負荷駆動システム１００と相違する構成について説明する。

　三相交流電動機２０４は、三相交流電力の供給を受ける三相巻線２１４を有する。三相交流電動機２０３と異なる点は、三相巻線２１４の巻回方向が第１の実施形態に係る三相巻線２１３とは逆である点である。すなわち、本実施形態における三相巻線２１１，２１２，２１４の巻回方向は全て同一である。

　三相インバータ３０４は、第１の実施形態における三相インバータ３０３と同様の構成を有する。ただし、三相インバータ３０４の入力端子は直流電源ＢＡに接続されており、出力端子は三相交流電動機２０４に接続されている。

　制御回路４１０は三相インバータ３０１，３０２，３０４の動作を制御する。以下、制御回路４１０の詳細について説明する。

　（制御回路４１０）
　制御回路４１０は、図１に示す制御回路４００内の第３の制御部４０３を、第３の制御部４０４に置換した構成である。

　第３の制御部４０４は、１８０度位相シフト回路４８０、キャリア合成回路４１４および第３のＰＷＭ信号生成回路群４２４を備える。

　１８０度位相シフト回路４８０の入力端子には第１のキャリア信号および第２のキャリア信号が入力される。１８０度位相シフト回路４８０は、入力された第１のキャリア信号および第２のキャリア信号を、それらの半周期分進め又は遅延させる。すなわち、１８０度位相シフト回路４８０は、入力された第１のキャリア信号と第２のキャリア信号の位相を１８０度ずらした新たな第１のキャリア信号と第２のキャリア信号を出力する。

　キャリア合成回路４１４は、第１の実施形態におけるキャリア合成回路４１３と同様の動作を行う。しかし、本実施形態における第３のキャリア信号は、第１の実施形態における第３のキャリア信号に対し位相が１８０度ずれており、図６（ｃ）の６０４で示すような波形の三角波となる。第３のＰＷＭ信号生成回路群４２４は、第３のキャリア信号を用いて、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のＰＷＭ信号を生成する。

　次項では、第３のＰＷＭ信号生成回路群４２４について詳細に説明する。

　（ＰＷＭ信号生成回路群４２４）
　第３のＰＷＭ信号生成回路群４２４は、制御指令発生回路４３４およびコンパレータ４４４を備える。また、図２に示すＰＷＭ信号生成回路群４２１，４２２，４２４、制御指令発生回路４３１，４３２，４３４およびコンパレータ４４１，４４２，４４４は、それぞれ相当するＵ、Ｖ、Ｗ相の構成要素をまとめてブロック図で示したものである。制御指令発生回路４３４は、制御指令を発生させる。コンパレータ４４４の反転入力端子には制御指令が入力され、非反転入力端子にはキャリア合成回路４１４で発生された第３のキャリア信号が入力される。コンパレータ４４４から出力された比較結果であるパルス信号は、第３のＰＷＭ信号として三相インバータ３０４の各相アームに供給される。

　本実施形態においては、コンパレータ４４１，４４２，４４４の全てで、キャリア信号より制御指令の方が大きい場合に、三相インバータの上アームのスイッチング素子をオンとする。

　〈ノイズ低減原理〉
　図６は、第２の実施形態に係るキャリア信号と制御指令の波形図である。図６（ａ）はコンパレータ４４１に入力される第１のキャリア信号６０１とＵ相制御指令５０１ｕを示している。図６（ｂ）はコンパレータ４４２に入力される第２のキャリア信号６０２とＵ相制御指令５０２ｕを示しており、図６（ｃ）はコンパレータ４４４に入力される第３のキャリア信号６０４とＵ相制御指令５０４ｕを示している。図６を用い、コモンモードノイズ低減の原理について具体的に説明する。Ｕ相の上アームのスイッチング素子のみを例にとり説明するが、Ｖ相、Ｗ相についても同様の原理で説明できる。

　図６の時刻（１）では、第１のＰＷＭ信号生成回路群４２１においてＵ相制御指令５０１ｕと第１のキャリア信号６０１の大小関係が入れ替わり、三相インバータ３０１のＵ相アームの上アームのスイッチング素子でオンからオフへの状態遷移が起こる。第２のＰＷＭ信号生成回路群４２２および第３のＰＷＭ信号生成回路群４２４では、スイッチング素子の状態遷移は起こらない。したがって、時刻（１）では、３台の三相インバータ間で状態遷移の方向が同一のスイッチングが同時に起こらない。

　次に、時刻（２）では、第１のＰＷＭ信号生成回路群４２１においてＵ相制御指令５０１ｕと第１のキャリア信号６０１の大小関係が入れ替わり、三相インバータ３０１のＵ相の上アームのスイッチング素子でオフからオンへの状態遷移が起こる。第２のＰＷＭ信号生成回路群４２２においては、Ｕ相制御指令５０２ｕとキャリア信号６０２の大小関係が入れ替わり、三相インバータ３０２のＵ相アームの上アームのスイッチング素子でオンからオフへの状態遷移が起こる。第３のＰＷＭ信号生成回路群４２４では、スイッチング素子の状態遷移は起こらない。したがって、時刻（２）では、２台の三相インバータ間でオンからオフへの状態遷移とオフからオンへの状態遷移とが同時に起こる。

　続いて、時刻（３）では、第１のＰＷＭ信号生成回路群４２１においてスイッチング素子の状態遷移は起こらない。第２のＰＷＭ信号生成回路群４２２ではＵ相制御指令５０２ｕと第２のキャリア信号６０２の大小関係が入れ替わり、三相インバータ３０２のＵ相の上アームのスイッチング素子でオフからオンへの状態遷移が起こる。第３のＰＷＭ信号生成回路群４２４ではスイッチング素子の状態遷移は起こらない。したがって、時刻（３）では、３台の三相インバータ間で状態遷移の方向は同一のスイッチングが同時に起こらない。

　上述した時刻（１）～（３）のタイミングに限定されず、どのようなタイミングにおいても、同様の効果を得ることができる。

　〈ノイズシミュレーション結果〉
　本実施形態におけるノイズ低減効果を実証するために行ったノイズシミュレーション結果を図７に示す。図７（ａ）の５３１ａは比較例であり、第１のキャリア信号および第３のキャリア信号として本実施形態における第１のキャリア信号６０１、第２のキャリア信号として本実施形態における第２のキャリア信号６０２を用いた場合のコモンモードノイズシミュレーション結果である。図７（ｂ）の５３１ｂは本実施形態におけるコモンモードノイズシミュレーション結果である。これらのノイズシミュレーション結果から明らかなように、本実施形態のような構成によっても、ノイズが低減していることがわかる。

　以上、本実施形態によれば、第３の三相インバータにおいて、Ｕ、Ｖ、Ｗ相アームの全てで、状態遷移の方向が同一のスイッチングが同時に起こることを回避できる。さらに、本実施形態では、時刻（２）のようなタイミングでは、スイッチング素子に、オンからオフへの状態遷移とオフからオンへの状態遷移とを同時に発生させることができるため、第１の実施形態のように完全にノイズを相殺することはできないものの、従来と比較して良好なノイズ低減効果を実現できる。また、第１実施形態では、第３の三相交流電動機２０３の構造を三相交流電動機２０１，２０２と違える必要があったが、本実施形態では、三相交流電動機２０１，２０２，２０４に同一の三相交流電動機を用いることができる。

　［第３の実施形態］
　〈構成〉
　（負荷駆動システム１２０）
　図８は、本発明の第３の実施形態に係る負荷駆動システムの全体構成を示す図である。図８に示す負荷駆動システム１２０は、図１に示す負荷駆動システム１００の三相交流電動機２０３、三相インバータ３０３および制御回路４００を、それぞれ三相交流電動機２０５、三相インバータ３０５および制御回路４２０に置換した構成である。以下に第１の実施形態に係る負荷駆動システム１００と相違する構成について説明する。

　三相交流電動機２０５は、三相交流電力の供給を受ける三相巻線２１５を有する。三相巻線２１５は第１の実施形態における三相巻線２１３と同様の構造を有する。すなわち、三相巻線２１５の巻回方向は，三相巻線２１１，２１２に対して逆である。

　三相インバータ３０５は、第１の実施形態における三相インバータ３０３と同様の構成を有する。ただし、三相インバータ３０５の入力端子は直流電源ＢＡに接続されており、出力端子は三相交流電動機２０５に接続されている。

　制御回路４２０は三相インバータ３０１，３０２，３０５の動作を制御する。以下、制御回路４２０の詳細について説明する。

　（制御回路４２０）
　制御回路４２０は、図１に示す制御回路４００内の第３の制御部４０３を、第３の制御部４０５に置換し、新たに同期信号発生回路４６０を設けた構成である。

　第３の制御部４０５は、第３のキャリア信号発生回路４１５および第３のＰＷＭ信号生成回路群４２５を備える。

　第３のキャリア信号発生回路４１５は、第１のキャリア信号の鋸波の傾きと第２のキャリア信号の鋸波の傾きを有する三角波を発生する回路である。三角波発生回路では、キャパシタを充放電し、２つの閾値電圧との比較による充放電の繰り返しで三角波を発生させるが、このキャパシタの静電容量を変化させる等の方法で所望の周波数の三角波が得られる。本実施形態では、図９に示すように、第１および第２のキャリア信号に対し周波数が１／２の三角波である第３のキャリア信号６０５を生成するように、第３のキャリア信号発生回路４１５のキャパシタの静電容量等を設定する。第３のＰＷＭ信号生成回路群４２５は、第３のキャリア信号を用いて、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のＰＷＭ信号を生成する。

　ここで、第３のキャリア信号６０５において電圧が第１のレベル（第３のキャリア信号６０５の谷の部分に相当する。）から第２のレベル（第３のキャリア信号６０５の山の部分に相当する。）に漸増する時刻は、第１のキャリア信号６０１において電圧が第１のレベル（第１のキャリア信号６０１の谷の部分に相当する。）から第２のレベル（第１のキャリア信号６０１の山の部分に相当する。）に漸増する時刻と一致する。また、第３のキャリア信号６０５において電圧が第２のレベルから第１のレベルに漸減する時刻は、第２のキャリア信号６０２において電圧が第２のレベルから第１のレベルに漸減する時刻と一致する。すなわち、第１のキャリア信号６０１および第２のキャリア信号６０２に対し、第３のキャリア信号６０５の位相は同一である。

　同期信号発生回路４６０は、第１のキャリア信号と第３のキャリア信号の位相をそろえるための同期信号を、第１の制御部４０１内の第１のキャリア信号発生回路および第３のキャリア信号発生回路４１５に出力する。

　次項では、第３のＰＷＭ信号生成回路群４２５について詳細に説明する。

　（ＰＷＭ信号生成回路群４２５）
　第３のＰＷＭ信号生成回路群４２５は、制御指令発生回路４３５およびコンパレータ４４５を備える。制御指令発生回路４３５は、制御指令をコンパレータ４４５に出力する。コンパレータ４４５の反転入力端子には第３のキャリア信号発生回路４１５で発生された第３のキャリア信号が入力され、非反転入力端子には制御指令発生回路４３５で発生された制御指令が入力される。コンパレータ４４５から出力された比較結果であるパルス信号は、第３のＰＷＭ信号として、三相インバータ３０５の各相アームに供給される。

　本実施形態においては、第１の制御部４０１，第２の制御部４０２では、キャリア信号より制御指令の方が大きい場合に、上アームのスイッチング素子をオンとする。これとは逆に、第３の制御部４０５内のコンパレータ４４５では、キャリア信号より制御指令の方が大きい場合に、上アームのスイッチング素子をオフとする。三相交流電動機２０１，２０２，２０５を全て同じ構造とすれば、三相交流電動機２０５の回転方向は三相交流電動機２０１，２０２とは逆方向となる。第１の実施形態と同様に、三相巻線２１１および２１２に対し、三相巻線２１５の巻回方向を逆とすることで、三相交流電動機２０１，２０２，２０５の回転方向をそろえる構成としている。

　〈ノイズ低減原理〉
　図９は、第３の実施形態に係るキャリア信号とＵ相制御指令の波形図である。図９（ａ）は第１の制御部４０１内のコンパレータに入力される第１のキャリア信号６０１とＵ相制御指令５０１ｕを示している。図９（ｂ）は第２の制御部４０２内のコンパレータに入力される第２のキャリア信号６０２とＵ相制御指令５０２ｕを示しており、図９（ｃ）はコンパレータ４４５に入力される第３のキャリア信号６０５とＵ相制御指令５０５ｕを示している。第１の実施形態での第３のキャリア信号６０３に対し、本実施形態における第３のキャリア信号６０５は位相が同一であり、かつ、周波数を１／２としている。そのため、本実施形態において、ノイズが相殺されるタイミング数は、第１の実施形態におけるタイミング数の半分となる。したがって、ノイズの低減効果は第１の実施形態の場合の半分程度となる。また、第１および第２の実施形態においては、第３の三相インバータの制御デューティが、第１および第２の三相インバータとは異なっていたが、本実施形態の構成によれば、３台の三相インバータすべての制御デューティを同一とすることができる。

　〈ノイズシミュレーション結果〉
　本実施形態におけるノイズ低減効果を実証するために行ったノイズシミュレーション結果を図１０に示す。図１０（ａ）の５３２ａは比較例であり、第１のキャリア信号および第３のキャリア信号として本実施形態における第１のキャリア信号６０１、第２のキャリア信号として本実施形態における第２のキャリア信号６０２を用いた場合のコモンモードノイズシミュレーション結果である。図１０（ｂ）の５３２ｂは本実施形態におけるコモンモードノイズシミュレーション結果である。ここで、ノイズ電流Ｉ、寄生容量Ｃおよびスイッチングによる電位変動ｄｖ／ｄｔの関係はＩ＝Ｃ×ｄｖ／ｄｔで表される。すなわち、ノイズ電流Iは電位変動ｄｖ／ｄｔに比例する。同図において、コモンモード電位の最も高い状態から最も低い状態に至る過程を比較すると、図１０（ａ）では一段階で変化しているのに対し、図１０（ｂ）では三段階にわたって変化していることが分かる。これは図１０（ｂ）におけるｄｖ／ｄｔが、図１０（ａ）に示すｄｖ／ｄｔの１／３であることを意味する。上記の関係式より、コモンモード電位の最も高い状態から最も低い状態に至る過程においては、本実施形態では比較例に対してノイズ電流を１／３に低減することができる。したがって、本実施形態のような構成によっても、ノイズの低減を図ることができる。

　以上、本実施形態によれば、第３の三相インバータにおいて、Ｕ、Ｖ、Ｗ相アームの全てで、状態遷移の方向が同一のスイッチングが同時に起こることを回避できる。また、第１の実施形態と比較すると効果は低いものの、スイッチング素子にオンへの状態遷移とオフへの状態遷移とを同時に発生させることができるため、上述したコモンモードノイズだけでなくノーマルモードノイズの低減にも対応できる。

　［その他の変形例］
　以上、本発明に係る負荷駆動システムについて、実施形態に基づいて説明したが、本発明はこれらの実施形態に限られない。例えば、以下のような変形例が考えられる。

　（１）上記の実施形態ではいずれも、３台の三相インバータで構成される負荷駆動システムについて説明した。本変形例では、４台の三相インバータにより構成される負荷駆動システムにおけるノイズ低減手法を提案する。

　〈構成〉
　（負荷駆動システム１３０）
　図１１は、本発明のその他の変形例（１）に係る負荷駆動システムの全体構成を示す図である。

　図１１に示す負荷駆動システム１３０は、図８に示す負荷駆動システム１２０に対して、新たに三相交流電動機２０６および三相インバータ３０６を設け、さらに制御回路４２０を制御回路４３０に置換した構成である。以下に第３の実施形態に係る負荷駆動システム１２０との相違点について説明する。

　三相交流電動機２０６は、三相交流電力の供給を受ける三相巻線２１６を有する。三相巻線２１６の巻回方向は、第３の実施形態に係る三相巻線２１４と同方向である。したがって、本実施形態における三相巻線２１１，２１２の巻回方向に対し、三相巻線２１５，２１６の巻回方向は逆となる。

　三相インバータ３０６は、第３の実施形態における三相インバータ３０５と同様の構成を有する。ただし、三相インバータ３０６の入力端子は直流電源ＢＡに接続されており、出力端子は三相交流電動機２０６に接続されている。

　制御回路４３０は三相インバータ３０１，３０２，３０５，３０６の動作を制御する。以下、制御回路４３０の詳細について説明する。

　（制御回路４３０）
　制御回路４３０は、図８に示す制御回路４２０に対し、新たに第４の制御部４０６を設けた構成である。

　第４の制御部４０６は、キャリア反転回路４１６および第４のＰＷＭ信号生成回路群４２６を備える。キャリア反転回路４１６は、第１の実施形態におけるキャリア反転回路４１２と同様の動作を行う。これにより、図１２（ｄ）に示すように、第３のキャリア信号に対し周波数が同一で、波形が反転した三角波である第４のキャリア信号６０６を得ることができる。第４のＰＷＭ信号生成回路群４２６は、第４のキャリア信号を用いて、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のＰＷＭ信号を生成する。

　次項では、第４のＰＷＭ信号生成回路群４２６について詳細に説明する。

　（ＰＷＭ信号生成回路群４２６）
　第４のＰＷＭ信号生成回路群４２６は、制御指令発生回路４３６およびコンパレータ４４６を備える。制御指令発生回路４３６は、制御指令をコンパレータ４４６に出力する。コンパレータ４４６の反転入力端子にはキャリア反転回路４１６で発生された第４のキャリア信号が入力され、非反転入力端子には制御指令発生回路４３６で発生された制御指令が入力される。コンパレータ４４６から出力された比較結果であるパルス信号は、第４のＰＷＭ信号として、三相インバータ３０６の各相アームに供給される。

　したがって、本実施形態においては、第１の制御部４０１，第２の制御部４０２では、キャリア信号より制御指令の方が大きい場合に、上アームのスイッチング素子をオンとする。これとは逆に、第３の制御部４０５内のコンパレータ４４５，第４の制御部４０６内のコンパレータ４４６では、キャリア信号より制御指令の方が大きい場合に、上アームのスイッチング素子をオフとする。また、第３の実施形態での三相巻線２１５と同様に、三相巻線２１１および２１２に対し、三相巻線２１６の巻回方向を逆とすることで、三相交流電動機２０１，２０２，２０５，２０６の回転方向をそろえる構成としている。

　〈ノイズ低減原理〉
　図１２は、本発明のその他の変形例（１）に係るキャリア信号とＵ相制御指令の波形図である。図１２（ａ）は第１の制御部４０１内のコンパレータに入力される第１のキャリア信号６０１とＵ相制御指令５０１ｕを示している。図１２（ｂ）は第２の制御部４０２内のコンパレータに入力される第２のキャリア信号６０２とＵ相制御指令５０２ｕを示しており、図１２（ｃ）はコンパレータ４４５に入力される第３のキャリア信号６０５とＵ相制御指令５０５ｕを示しており、図１２（ｄ）はコンパレータ４４６に入力される第４のキャリア信号６０６とＵ相制御指令５０６ｕを示している。図１２を用い、ノイズ低減の原理について具体的に説明する。Ｕ相の上アームのスイッチング素子のみを例にとり説明するが、Ｖ相、Ｗ相についても同様の原理で説明できる。

　図１２の時刻（１）では、第１の制御部４０１においてＵ相制御指令５０１ｕと第１のキャリア信号６０１の大小関係が入れ替わり、第１の三相インバータ３０１のＵ相アームの上アームのスイッチング素子でオンからオフへの状態遷移が起こる。第２の制御部４０２では、スイッチング素子の状態遷移は起こらない。第３のＰＷＭ信号生成回路群４２５においては、Ｕ相制御指令５０５ｕと第３のキャリア信号６０５の大小関係が入れ替わり、第３の三相インバータ３０５のＵ相アームの上アームのスイッチング素子でオフからオンへの状態遷移が起こる。第４のＰＷＭ信号生成回路群４２６では、スイッチング素子の状態遷移は起こらない。したがって、時刻（１）では、第１および第３の三相インバータ間で、オンからオフへの状態遷移と、これとは逆のオフからオンへの状態遷移とが同時に起こる。

　次に、時刻（２）では、第１の制御部４０１においてＵ相制御指令５０１ｕと第１のキャリア信号６０１の大小関係が入れ替わり、第１の三相インバータ３０１のＵ相アームの上アームのスイッチング素子でオフからオンへの状態遷移が起こる。第２の制御部４０２においては、Ｕ相制御指令５０２ｕと第２のキャリア信号６０２の大小関係が入れ替わり、第２の三相インバータ３０２のＵ相アームの上アームのスイッチング素子でオンからオフへの状態遷移が起こる。第３のＰＷＭ信号生成回路群４２５および第４のＰＷＭ信号生成回路群４２６では、スイッチング素子の状態遷移は起こらない。したがって、時刻（２）では、第１および第２の三相インバータ間で、オフからオンへの状態遷移と、これとは逆のオンからオフへの状態遷移とが同時に起こる。

　続いて、時刻（３）において、第１の制御部４０１では、スイッチング素子の状態遷移は起こらない。第２の制御部４０２においてＵ相制御指令５０２ｕと第２のキャリア信号６０２の大小関係が入れ替わり、第２の三相インバータ３０２のＵ相アームの上アームのスイッチング素子でオフからオンへの状態遷移が起こる。第３のＰＷＭ信号生成回路群４２５においては、Ｕ相制御指令５０５ｕと第３のキャリア信号６０５の大小関係が入れ替わり、第３の三相インバータ３０５のＵ相アームの上アームのスイッチング素子でオンからオフへの状態遷移が起こる。第４のＰＷＭ信号生成回路群４２６にでは、スイッチング素子の状態遷移は起こらない。したがって、時刻（３）では、第２および第３の三相インバータ間で、オフからオンへの状態遷移と、これとは逆のオンからオフへの状態遷移とが同時に起こる。

　次に、時刻（４）では、第１の制御部４０１においてＵ相制御指令５０１ｕと第１のキャリア信号６０１の大小関係が入れ替わり、第１の三相インバータ３０１のＵ相アームの上アームのスイッチング素子でオンからオフへの状態遷移が起こる。第２の制御部４０２および第３のＰＷＭ信号生成回路群４２５では、スイッチング素子の状態遷移は起こらない。第４のＰＷＭ信号生成回路群４２６においては、Ｕ相制御指令５０６ｕと第４のキャリア信号６０６の大小関係が入れ替わり、第４の三相インバータ３０６のＵ相アームの上アームのスイッチング素子でオフからオンへの状態遷移が起こる。したがって、時刻（４）では、第１および第４の三相インバータ間で、オンからオフへの状態遷移と、これとは逆のオフからオンへの状態遷移とが同時に起こる。

　次に、時刻（５）において、第１の制御部４０１では、スイッチング素子の状態遷移は起こらない。第２の制御部４０２においてＵ相制御指令５０２ｕと第２のキャリア信号６０２の大小関係が入れ替わり、第２の三相インバータ３０２のＵ相アームの上アームのスイッチング素子でオフからオンへの状態遷移が起こる。第３のＰＷＭ信号生成回路群４２５では、スイッチング素子の状態遷移は起こらない。第４のＰＷＭ信号生成回路群４２６においては、Ｕ相制御指令５０６ｕと第４のキャリア信号６０６の大小関係が入れ替わり、第４の三相インバータ３０６のＵ相アームの上アームのスイッチング素子でオンからオフへの状態遷移が起こる。したがって、時刻（５）では、第２および第４の三相インバータ間で、オフからオンへの状態遷移と、これとは逆のオンからオフへの状態遷移とが同時に起こる。

　以上、本変形例によれば、第３および第４の三相インバータにおいて、Ｕ、Ｖ、Ｗ相アームの全てで、状態遷移の方向が同一のスイッチングが同時に起こることを回避できる。さらに、本実施形態では、どのようなタイミングでも、スイッチング素子にオンからオフへの状態遷移と、これとは逆のオフからオンへの状態遷移とを同時に発生させることができる。この結果、ノイズが相殺され、より優れたノイズ低減効果を発揮することが可能となる。また、スイッチング素子において同時にオンとオフを発生させるため、直流電源と三相インバータの間に発生するサージ電圧も相殺することができる。よって、ノーマルモードノイズの低減にも対応できる。

　（２）特許文献２においては、特許文献１と同じく、電動機駆動システムにおけるノイズ低減手法が示されている。特許文献１と異なる点は、第１のキャリア信号に三角波電圧を、第２のキャリア信号に、第１のキャリア信号に対し波形が反転した反転三角波電圧を用いている点である。互いに波形が反転しており、かつ同一周期の三角波を組で使うことで、スイッチング素子にオンへの状態遷移とオフへの状態遷移とを同時に発生させることができるため、ノイズの相殺効果が得られる。しかし、特許文献２の構成では、このノイズの相殺効果がデューティ５０％近傍のタイミングに限られるという問題点がある。本変形例では、２台の三相インバータを構成する場合において、タイミングに関わらず効果の高いノイズ低減手法を提案するものである。

　〈構成〉
　（負荷駆動システム１４０）
　図１３は、本発明のその他の変形例（２）に係る負荷駆動システムの全体構成を示す図である。

　負荷駆動システム１４０は、直流電源ＢＡ、三相交流電動機２０７，２０８、三相インバータ３０７，３０８、制御回路４４０を備える。

　三相交流電動機２０７は、三相交流電力の供給を受ける三相巻線２１７を有する。三相交流電動機２０８は、三相交流電動機２０７と比較して、三相巻線２１８の巻回方向が三相巻線２１７とは逆である点が異なる。

　三相交流電動機２０７は、三相交流電力の供給を受ける三相巻線２１７を有する。三相交流電動機２０８は、三相交流電力の供給を受ける三相巻線２１８を有しており、三相交流電動機２０７と異なる点は、三相巻線２１８の巻回方向が三相巻線２１７とは逆である点である。

　三相インバータ３０７，３０８の構成は、第１の実施形態における三相インバータ３０１と同様である。ただし、三相インバータ３０７，３０８の入力端子は、いずれも直流電源ＢＡに接続されているが、出力端子はそれぞれ三相交流電動機２０７，２０８に接続されている。

　制御回路４４０は三相インバータ３０７，３０８の動作を制御する。以下、制御回路４４０の詳細について説明する。

　（制御回路４４０）
　制御回路４４０は、三相インバータ３０７の動作を制御する第１の制御部４０７、三相インバータ３０８の動作を制御する第２の制御部４０８を備える。

　第１の制御部４０７は、第１のキャリア信号発生回路４１７および第１のＰＷＭ信号生成回路群４２７を備える。第１のキャリア信号発生回路４１７は、第１のキャリア信号を生成する。本変形例では、第１のキャリア信号として三角波を例に挙げ説明するが、鋸波を用いても三角波と同様の効果が得られる。第１のＰＷＭ信号生成回路群４２７は、第１のキャリア信号を用いて、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のＰＷＭ信号を生成する。

　第２の制御部４０８は、第２のＰＷＭ信号生成回路群４２８を備える。第２のＰＷＭ信号生成回路群４２８は、第１のキャリア信号発生回路４１７で発生された第１のキャリア信号を用いて、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のＰＷＭ信号を生成する。

　次項では、第１のＰＷＭ信号生成回路群４２７および第２のＰＷＭ信号生成回路群４２８について詳細に説明する。

　（ＰＷＭ信号生成回路群４２７、４２８）
　第１のＰＷＭ信号生成回路群４２７は、制御指令発生回路４３７およびコンパレータ４４７を備える。制御指令発生回路４３７は、制御指令をコンパレータ４４７に出力する。コンパレータ４４７の反転入力端子には制御指令発生回路４３７で発生された制御指令が入力され、非反転入力端子には第１のキャリア信号発生回路４１７で発生された第１のキャリア信号が入力される。コンパレータ４４７から出力される比較結果に基づいて形成されたパルス信号は、第１のＰＷＭ信号として、三相インバータ３０７の各相アームに供給される。

　第２のＰＷＭ信号生成回路群４２８は、制御指令発生回路４３８およびコンパレータ４４８を備える。制御指令発生回路４３８は、制御指令をコンパレータ４４８に出力する。コンパレータ４４８の反転入力端子には第１のキャリア信号発生回路４１７で発生された第１のキャリア信号が入力され、非反転入力端子には制御指令発生回路４３８で発生された制御指令が入力される。コンパレータ４４８から出力された比較結果であるパルス信号は、第２のＰＷＭ信号として、三相インバータ３０８の各相アームに供給される。

　なお、制御指令発生回路４３７，４３８は同期して動作しており、同じ位相の制御指令を出力する。

　本実施形態においては、コンパレータ４４７では、キャリア信号より制御指令の方が大きい場合に、上アームのスイッチング素子をオンとする。これとは逆に、コンパレータ４４８では、キャリア信号より制御指令の方が大きい場合に、上アームのスイッチング素子をオフとする。このとき、他の実施形態および変形例と同様、各三相交流電動機２０７，２０８の回転方向を同一にするため、三相巻線２１７に対し、三相巻線２１８の巻回方向を逆にする構成としている。

　〈ノイズ低減原理〉
　図１４は、本発明のその他の変形例（２）に係るキャリア信号とＵ相制御指令の波形図であり、図１４（ａ）はコンパレータ４４７での波形図を、図１４（ｂ）はコンパレータ４４８での波形図をそれぞれ示している。

　図１４は、本発明のその他の変形例（２）に係るキャリア信号とＵ相制御指令の波形図である。図１４（ａ）はコンパレータ４４７に入力される第１のキャリア信号６０７とＵ相制御指令５０７ｕを示している。図１４（ｂ）はコンパレータ４４８に入力される第２のキャリア信号６０８とＵ相制御指令５０８ｕを示している。図１４を用い、ノイズ低減の原理について具体的に説明する。Ｕ相の上アームのスイッチング素子のみを例にとり説明するが、Ｖ相、Ｗ相についても同様の原理で説明できる。

　図１４の時刻（１）では、第１のＰＷＭ信号生成回路群４２７においてＵ相制御指令５０７ｕと第１のキャリア信号６０７の大小関係が入れ替わり、三相インバータ３０７のＵ相の上アームのスイッチング素子でオンからオフへの状態遷移が起こる。第２のＰＷＭ信号生成回路群４２８においては、Ｕ相制御指令５０８ｕと第１のキャリア信号６０８の大小関係が入れ替わり、三相インバータ３０８のＵ相アームの上アームのスイッチング素子でオフからオンへの状態遷移が起こる。したがって、時刻（１）では２台の三相インバータ間で、オンからオフへの状態遷移と、これとは逆のオフからオンへの状態遷移とが同時に起こる。

　次に、時刻（２）では、第１のＰＷＭ信号生成回路群４２７においてＵ相制御指令５０７ｕと第１のキャリア信号６０７の大小関係が入れ替わり、三相インバータ３０７のＵ相アームの上アームのスイッチング素子でオフからオンへの状態遷移が起こる。第２のＰＷＭ信号生成回路群４２８においては、Ｕ相制御指令５０８ｕと第１のキャリア信号６０８の大小関係が入れ替わり、三相インバータ３０８のＵ相アームの上アームのスイッチング素子でオンからオフへの状態遷移が起こる。したがって、時刻（２）では２台の三相インバータ間で、オフからオンへの状態遷移と、これとは逆のオンからオフへの状態遷移とが同時に起こる。

　以上、特許文献２においては、デューティが５０％時に限られていたノイズ相殺効果を、本変形例によれば、すべてのタイミングで得ることができる。結果、より優れたノイズ低減効果を発揮することが可能となる。

　（３）発明が解決しようとする課題で述べたように、３台の三相インバータで構成される負荷駆動システムにおいて、二種のキャリア信号のみでＰＷＭ信号を生成する場合には、第３の三相インバータのＵ相、Ｖ相、Ｗ相アームの全てで、状態遷移の方向が同一のスイッチングが同時に起こってしまう。上述した実施形態では、三相インバータのＵ相、Ｖ相、Ｗ相アームの全てで、状態遷移の方向が同一のスイッチングが同時に起こることを回避できるような波形を、第３のキャリア信号に選択することでノイズ低減を図った。本変形例では、第３のキャリア信号に従来の鋸波電圧を用い、その鋸波電圧の波形が瞬時に降下もしくは上昇する部分の位相をＵ相、Ｖ相、Ｗ相間でずらすことによるノイズ低減手法を提案する。

　〈構成〉
　（負荷駆動システム１５０）
　図１５は本発明のその他の変形例（３）に係る負荷駆動システムの全体構成を示す図である。

　負荷駆動システム１５０は、直流電源ＢＡ、三相交流電動機２０９，２０１０、２０１１、三相インバータ３０９，３０１０，３０１１、制御回路４５０を備える。

　三相交流電動機２０９は、三相交流電力の供給を受ける三相巻線２１９を有する。三相交流電動機２０１０は、三相交流電力の供給を受ける三相巻線２１１０を有する。三相交流電動機２０１１は、三相交流電力の供給を受ける三相巻線２１１１を有する。

　三相インバータ３０９，３０１０，３０１１はそれぞれ入力端子が直流電源ＢＡに接続され、出力端子がそれぞれ三相交流電動機２０９，２０１０，２０１１に接続されている。三相インバータ３０９，３０１０，３０１１の構成は、第１の実施形態における三相インバータ３０１と同様である。

　制御回路４５０は三相インバータ３０９，３０１０，３０１１の動作を制御する。以下、制御回路４５０の詳細について説明する。

　（制御回路４５０）
　制御回路４５０は、三相インバータ３０９の動作を制御する第１の制御部４０９、三相インバータ３０１０の動作を制御する第２の制御部４０１０、三相インバータ３０１１の動作を制御する第３の制御部４０１１を備える。

　第１の制御部４０９は、第１のキャリア信号発生回路４１９、位相シフト回路４７９ｖ，４７９ｗ、第１のＰＷＭ信号生成回路群４２９を備える。第１のキャリア信号発生回路４１９は、第１の実施形態における第１のキャリア信号発生回路４１１と同様の動作を行う。但し、第１のキャリア信号発生回路４１９は、第１のキャリア信号を第１のＰＷＭ信号生成回路群４２９、位相シフト回路４７９ｖ，４７９ｗおよび第２の制御部４０８に出力する。

　第２の制御部４０１０は、キャリア反転回路４１１０、位相シフト回路４７１０ｖ，４７１０ｗ、第２のＰＷＭ信号生成回路群４２１０を備える。キャリア反転回路４１１０は、第１の実施形態におけるキャリア反転回路４１２と同様の動作を行う。但し、キャリア反転回路４１１０は、第２のキャリア信号を第２のＰＷＭ信号生成回路群４２１０、位相シフト回路４７１０ｖ，４７１０ｗに出力する。

　第３の制御部４０１１は、位相シフト回路４７１１ｖ，４７１１ｗ、および第３のＰＷＭ信号生成回路群４２１１を備える。第３の制御部４０１１に入力された第１のキャリア信号は、第３のＰＷＭ信号生成回路群４２１１、位相シフト回路４７１１ｖ，４７１１ｗに出力される。次項では各位相シフト回路の動作について説明する。

　（Ｖ相位相シフト回路４７９ｖ～４７１１ｖ，Ｗ相位相シフト回路４７９ｗ～４７１１ｗ）
　Ｖ相位相シフト回路４７９ｖ，４７１０ｖ，４７１１ｖは、当該各位相シフト回路に入力されたＶ相用キャリア信号の位相を、θだけずらす動作をする。Ｗ相位相シフト回路４７９ｗ，４７１０ｗ，４７１１ｗは、当該各位相シフト回路に入力されたＷ相用キャリア信号の位相を、φ（≠θ）だけずらす動作をする。

　本変形例では、第１キャリア信号および第２のキャリア信号における鋸波電圧の波形が、時間的に急降下もしくは急上昇する部分の位相をＵ相、Ｖ相、Ｗ相間でずらすことによって、三相インバータのＵ相、Ｖ相、Ｗ相アームの全てで、状態遷移の方向が同一のスイッチングが同時に起こるのを回避することを目的としている。そのためには、各ＰＷＭ信号生成回路に入力される鋸波電圧の波形において、瞬時に降下もしくは上昇する部分の位相がＵ相、Ｖ相、Ｗ相間で少しでもずれていればよい。したがって、効果が損なわれない範囲であれば、各位相シフト回路がシフトさせる位相差は特に限定されない。

　次項では、第１のＰＷＭ信号生成回路群４２９、第２のＰＷＭ信号生成回路群４２１０および第３のＰＷＭ信号生成回路群４２１１について詳細に説明する。

　（ＰＷＭ信号生成回路群４２９、４２１０、４２１１）
　第１のＰＷＭ信号生成回路群４２９は、第１のＵ相ＰＷＭ信号生成回路４２９ｕ、第１のＶ相ＰＷＭ信号生成回路４２９ｖ、第１のＷ相ＰＷＭ信号生成回路４２９ｗを備える。

　第１のＵ相ＰＷＭ信号生成回路４２９ｕは、Ｕ相制御指令発生回路およびＵ相用コンパレータを備える。Ｕ相用コンパレータの反転入力端子にはＵ相制御指令発生回路で発生されたＵ相制御指令が入力され、非反転入力端子には第１のＵ相用キャリア信号が入力される。Ｕ相用コンパレータから出力された比較結果であるパルス信号は、第１のＵ相ＰＷＭ信号として、三相インバータ３０９のＵ相アーム３０９ｕに供給される。

　第１のＶ相ＰＷＭ信号生成回路４２９ｖおよび第１のＷ相ＰＷＭ信号生成回路４２９ｗは、第１のＵ相ＰＷＭ信号生成回路４２９ｕと同様の動作をそれぞれ、Ｖ相およびＷ相に対して行う。

　第２のＰＷＭ信号生成回路群４２１０，第３のＰＷＭ信号生成回路群４２１１は、第１のＰＷＭ信号生成回路群４２９と同様の動作を、それぞれ第２のキャリア信号，第１のキャリア信号に対して行う。また、同一相制御指令発生回路は、同期して動作しており、位相が同一の制御指令を出力する。本変形例においては全てのコンパレータで、キャリア信号より制御指令の方が大きい場合に、各三相インバータの上アームのスイッチング素子をオンとする。

　以上のように、本変形例によれば、第３の三相インバータにおいて、Ｕ、Ｖ、Ｗ相すべてで状態遷移の方向が同一のスイッチングが同時に起こることを回避できる。また、最低限、第３のＶ相位相シフト回路４７１１ｖおよび第３のＷ相位相シフト回路４７１１ｗを動作させれば効果は得られる（効果が損なわれない範囲で、必要に応じて位相シフト回路４７９ｖ、４７９ｗ、４７１０ｖおよび４７１０ｗを動作させる構成としてもよい）。

　なお、図１５では、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相間で位相をずらしたキャリア信号を生成するために、位相シフト回路を用いる例を示したが、これに限定されず、他のロジック回路を用いて回路を構成してもよい。

　（４）上記実施形態および変形例では三相交流電動機を複数台設けた構成を例に説明したが、本発明はこれに限定されず、三相巻線を複数有する単一の三相交流電動機を設けることとしてもよい。図１７に第１、第２、および第３の巻線を有する、複数巻線三相交流電動機２００を設けた全体構成図を示す。このような、複数巻線を有する単一の三相交流電動機においても、本発明の制御方法により、同様のノイズ低減効果を提供できる。

　（５）本発明の実施形態１および２では、第３のキャリア信号を合成するために、キャリア反転回路およびキャリア合成回路を用いる例を示しているが、第３のキャリア信号の生成方法は何らこれに限定されず、他のロジック回路を用いて回路を構成しても構わない。例えば、図１８に示すように、独立する第３のキャリア信号発生回路により、実施形態１および２と同一のキャリア信号を生成する例が考えられる。

　（６）本発明の実施形態１～３においては、直流電源ＢＡと第１の三相インバータ間の配線距離、直流電源ＢＡと第２の三相インバータ間の配線距離、および直流電源ＢＡと第３の三相インバータ間の配線距離が同一であることが望ましい。これにより、それぞれの配線距離間の寄生インダクタンスを同一になるように配置できる。このとき、例えば、直流電源ＢＡと三相インバータ３０１、３０２および３０３との間に、コンデンサが並列に接続されている場合、コンデンサへのリップル電流も低減することができるため、コンデンサの使用本数を削減し、システムをさらに小型化することができる。

　（７）各実施形態および変形例の構成によれば、同一相制御指令の位相がずれている場合であっても、ノイズ低減効果を得ることができる。第１の実施形態を例にとって説明すると、図３の時刻（２）のタイミングでは必ずスイッチング素子にオンへの状態遷移とオフへの状態遷移とが同時に起こり、時刻（１），（３）のタイミングでは、状態遷移の方向が同一のスイッチングが同時に起こることはない。よって、同一相制御指令の位相がずれている場合でも、完全なコモンモードノイズの相殺はできないものの、従来と比較して良好なノイズ低減効果を実現できる。これは第１の実施形態に限定されない。上述したいずれの実施形態および変形例でも同様に、従来と比較して良好なノイズ低減効果を実現できる。

　（８）各図では、三相インバータが共通の直流電源から給電されるものとして説明したが、三相インバータが個別の直流電源から給電されることとしてもよい。

　（９）各図は、本発明が理解できる程度に配置関係を概略的に示してあるに過ぎず、従って、本発明は図示例に限定されるものではない。また、図を分かり易くするために、一部省略した部分がある。

　（１０）上記の実施形態および変形例は単なる好適例に過ぎず、何らこれに限定されない。例えば、各図では負荷として三相交流電動機を例に挙げ説明したが、負荷は何らこれに限定されない。また、これらの実施形態および変形例に挙げた構成を、適宜好適に組み合わせることも可能である。

　（１１）各構成成分間の特性差等が同一という場合、例えば、三相交流電動機それぞれの対地寄生容量が同一である等の場合においても、製造誤差等の範囲内での誤差は当然許容されるものとする。

　また、第１の実施形態における図３を用いたノイズ低減原理において、スイッチング素子にオンからオフへの状態遷移とオフからオンへの状態遷移とを同時に発生させる、すなわち、スイッチングのタイミングを一致させることにより、ノイズ低減が図られることを説明した。ここで、「オンからオフへの状態遷移とオフからオンへの状態遷移とが同時に発生」するとは、オンからオフへの遷移時間（鋸波において電圧が急降下する時間に対応）
とオフからオンへの遷移時間（反転鋸波において電圧が急上昇する時間に対応）とが重なっていることを指す。このとき、オンからオフへの遷移時間とオフからオンへの遷移時間とが完全に重なっている場合だけでなく、両遷移時間の少なくとも一部分同士が重なっている場合も含むものとする。

　（１２）第１の実施形態に係る負荷駆動システム１００を自動車に適用した変形例について説明する。

　図１９は、本変形例に係る車両制御システム１２００を備える自動車１３００の構成を示す概略図である。図１９に示すように、自動車１３００は、車両制御システム１２００と、車輪１３１０、１３１１を備える。

　車両制御システム１２００は、直流電源ＢＡ、制御回路４００、三相インバータ３０１，３０２、三相交流電動機２０１，２０２、エアコン１４００を備える。直流電源ＢＡ、制御回路４００、三相インバータ３０１，３０２、三相交流電動機２０１，２０２は、第１の実施形態と同様の構成である。エアコン１４００は自動車１３００内の空気の調整を行うものであり、三相インバータ３０３、三相交流電動機２０３からなる。

　三相交流電動機２０１，２０２は、それぞれ車輪１３１０，１３１１を駆動する走行用電動機として用いられている。一方、エアコン１４００が備える三相交流電動機２０３は、エアコン１４００を駆動する電動コンプレッサ用電動機として用いられている。

　ここで、三相交流電動機２０１，２０２，２０３のうちのいずれか２基を選択して走行用電動機として用いればよいのであるが、走行用電動機として用いられている２基の三相交流電動機は、同期して動作される方が望ましい。したがって、本変形例では、互いに周波数が同一のキャリア信号を用いたＰＷＭ信号に基づき駆動される三相交流電動機２０１，２０２を走行用電動機として割り当てている。しかしながら、必ずしもこのような三相交流電動機の組を走行用電動機として割り当てられている必要はなく、車両制御システムの構成によって適宜変更することが可能である。

　なお、図１９に示す変形例に限定されず、適宜、三相交流電動機２０１，２０２，２０３の割り当てを変更することが可能である。例えば、三相交流電動機２０１，２０２，２０３を、それぞれ走行用電動機、電動コンプレッサ用電動機、発電機用電動機に割り当てる等、種々の構成が考えられる。

　なお、本変形例では、第１の実施形態に係る負荷駆動システムを自動車に適用した例を説明したが、第１の実施形態以外の他の実施形態ならびに変形例に係る負荷駆動システムの構成を用いることも可能である。

　本発明は、例えば、低ノイズ特性が特に要求されるハイブリッド自動車、電気自動車、燃料電池自動車等の動力源として用いる電動機駆動システムに好適に利用可能である。

　２０１～２０９，２０１０，２０１１　三相交流電動機
　２１１～２１９，２１１０，２１１１　三相巻線
　３０１～３０９，３０１０，３０１１　三相インバータ
　４０１，４０７，４０９　第１の制御部
　４０２，４０８，４０１０　第２の制御部
　４０３，４０４，４０５，４０１１　第３の制御部
　４０６　第４の制御部
　４１１，４１７，４１９　第１のキャリア信号発生回路
　４１５　第３のキャリア信号発生回路
　４１２，４１６，４１１０　キャリア反転回路
　４１３，４１４　キャリア合成回路
　４２１，４２７，４２９　第１のＰＷＭ信号生成回路群
　４２２，４２８，４２１０　第２のＰＷＭ信号生成回路群
　４２３，４２４，４２５，４２１１　第３のＰＷＭ信号生成回路群
　４２６　第４のＰＷＭ信号生成回路群
　４３１～４３８　制御指令発生回路　
　４３１ｕ～４３３ｕ　Ｕ相制御指令発生回路
　４４１～４４８　コンパレータ
　４４１ｕ～４４３ｕ　Ｕ相コンパレータ
　５０１ｕ～５０８ｕ　Ｕ相制御指令
　５０１ｖ～５０３ｖ　Ｖ相制御指令
　５０１ｗ～５０３ｗ　Ｗ相制御指令

Claims

　第１、第２および第３の負荷を駆動する負荷駆動システムであって、
　入力端子が直流電源に接続され、出力端子が前記第１、第２および第３の負荷にそれぞれ個別に接続される第１、第２および第３の三相インバータと、
　鋸波である第１のキャリア信号を生成するとともに、当該第１のキャリア信号に基づき前記第１の三相インバータを動作させる第１の制御部と、
　前記第１のキャリア信号に対し位相および周波数が同一であり、かつ、前記第１のキャリア信号に対し波形が反転した鋸波である第２のキャリア信号を生成するとともに、当該第２のキャリア信号に基づき前記第２の三相インバータを動作させる第２の制御部と、
　前記第１のキャリア信号の鋸波の傾きと前記第２のキャリア信号の鋸波の傾きとを有する三角波であって、前記第１のキャリア信号および前記第２のキャリア信号に対し同位相である、または位相が半周期ずれた三角波である第３のキャリア信号を生成するとともに、当該第３のキャリア信号に基づき前記第３の三相インバータを動作させる第３の制御部と、を備える
　ことを特徴とする負荷駆動システム。
　前記第２の制御部は、前記第１の制御部により生成された第１のキャリア信号を反転させることにより前記第２のキャリア信号を生成し、
　前記第３の制御部は、前記第１の制御部により生成された第１のキャリア信号と前記第２の制御部により生成された第２のキャリア信号を合成することにより前記第３のキャリア信号を生成すること
　を特徴とする請求項１に記載の負荷駆動システム。
　前記第１、第２および第３の負荷は第１、第２および第３の電動機巻線であり、
　前記第１、第２および第３の電動機巻線の巻回方向がいずれも同じであり、
　前記第１の制御部は、
　前記第１のキャリア信号と第１の制御指令との比較結果である駆動信号を前記第１の三相インバータに供給することにより前記第１の三相インバータを動作させ、
　前記第２の制御部は、
　前記第２のキャリア信号と第２の制御指令との比較結果である駆動信号を前記第２の三相インバータに供給することにより前記第２の三相インバータを動作させ、
　前記第３の制御部は、
　前記第１のキャリア信号および前記第２のキャリア信号に対し、位相が半周期ずれた前記第３のキャリア信号を生成するとともに、前記第３のキャリア信号と第３の制御指令との比較結果である駆動信号を前記第３の三相インバータに供給することにより前記第３の三相インバータを動作させること
　を特徴とする請求項１に記載の負荷駆動システム。
　前記第１、第２および第３の負荷は第１、第２および第３の電動機巻線であり、
　前記第３の電動機巻線の巻回方向が前記第１、第２の電動機巻線の巻回方向に対して逆であり、
　前記第１の制御部は、
　前記第１のキャリア信号と第１の制御指令との比較結果である駆動信号を前記第１の三相インバータに供給することにより前記第１の三相インバータを動作させ、
　前記第２の制御部は、
　前記第２のキャリア信号と第２の制御指令との比較結果である駆動信号を前記第２の三相インバータに供給することにより前記第２の三相インバータを動作させ、
　前記第３の制御部は、
　前記第１のキャリア信号および前記第２のキャリア信号に対し、位相および周波数が同一の前記第３のキャリア信号を生成し、前記第３のキャリア信号と第３の制御指令との比較結果を反転させた駆動信号を前記第３の三相インバータに供給することにより前記第３の三相インバータを動作させること
　を特徴とする請求項１に記載の負荷駆動システム。
　前記第１、第２および第３の負荷は第１、第２および第３の電動機巻線であり、
　前記第３の電動機巻線の巻回方向が前記第１、第２の電動機巻線の巻回方向に対して逆であり、
　前記第１の制御部は、
　前記第１のキャリア信号と第１の制御指令との比較結果である駆動信号を前記前第１の三相インバータに供給することにより前記第１の三相インバータを動作させ、
　前記第２の制御部は、
　前記第２のキャリア信号と第２の制御指令との比較結果である駆動信号を前記第２の三相インバータに供給することにより前記第２の三相インバータを動作させ、
　前記第３の制御部は、
　前記第１のキャリア信号および前記第２のキャリア信号に対し、位相が同一であり、かつ周波数が１／２になるように前記第３のキャリア信号を生成し、前記第３のキャリア信号と第３の制御指令との比較結果を反転させた駆動信号を前記第３の三相インバータに供給することにより前記第３の三相インバータを動作させること
　を特徴とする請求項１に記載の負荷駆動システム。
　前記負荷駆動システムは、さらに、
　前記第１、第２の電動機巻線の巻回方向に対し、巻線が逆方向に巻回されている第４の負荷である第４の電動機巻線を駆動し、さらに、
　入力端子が直流電源に接続され、出力端子が第４の負荷に接続される第４の三相インバータと、
　前記第３のキャリア信号に対し周波数が同一であり、かつ波形が反転した第４のキャリア信号を生成し、当該第４のキャリア信号と第４の制御指令との比較結果を反転させた駆動信号を前記第４の三相インバータに供給することにより前記第４の三相インバータを動作させる第４の制御部と
　を含むことを特徴とする請求項５に記載の負荷駆動システム。
　前記第１、第２および第３の制御指令において、
　同一相制御指令間の位相および振幅が同一であることを特徴とする請求項３に記載の負荷駆動システム。
　前記第１、第２および第３の三相インバータの各々は、Ｕ相アーム、Ｖ相アーム、Ｗ相アームから構成されており、
　同相のアームに供給される駆動信号に設けられたデッドタイムは同一である
　ことを特徴とする請求項３に記載の負荷駆動システム。
　前記第１、第２および第３の制御指令を発生させる第１、第２および第３の制御指令発生回路の制御ゲインが、全て同一であることを特徴とする請求項３に記載の負荷駆動システム。
　前記第１、第２および第３の電動機巻線の中性点が互いに接続されていることを特徴とする、請求項３に記載の負荷駆動システム。
　前記第１、第２および第３の電動機巻線は単一の電動機に含まれている、
　または、第１、第２および第３の電動機に個別に含まれていること
　を特徴とする請求項３に記載の負荷駆動システム。
　前記直流電源と前記第１の三相インバータ間の配線距離と、
　前記直流電源と前記第２の三相インバータ間の配線距離と、
　前記直流電源と第３の三相インバータ間の配線距離と
　が同一であることを特徴とする請求項１に記載の負荷駆動システム。
　前記第１、第２および第３の負荷それぞれの対地寄生容量が同一であること
　を特徴とする請求項１に記載の負荷駆動システム。
　前記第１、第２および第３の三相インバータを構成するスイッチング素子において、
　前記各スイッチング素子のオンからオフへの遷移時間と、オフからオンへの遷移時間とが同一であること
　を特徴とする請求項１に記載の負荷駆動システム。
　前記第１、第２および第３の三相インバータの入力端子は共通の直流電源に接続されていることを特徴とする請求項１に記載の負荷駆動システム。
　第１および第２の電動機巻線を駆動する電動機駆動システムであって、
　前記第２の電動機巻線の巻回方向が前記第１の電動機巻線の巻回方向に対して逆であり、
　入力端子が直流電源に接続され、出力端子が第１および第２の電動機巻線にそれぞれ接続される第１および第２の三相インバータと、
　第１のキャリア信号を生成するとともに、当該第１のキャリア信号と第１の制御指令との比較結果である駆動信号を前記第１の三相インバータに供給することにより前記第１の三相インバータを動作させる第１の制御部と、
　前記第１のキャリア信号に対し、位相および周波数が同一である第２のキャリア信号と第２の制御指令との比較結果を反転させた駆動信号を前記第２の三相インバータに供給することにより前記第２の三相インバータを動作させる第２の制御部と
　を備えることを特徴とする電動機駆動システム。
　請求項１に記載の負荷駆動システムを備える車両制御システムであって、
　前記第１、第２の三相インバータの出力端子は、各々、第１、第２の走行用電動機に接続され、
　前記第３の三相インバータの出力端子は、電動コンプレッサ用電動機に接続される
　ことを特徴とする車両制御システム。